JPH04208077A - 負荷転流形インバータの制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的コ （産業上の利用分野） 本発明は、負荷転流形インバータの制御装置に関する。

（従来の技術） 高周波誘導加熱用電源として、第３図に示すように、順
変換器（インバータ）１、直流リアクトル２、逆変換器
３、炉抵抗５ａと炉インダクタンス５ｂからなる高周波
誘導炉５、力率改善コンデンサ４、からなる負荷転流形
インバータか広く使用されている。炉インダクタンス５
ｂにより高周波誘導炉５に高周波磁界を与え、高周波誘
導炉５内の金属をうず電流損、ヒステリシス損を利用し
て加熱溶解するものである。

金属の加熱溶解過程では、高周波誘導炉５の力率は大幅
に変動するか、負荷転流形インバータは負荷である高周
波誘導炉５の力率の変化に応じて出力周波数が自動的に
変化するので、高周波誘導炉５の電流として良好に運転
できる。

高周波誘導炉５の力率は１５〜２０％の遅れ力率である
ため、炉インダクタンス５ｂと並列に力率改善コンデン
サ４を接続し力率を改善している。

又、負荷転流形インバータは回路上転流失敗を防止する
ために常に進み力率で運転する必要０・ある。

第４図は従来技術の負荷転流形イン）＜−夕の制御装置
の一例を示すプロ・ツクダイヤグラムであり、第５図で
第４図の各プロ・ツクの波形説明図である。

インバータの高調波出力電圧６ａの零点を零点検出回路
６１て検出し、零点検出ノくルス６ｂを出力する。一方
、三角波発生器６２ては出力電圧６ａが零点と次の零点
との間、すなわち零点検出ノくホス６ｂ相互間は一定勾
配で立上る三角波６ｄをつくっており、出力電圧６ａが
零となる毎（こ、三角波リセット回路６３から三角波リ
セ・ソトノ＜パルス６Ｃが出力されて三角波６ｅは零に
リセ・ソトされる。

サンプルホールド回路６４は前述の零点検出／々ルス６
ｂと三角波６ｄを入力し、三角波６ｄのピーク値ｅｎを
記憶し、このｅｎをピーク値とするサンプルホールド三
角波６ｅを発生させるものである。

逆変換器側のゲートパルス発生方法としては、しへル一
致回路６６か用いられる。二のレベル一致回路６６は、
サンプルホールド三角波６ｅと、β角制御基準電圧（Ｅ
Ｃ）６ｇを突合せ、両者の電圧レベルが一致した時、ケ
ートノクルス信号６ｈを発生するものである。

この方法によれば、第３図の高層誘導炉５の炉インダク
タンス５ｂか変化し、高周波誘導炉５の振動周波数が変
化しても第５図のサンプルホールド三角波６ｅのピーク
値が変動する。この事によりサンプルホールド三角波６
ｂは傾斜は常に一定であるから、β角制御基準電圧６ｇ
か逆変換器３のサイリスクのターンオフタイムを十分満
足させる値に設定してあれば、第３図の高周波誘導炉５
の振動周波数の変化が比較的小さい場合は転流余裕時間
一定制御としてゲートノくルス６ｈを出す事ができる。

（発明が解決しようとする課題） 第３図に於いて、高周波誘導炉５のインピーダンスは、
以下のようになることか知られて（する。

炉５内の金属の溶解過程で金属の温度変化、溶解材料の
増減、高周波誘導炉５の周波数変化等により、負荷転流
形インバータの定格出力時を１００％インピーダンスと
した時、３０％〜３００％程度変化する事が知られてい
る。同様に、炉インダクタンス５ｂも１００％〜３００
％程度変化するため、炉５の共振周波数ｆはｔ　−１／
（２π−ｒＵ”で〕（但し、Ｌは第３図の５ｂ、Ｃは第
３図の４である）により定格周波数を１００％とした時
５０％〜１００％変化する事になる。又、高周波誘導炉
５の共振周波数ｆとインピーダンスＺの関係はｚ　ｃｌ
：ｆ　３　／２で表わされる。

今、第３図に於いてインバータ１の出力周波数が定格周
波数の５０％、高周波誘導炉５のインピーダンスが定格
インピーダンスの３０％と低いインピーダンスで運転さ
れている時、第６図の出力電圧−出力電流特性は８ａの
如く、出力電流ＩＯは定格の１．０　　（ＩｏＰｕ）流
れ、出力電圧ＶＯは定格の０．３ＶｏＰｕとなる。この
場合、転流型なり角ＵはＩ　ｏ　Ｐ　ｕ　／　Ｖ　ｏ　
Ｐ　ｕに比例して大きくなるため、この時の転流型なり
時間をｔｕ（ｍａｘ）とすると、インバータを転流失敗
させないで安定運転するには、転流余裕時間ｔγは素子
のターンオフタイムｔｑに対してｔγ＞ｔｑの条件を満
たすために転流進み時間ｔβはｔβ〉ｔγ＋ｔｕ（ｍａ
ｘ）とする必要かあり、ｔβが大きくなる。

