JPH06149396A - コンバータの過電流保護回路 - Google Patents
コンバータの過電流保護回路Info
- Publication number
- JPH06149396A JPH06149396A JP29594292A JP29594292A JPH06149396A JP H06149396 A JPH06149396 A JP H06149396A JP 29594292 A JP29594292 A JP 29594292A JP 29594292 A JP29594292 A JP 29594292A JP H06149396 A JPH06149396 A JP H06149396A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- output
- time width
- converter
- overcurrent
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Protection Of Static Devices (AREA)
- Continuous-Control Power Sources That Use Transistors (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明はコンバータ用の過電流保護回路に関
し、垂下特性における過電流抑圧性の高いコンバータの
過電流保護回路を提供することを目的とする。 【構成】 入力直流電圧による電流を断続しその通電時
間幅が制御可能な通電時間幅可変直流断続手段１と、こ
れによって生ずる交流電圧を変圧し整流平滑化して負荷
に出力直流電圧を供給する変圧整流平滑化手段２と、こ
れに流入する過電流を検出し計測する過電流検出手段３
と、通電時間幅可変直流断続手段１の通電時間幅を制御
することで変圧整流平滑化手段２の出力直流電圧を制御
する通電時間幅制御手段４とで構成されるコンバータの
過電流保護回路において、変圧整流平滑化手段２の出力
直流電圧が単数あるいは複数の特定の値まで降下したと
きその都度これを検出する降下電圧検出手段６と、降下
電圧検出手段６出力の各検出信号に応答して過電流検出
手段３の検出感度を制御することにより変圧整流平滑化
手段２の出力直流電圧の垂下特性における過電流抑圧特
性を制御する過電流検出感度制御手段７とで構成される
垂下特性制御ブロック５を具備する。
し、垂下特性における過電流抑圧性の高いコンバータの
過電流保護回路を提供することを目的とする。 【構成】 入力直流電圧による電流を断続しその通電時
間幅が制御可能な通電時間幅可変直流断続手段１と、こ
れによって生ずる交流電圧を変圧し整流平滑化して負荷
に出力直流電圧を供給する変圧整流平滑化手段２と、こ
れに流入する過電流を検出し計測する過電流検出手段３
と、通電時間幅可変直流断続手段１の通電時間幅を制御
することで変圧整流平滑化手段２の出力直流電圧を制御
する通電時間幅制御手段４とで構成されるコンバータの
過電流保護回路において、変圧整流平滑化手段２の出力
直流電圧が単数あるいは複数の特定の値まで降下したと
きその都度これを検出する降下電圧検出手段６と、降下
電圧検出手段６出力の各検出信号に応答して過電流検出
手段３の検出感度を制御することにより変圧整流平滑化
手段２の出力直流電圧の垂下特性における過電流抑圧特
性を制御する過電流検出感度制御手段７とで構成される
垂下特性制御ブロック５を具備する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、コンバータのための過
電流保護回路に関する。ここにコンバータとは、ある直
流電圧を他の直流電圧に変換する装置を指し、しばしば
スイッチングレギュレータまたはＤＣ−ＤＣコンバータ
と呼ばれる。コンバータを電源装置として用いる場合に
は、通常入力直流電圧端子と負荷との間に帰還接続によ
る定電圧動作を行わせ、また過電流保護回路を接続する
ことによって、過負荷からコンバータを保護する。
電流保護回路に関する。ここにコンバータとは、ある直
流電圧を他の直流電圧に変換する装置を指し、しばしば
スイッチングレギュレータまたはＤＣ−ＤＣコンバータ
と呼ばれる。コンバータを電源装置として用いる場合に
は、通常入力直流電圧端子と負荷との間に帰還接続によ
る定電圧動作を行わせ、また過電流保護回路を接続する
ことによって、過負荷からコンバータを保護する。
【０００２】しかし、負荷短絡等の重度の過負荷に対し
ては保護能力が及ばず、コンバータを損傷することが少
なくなかった。
ては保護能力が及ばず、コンバータを損傷することが少
なくなかった。
【０００３】
【従来の技術】以下、従来の技術について説明する。図
６は、コンバータ回路に接続された定電圧回路の入力電
圧Ｖｉ対出力電圧Ｖｏ特性である。図示のように、Ｖｉ
の規格範囲内、すなわちＶｉL からＶｉH まではＶｏは
一定ＶｏC である。
６は、コンバータ回路に接続された定電圧回路の入力電
圧Ｖｉ対出力電圧Ｖｏ特性である。図示のように、Ｖｉ
の規格範囲内、すなわちＶｉL からＶｉH まではＶｏは
一定ＶｏC である。
【０００４】図７は、同じくコンバータ回路に接続され
た過電流保護回路の出力電流Ｉｏ対出力電圧Ｖｏ特性で
ある。図示のように、Ｉｏが増加して規格最大値ＩｏH
に達するまでは、Ｖｏは一定値ＶｏC を保つが、ＩｏH
を超過すると急激に降下を始める。この電圧降下特性を
過電流垂下特性、あるいは単に垂下特性と呼ぶ。垂下特
性による電源電圧の減少によって、コンバータは過負荷
から保護される。
た過電流保護回路の出力電流Ｉｏ対出力電圧Ｖｏ特性で
ある。図示のように、Ｉｏが増加して規格最大値ＩｏH
に達するまでは、Ｖｏは一定値ＶｏC を保つが、ＩｏH
を超過すると急激に降下を始める。この電圧降下特性を
過電流垂下特性、あるいは単に垂下特性と呼ぶ。垂下特
性による電源電圧の減少によって、コンバータは過負荷
から保護される。
【０００５】垂下特性には大別して３種類の型がある。
図７には、３種類の型が若干模型的に描かれている。す
なわち、実線で示された垂下特性Ａは拘束型（当業者間
では、「ヘ」の字型と呼んでいる。）、点線で示された
垂下特性Ｂは定電流型、破線で示された垂下特性Ｃは電
流逓減型（当業者間では、「フ」の字型と呼んでい
る。）と称されるものである。
図７には、３種類の型が若干模型的に描かれている。す
なわち、実線で示された垂下特性Ａは拘束型（当業者間
では、「ヘ」の字型と呼んでいる。）、点線で示された
垂下特性Ｂは定電流型、破線で示された垂下特性Ｃは電
流逓減型（当業者間では、「フ」の字型と呼んでい
る。）と称されるものである。
【０００６】図から明らかなように、定電流型垂下特性
Ｂおよび電流逓減型垂下特性Ｃは、過負荷になった時負
荷電流が減少するか、あるいは少なくとも一定値を保つ
ので最も好ましいと考えられがちであるが、これらの特
性を実現するためには高度の技術を必要とし、また回路
が非常に複雑となるので経済的にも不利だという難点が
あった。
Ｂおよび電流逓減型垂下特性Ｃは、過負荷になった時負
荷電流が減少するか、あるいは少なくとも一定値を保つ
ので最も好ましいと考えられがちであるが、これらの特
性を実現するためには高度の技術を必要とし、また回路
が非常に複雑となるので経済的にも不利だという難点が
あった。
【０００７】この点拘束型垂下特性Ａは、比較的簡単な
技術で実現でき、経済的でもあるので、広く用いられて
いる。図８は、従来技術による過電流保護回路を含むコ
ンバータの一例を示す回路図である。なお、通常過電流
保護回路とともに本来出力電圧の定電圧を行う定電圧回
路の部分は、同図では省略されている。
技術で実現でき、経済的でもあるので、広く用いられて
いる。図８は、従来技術による過電流保護回路を含むコ
ンバータの一例を示す回路図である。なお、通常過電流
保護回路とともに本来出力電圧の定電圧を行う定電圧回
路の部分は、同図では省略されている。
【０００８】同図中、主要な部品およびデバイスについ