転流進み時間ｔβはインバータ出力の力率に反比例する
ので、インバータＩ　ｏ　Ｐ　ｕ　／　Ｖ　ｏ　Ｐ　ｕ
二１の定格運転条件に近づいても定格電力か出なくなる
欠点があった。

この欠点を補うために、第４図でβ角制御基準電圧Ｅｃ
は重なり角補償付とし、Ｉ　ｏ　Ｐ　ｕ　／　Ｖ　。

Ｐｕに比例した重なり角補償ｅ１をβ角制御基準電圧Ｅ
Ｃに加算し、低インピーダンス時はｅｌをｍａｘとしｔ
β＞ｔ　７＋ｔ　ｕ　（ｍａｘ）　、定格インピーダン
ス時はｅｌをゼロとしてｔβ〉ｔγ＋ｔｕとなるようｔ
βを負荷の条件に合せて変化させる。また、定格運転条
件の下では定格電力か出せる制御機能を有していたが、
重なり角補償を有効に使うためには、Ｉ　ｏ　Ｐ　ｕ　
／　Ｖ　ｏ　Ｐ　ｕの除算が瞬時に演算され、重なり角
補償ｅ１の値つ・出力されない限り、有効な補償とはな
らない。インバータ出力周波数の半サイクルの時間以上
１ｏＰｕ／ＶｏＰｕの除算のスピードが遅れる場合は、
転流型なり角の過少補償又は過大補償となって転流失敗
、又は過電流となる。

現在のＩＣ製造技術では前述の条件を満足する除算器は
存在しないため、重なり角補償は１００％の機能を引出
す事ができず、重なり角の補償η・不完全てあったため
、インバータの出力周波数か定格周波数の１／２と低く
、かつ定格インピーダンスの３０％と低インピーダンス
時はサイリスクＡ　（７ノード）−Ｋ（カソード）間に
印加される逆電圧は定格周波数時のヤ”：Ｅ　Ｖ　ｏ　
ｓｉｎγからＪｌＶ　ｏ　ｓｉｎ　（１／　２）ＴＬ７
と低く、かつ転流型なり角か大きい為転流失敗しやすい
という欠点があった。

本発明は逆電圧不足、転流余裕時間不足に起因する転流
失敗が生じない負荷転流形インバータの制御装置を提供
することを目的とする。

［発明の構成］ （課題を解決するための手段） 本発明はこの目的を達成するために、例えば第４図の従
来回路のインバータ制御回路に、次の構成を追加したも
のである。すなわち、第１図に示すように出力周波数の
Ｆ／Ｖ変換回路６７と、周波数補償回路６８及び重なり
角補償回路６５を付加してβ角制御基準電圧Ｅｃに加え
る事１こより低周波数、低インピーダンス時の転流余裕
時間Ｔγか適正な値に保てるような負荷転流形インバー
タの制御装置としたものである。

（作用） 本発明によれば、出力周波数か低く低インピーダンス時
の転流余裕角時間ｔγを十分確保し、かつ、定格周波数
、定格インピーダンスのもとても所定のｔγを確保てき
、これにより逆電圧不足、転流余裕時間不足に起因する
転流失敗かなくなる。

前述の手段により高周波の出力電圧をＦ／Ｖ変換し周波
数補償回路に入力しその出力と重なり角補償回路の出力
をＥｃに加算し定格周波数て転流進み時間ｔβの補償を
ゼロ、１／２定格周波数て転流進み時間を△ｔβ拡げる
作用をもつ。

（実施例） 以下、本発明の実施例について図面を参照して説明する
。第１図は本発明の一実施例の概略構成を示すブロック
図であり、従来例を示す第４図と同一機能のものは同一
符号を記し説明を省略する。

本発明の一実施例を示す第１図は従来例の第４図に対し
てＦ／Ｖ変換回路６７、周波数補償回路６８、リミッタ
−６９を追加したものである。

第１図のブロックダイヤグラムに於いて、高周波出力電
圧６ａを０から定格周波数まで一定の勾配で立上り定格
周波数てＫ　（Ｖ）の出力を得るようにＦ／Ｖ変換回路
６７によりＦ／Ｖ変換する。

そして、Ｆ／Ｖ変換回路６７で第２図の如く定格周波数
で転流進み時間ｔβの補償をゼロ、１／２定格周波数で
△ｔβ２の転流進み時間の補償を行う。又、重なり角補
償は重なり角変動範囲の数１０％を補償する程度にリミ
ッタ−６９を設け、重なり角補償回路６５内の除算器の
時間遅れに起因する過小補償や過大補償の危険性を回避
する。

以上のように構成することにより、インバータの出力周
波数６ａか１／２定格周波数かつ負荷インピーダンスが
定格時の３０９６の最低電圧、定格電流出力でのインバ
ータ運転時における転流型なり角増大に対して、周波数
補償回路６８により周波数低下時のβ角を△ｔβまたけ
補正する。従って、サイリスクに印加される逆電圧のビ
〜り値を適性値に保ち、同時に重なり角補償によりβ角
を重なり角増加に対して△ｔβまたけ補正し転流余裕時
間ｔγを適正値にキープする事により、逆電圧不足、転
流余裕時間不足に起因する転流失敗はなくなる。

以上述べた本発明の実施例によれば、次のような作用効
果が得られる。高周波誘導炉５の金属溶解過程で炉５の
共振周波数が定格の１／２に低下し、かつ、炉５のイン
ピーダンスが定格インピーダンスに対して３０％の低イ
ンピーダンスとなっても、周波数補償と重なり角補償と
により逆変換器側サイリスタに十分な転流余裕時間ｔγ
を与え、転流失敗の危険性を解消するものである。高周
波誘導炉５の溶解特性は、溶解材料の加熱、溶解と共に
炉インピーダンスか定格インピーダンスに接近し、周波
数も又、加熱、溶解と共に炉インピーダンスは定格イン
ピーダンスに接近し、周波数も又、加熱、溶解と共に上
昇し定格周波数に接近する。従って、溶解進行と共に、
周波数補償と重なり角補償は漸減するため、インバータ
の出力力率が上昇し溶解材料か溶湯の時フルパワーか炉
に印加できる事を特徴とし、炉の操業パターンにマツチ
する利点かある。

又、本発明により前述の使用条件下でも、インバータの
転流余裕時間を必要以上に大きく設定する必要がないた
め電源容量を小さくする事ができるため、経済的に有利
となる。

前述の実施例では、周波数補償は、定格周波数で補償を
ゼロとしたか、定格周波数まで周波数補償を実施する必
要はなく、定格周波数の７０％程度まで周波数補償実施
し、７０％以上は重なり角補償と転流糸裕時間一定制御
でも逆変換器のサイリスクに印加される逆電圧はヤ’２
Ｖｏｓｉｎ２／１０γ（Ｖ）であり逆電圧か低すぎる事
はない。周波数補償を定格周波数の７０％でセロとした
場合はインバータの出力力率か周波数補償力上昇するた
め、負荷率が改善され溶解の原単位か良くなる利点があ
る。

［発明の効果コ 以上述べた本発明によれば、逆電圧不足、転流余裕時間
不足に起因する転流失敗かなくなる負荷転流形インバー
タの制御装置を提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による負荷転流形インノーータの制御装
置の一実施例を示すブロックダイヤグラム、第２図は第
１図の一実施例を説明するためのβ角制御基準電圧との
関係を示す図、第３図は一般的な負荷転流形インバータ
のシステム構成図、第４図は従来の負荷転流形インバー
タの制御装置の一例を示すブロックダイヤグラム、第５
図は第４図の各ブロックの波形説明図、第６図は第３図
のインバータの出力電圧および出力電流は特性図である
。 コ・・・順変換器、２・・直流リアクトル、３・・逆変
換器、４・・力率改善コンデンサ、５・・・高周波誘導
炉、５ａ・・炉抵抗、５ｂ・・・炉インダクタンス、６
・インバータ制御回路、６１・−零点検出回路、６２・
・・三角波発生器、６３・・・三角波リセット回路、６
４・・サンプルホールド回路、６５・・・重なり角補償
回路５，６６・・・レベル一致回路、６７・・Ｆ／Ｖ変
換回路、６８・・・周波数補償回路、６９・・・リミッ
タ−１６ａ・・・高周波出力電圧、６ｂ・・・零点検出
パルス、６Ｃ・・・三角波リセットパルス、６ｄ・・・
三角波、６ｅ・・・サンルホールド電圧、６ｆ・・・サ
ンプルホールド三角波、６ｇ・・・β角制御基準電圧、
６ｈ・・・ゲートパルス信号、６ｊ・・重なり角補償出
力（ｅｌ）、６ｋ・・・周波数補償出力（ｅ２）、７ａ
・・定格周波数時のサンプルホールド三角波、７ｂ・・
・１／２定格周波数時のサンプルホールド三角波、８ａ
・・３０％インピーダンス特性、８ｂ・・・１００％イ
ンピーダンス特性、８Ｃ・・・２００％インピーダンス
特性。 笛３図 １１／＆４図 第５図 ０．５　　　　１．０　（１ｏｐｕ　）出力室シ鼠１゜ 第６図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 誘導加熱用負荷転流形インバータに於いて、このインバ
   ータの出力周波数を電圧信号に変換する変換回路と、 この変換回路の出力を入力し、前記インバータの出力周
   波数が低下したとき、あるいは低インピーダンスのとき
   転流余裕時間の補償を行う周波数補償回路と、 前記インバータの出力を入力し重なり角の補償を行う重
   なり角補償回路と、 この重なり角補償回路の出力と、前記周波数補償回路の
   出力をβ角制御基準電圧に加える手段とを具備した負荷
   転流形インバータの制御装置。