て説明すると、Ｃｉは入力コンデンサ、Ｔは主変圧器、
Ｑは（バイポーラ）トランジスタやＭＯＳＦＥＴ（電界
効果トランジスタ）等のスイッチング素子、Ｄはショッ
トキ・バリヤ・ダイオード等の低順方向電圧降下ダイオ
ード、Ｌは平滑化用チョークコイル、Ｃｏは出力コンデ
ンサで、以上がコンバータの本体の部分を形成する。
て説明すると、Ｃｉは入力コンデンサ、Ｔは主変圧器、
Ｑは（バイポーラ）トランジスタやＭＯＳＦＥＴ（電界
効果トランジスタ）等のスイッチング素子、Ｄはショッ
トキ・バリヤ・ダイオード等の低順方向電圧降下ダイオ
ード、Ｌは平滑化用チョークコイル、Ｃｏは出力コンデ
ンサで、以上がコンバータの本体の部分を形成する。
【０００９】なお図示のように、より一般的な呼び方と
して、スイッチング素子Ｑについては通電時間幅可変直
流断続手段とし、１と番号付けして添記されており、主
変圧器Ｔ、低順方向電圧降下ダイオードＤ、平滑化用チ
ョークコイルＬおよび出力コンデンサＣｏについては変
圧整流平滑化手段とし、２と番号付けして添記されてい
る。
して、スイッチング素子Ｑについては通電時間幅可変直
流断続手段とし、１と番号付けして添記されており、主
変圧器Ｔ、低順方向電圧降下ダイオードＤ、平滑化用チ
ョークコイルＬおよび出力コンデンサＣｏについては変
圧整流平滑化手段とし、２と番号付けして添記されてい
る。
【００１０】一方、ＲS は電流検出抵抗、ＤS およびＣ
S は平滑用のそれぞれダイオードおよびコンデンサ、Ｒ
1 およびＲ2 は電流検出分圧抵抗、ＥはＶR を基準電圧
とする電圧増幅器、Ｆは鋸歯状波発生器ＯＳＣの出力を
１入力とするパルス幅変調用電圧比較器、Ｐは前記スイ
ッチング素子Ｑを駆動する駆動回路で、比較電圧増幅器
までが過電流保護回路の部分を形成する。
S は平滑用のそれぞれダイオードおよびコンデンサ、Ｒ
1 およびＲ2 は電流検出分圧抵抗、ＥはＶR を基準電圧
とする電圧増幅器、Ｆは鋸歯状波発生器ＯＳＣの出力を
１入力とするパルス幅変調用電圧比較器、Ｐは前記スイ
ッチング素子Ｑを駆動する駆動回路で、比較電圧増幅器
までが過電流保護回路の部分を形成する。
【００１１】ここでも、より一般的な呼び方として、電
流検出抵抗ＲS 、平滑用のダイオードとコンデンサそれ
ぞれＤS とＣS および電流検出分圧抵抗Ｒ1 とＲ2 につ
いては過電流検出手段とし、３と番号付けして添記され
ており、電圧増幅器Ｅ、鋸歯状波発生器ＯＳＣ、パルス
幅変調用比較器Ｆおよび駆動回路Ｐについては通電時間
幅制御手段とし、４と番号付けして添記されている。
流検出抵抗ＲS 、平滑用のダイオードとコンデンサそれ
ぞれＤS とＣS および電流検出分圧抵抗Ｒ1 とＲ2 につ
いては過電流検出手段とし、３と番号付けして添記され
ており、電圧増幅器Ｅ、鋸歯状波発生器ＯＳＣ、パルス
幅変調用比較器Ｆおよび駆動回路Ｐについては通電時間
幅制御手段とし、４と番号付けして添記されている。
【００１２】なおＶCCは、定電圧回路や過電流保護回路
等の補助回路に電力を供給するための電源の電圧で、主
電源の電圧ＶｉやＶｏ等とは別に設けられている。入力
直流電圧Ｖｉに基づいて主変圧器Ｔの一次巻線に流入す
る電流は、スイッチング素子Ｑによって断続され、二次
巻線から交流電圧となって取出される。この交流電圧は
低順方向電圧降下ダイオードＤにより整流され、平滑化
用チョークコイルＬおよび出力コンデンサＣｏによって
平滑化されて、出力直流電圧Ｖｏとして負荷に供給され
る。この場合Ｖｏの値は前記スイッチング素子Ｑの通電
時間幅によって決まる。すなわち、前記通電時間幅が広
くなれば増加し、狭くなれば減少する。
等の補助回路に電力を供給するための電源の電圧で、主
電源の電圧ＶｉやＶｏ等とは別に設けられている。入力
直流電圧Ｖｉに基づいて主変圧器Ｔの一次巻線に流入す
る電流は、スイッチング素子Ｑによって断続され、二次
巻線から交流電圧となって取出される。この交流電圧は
低順方向電圧降下ダイオードＤにより整流され、平滑化
用チョークコイルＬおよび出力コンデンサＣｏによって
平滑化されて、出力直流電圧Ｖｏとして負荷に供給され
る。この場合Ｖｏの値は前記スイッチング素子Ｑの通電
時間幅によって決まる。すなわち、前記通電時間幅が広
くなれば増加し、狭くなれば減少する。
【００１３】さて、コンバータの主変圧器Ｔの一次巻線
側を流れる断続電流によって、電流検出抵抗ＲS に断続
的電圧降下が発生するが、この断続的電圧降下を整流用
ダイオードＤS およびコンデンサＣS で整流・平滑化し
たうえ、平滑化したのちのＣ S の端子電圧ＶS をＲ1 ／
（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）に分圧した電流検出分圧抵抗Ｒ1 の端子
電圧ＶS1が、電圧増幅器Ｅの＋側入力に加えられる。
側を流れる断続電流によって、電流検出抵抗ＲS に断続
的電圧降下が発生するが、この断続的電圧降下を整流用
ダイオードＤS およびコンデンサＣS で整流・平滑化し
たうえ、平滑化したのちのＣ S の端子電圧ＶS をＲ1 ／
（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）に分圧した電流検出分圧抵抗Ｒ1 の端子
電圧ＶS1が、電圧増幅器Ｅの＋側入力に加えられる。
【００１４】電圧増幅器Ｅの−側入力には基準電圧ＶR
が印加されているので、前記のＶS1がＶR に達しない限
り電圧増幅器Ｅは正出力を発生しない。しかしながら、
ＶS1がＶR を超過すると電圧増幅器Ｅは正出力を発生
し、その出力電圧レベルは（Ｖ S1−ＶR ）にほぼ比例し
て上昇する。ＶR の値は、負荷に既述の規格最大値Ｉｏ
H が流れた時のＶS1＝ＶS ・Ｒ1 ／（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）の値
に等しくなるよう予め設定しておく。
が印加されているので、前記のＶS1がＶR に達しない限
り電圧増幅器Ｅは正出力を発生しない。しかしながら、
ＶS1がＶR を超過すると電圧増幅器Ｅは正出力を発生
し、その出力電圧レベルは（Ｖ S1−ＶR ）にほぼ比例し
て上昇する。ＶR の値は、負荷に既述の規格最大値Ｉｏ
H が流れた時のＶS1＝ＶS ・Ｒ1 ／（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）の値
に等しくなるよう予め設定しておく。
【００１５】電圧増幅器Ｅの出力電圧は、次段のパルス
幅変調用比較器Ｆの第１入力に印加される。前記パルス
幅変調用比較器Ｆの第２入力には、三角波形パルス発振
器ＯＳＣの出力が印加される。
幅変調用比較器Ｆの第１入力に印加される。前記パルス
幅変調用比較器Ｆの第２入力には、三角波形パルス発振
器ＯＳＣの出力が印加される。
【００１６】前記パルス幅変調用比較器Ｆは、動作原理
から見れば電圧弁別回路に該当し、第１入力電圧をしき
い値として第２入力信号を電圧弁別する。すなわち出力
からは、第２入力信号の振幅が第１入力電圧を超過する
時間幅をパルス幅とするパルス列が得られる。
から見れば電圧弁別回路に該当し、第１入力電圧をしき
い値として第２入力信号を電圧弁別する。すなわち出力
からは、第２入力信号の振幅が第１入力電圧を超過する
時間幅をパルス幅とするパルス列が得られる。
【００１７】第１入力電圧は一定不変ではなく、既述の
ように電流検出分圧抵抗Ｒ1 の端子電圧ＶS1に応じて変
化し、一方第２入力信号は三角波形パルスであるので、
第１入力電圧が低い時にはパルス幅の広いパルス列が出
力され、第１入力電圧が高い時にはパルス幅の狭いパル
ス列が出力される。
ように電流検出分圧抵抗Ｒ1 の端子電圧ＶS1に応じて変
化し、一方第２入力信号は三角波形パルスであるので、
第１入力電圧が低い時にはパルス幅の広いパルス列が出
力され、第１入力電圧が高い時にはパルス幅の狭いパル
ス列が出力される。
【００１８】上述のように前記パルス幅変調用比較器Ｆ
は、用途の面から見ればパルス幅変調回路である。さ
て、パルス幅変調用比較器Ｆからのパルス幅変調信号出
力は、駆動回路Ｐを介して前記スイッチング素子Ｑを駆
動する。
は、用途の面から見ればパルス幅変調回路である。さ
て、パルス幅変調用比較器Ｆからのパルス幅変調信号出
力は、駆動回路Ｐを介して前記スイッチング素子Ｑを駆
動する。
【００１９】すなわち、出力電流Ｉｏが既述の規格最大
値ＩｏH を超過し、さらに増加するに従って、前記パル
ス幅変調用比較器Ｆの出力パルス幅が狭くなって行く。
このため、前記出力パルスから誘導した交流電圧を整流
平滑化して得た出力直流電圧Ｖｏは降下し、この垂下特
性によって過負荷が抑圧される。
値ＩｏH を超過し、さらに増加するに従って、前記パル
ス幅変調用比較器Ｆの出力パルス幅が狭くなって行く。
このため、前記出力パルスから誘導した交流電圧を整流
平滑化して得た出力直流電圧Ｖｏは降下し、この垂下特
性によって過負荷が抑圧される。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述の
従来技術による過電流保護回路は、拘束型垂下特性のも
のであるから、過負荷になれば出力電圧が降下し、これ
に基づいて出力電流も抑制はされるものの依然として増
加を続ける。したがって、過負荷が軽度であればコンバ
ータは十分に保護されるが、短絡等の重度の過負荷の場
合は保護しきれず、損傷することが少なくなかった。
従来技術による過電流保護回路は、拘束型垂下特性のも
のであるから、過負荷になれば出力電圧が降下し、これ
に基づいて出力電流も抑制はされるものの依然として増
加を続ける。したがって、過負荷が軽度であればコンバ
ータは十分に保護されるが、短絡等の重度の過負荷の場
合は保護しきれず、損傷することが少なくなかった。
【００２１】従って、本発明の目的は、従来技術による
上述のような難点を除き、垂下特性における過電流抑圧
性の向上したコンバータの過電流保護回路を提供する点
にある。
上述のような難点を除き、垂下特性における過電流抑圧
性の向上したコンバータの過電流保護回路を提供する点
にある。
【００２２】
【課題を解決するための手段】図１は、本発明の原理ブ
ロック図である。同図中、１は通電時間幅可変直流断続
手段、２は変圧整流平滑化手段、３は過電流検出手段、
４は通電時間幅制御手段で、５は本発明になる垂下特性
制御ブロックである。前記垂下特性制御ブロック５は、
降下電圧検出手段６と、過電流検出感度制御手段７とを
含んでいる。
ロック図である。同図中、１は通電時間幅可変直流断続
手段、２は変圧整流平滑化手段、３は過電流検出手段、
４は通電時間幅制御手段で、５は本発明になる垂下特性
制御ブロックである。前記垂下特性制御ブロック５は、
降下電圧検出手段６と、過電流検出感度制御手段７とを
含んでいる。
【００２３】さて、既述の目的を達成するため、本発明
は図１のように下記の構成とする。すなわち、入力直流
電圧による電流を断続しかつその通電時間幅が制御可能
な通電時間幅可変直流断続手段１と、前記通電時間幅可
変直流断続手段１によって誘発される交流電圧を変圧し
整流しかつ平滑化して負荷に出力直流電圧を供給する変
圧整流平滑化手段２と、で構成されるコンバータ回路に
対し過電流保護のため前記通電時間幅可変直流断続手段
１に流入する過電流を検出し計測する過電流検出手段３
と、前記通電時間幅可変直流断続手段１の通電時間幅を
制御することにより前記変圧整流平滑化手段２の出力直
流電圧を制御する通電時間幅制御手段４とを具備するコ
ンバータの過電流保護回路において、垂下特性制御ブロ
ック５を前記変圧整流平滑化手段２と過電流検出手段３
との間に接続し、前記垂下特性制御ブロック５は、前記
変圧整流平滑化手段２の出力直流電圧が単数あるいは複
数の特定の値まで降下したときその都度これを検出する
降下電圧検出手段６と、前記降下電圧検出手段６出力の
各検出信号に応答して前記過電流検出手段３の検出感度
を制御することにより前記変圧整流平滑化手段２の出力
直流電圧の垂下特性における過電流抑圧特性を制御する
過電流検出感度制御手段７とで構成する。
は図１のように下記の構成とする。すなわち、入力直流
電圧による電流を断続しかつその通電時間幅が制御可能
な通電時間幅可変直流断続手段１と、前記通電時間幅可
変直流断続手段１によって誘発される交流電圧を変圧し
整流しかつ平滑化して負荷に出力直流電圧を供給する変
圧整流平滑化手段２と、で構成されるコンバータ回路に
対し過電流保護のため前記通電時間幅可変直流断続手段
１に流入する過電流を検出し計測する過電流検出手段３
と、前記通電時間幅可変直流断続手段１の通電時間幅を
制御することにより前記変圧整流平滑化手段２の出力直
流電圧を制御する通電時間幅制御手段４とを具備するコ
ンバータの過電流保護回路において、垂下特性制御ブロ
ック５を前記変圧整流平滑化手段２と過電流検出手段３
との間に接続し、前記垂下特性制御ブロック５は、前記
変圧整流平滑化手段２の出力直流電圧が単数あるいは複
数の特定の値まで降下したときその都度これを検出する
降下電圧検出手段６と、前記降下電圧検出手段６出力の
各検出信号に応答して前記過電流検出手段３の検出感度
を制御することにより前記変圧整流平滑化手段２の出力
直流電圧の垂下特性における過電流抑圧特性を制御する
過電流検出感度制御手段７とで構成する。
【００２４】
【作用】図２は、本発明によるコンバータの過電流保護
回路の垂下特性図である。同図において、出力電流Ｉｏ
が増加して規格最大値ＩｏH に達するまで、Ｖｏが一定
値ＶｏC を保ち、ＩｏH を超過すると垂下特性を示す点
までは図７の説明と同様である。
回路の垂下特性図である。同図において、出力電流Ｉｏ
が増加して規格最大値ＩｏH に達するまで、Ｖｏが一定
値ＶｏC を保ち、ＩｏH を超過すると垂下特性を示す点
までは図７の説明と同様である。
【００２５】以下、本発明の原理ブロックを示す図１と
図２の両図を参照しながら本発明の作用について説明を
進める。垂下特性制御ブロック５中の降下電圧検出手段
６は、変圧整流平滑化手段２の出力直流電圧ＶｏC が垂
下特性によって第１の特定の値Ｖｏ1 まで降下したこと
を検出すると、最初の降下電圧検出信号を出力する。ち
なみにこの時、出力電流はＩ1Hにまで増加している。
図２の両図を参照しながら本発明の作用について説明を
進める。垂下特性制御ブロック５中の降下電圧検出手段
６は、変圧整流平滑化手段２の出力直流電圧ＶｏC が垂
下特性によって第１の特定の値Ｖｏ1 まで降下したこと
を検出すると、最初の降下電圧検出信号を出力する。ち
なみにこの時、出力電流はＩ1Hにまで増加している。
【００２６】過電流検出感度制御手段７は前記降下電圧
検出信号が加えられると、検出感度増大信号を出力して
過電流検出手段３に印加することにより、その過電流検
出感度を飛躍的に増大させる。
検出信号が加えられると、検出感度増大信号を出力して
過電流検出手段３に印加することにより、その過電流検
出感度を飛躍的に増大させる。
【００２７】すなわち、従来検出、計測の対象が既述の
直流断続電流の平滑化電圧ＶS だけであったものが、本
発明では出力電圧Ｖｏも検出の対象となり、したがっ
て、これらの両者が加え合わされた電圧レベルの降下電
圧検出信号となって過電流検出手段３から出力されるか
ら、等価的には、従来技術において前記直流断続電流の
平滑化電圧ＶS が飛躍的に増大したのと同等の結果とな
る。
直流断続電流の平滑化電圧ＶS だけであったものが、本
発明では出力電圧Ｖｏも検出の対象となり、したがっ
て、これらの両者が加え合わされた電圧レベルの降下電
圧検出信号となって過電流検出手段３から出力されるか
ら、等価的には、従来技術において前記直流断続電流の
平滑化電圧ＶS が飛躍的に増大したのと同等の結果とな
る。
【００２８】過電流検出手段３出力の前記飛躍的に増大
した降下電圧検出信号は、通電時間幅制御手段４を介し
て通電時間幅可変直流断続手段１の通電時間幅を制御
し、これを飛躍的に減少させるから、出力電流は出力電
圧Ｖｏ1 において、Ｉ1H からＩ1Lまで飛躍的に減少す
る。
した降下電圧検出信号は、通電時間幅制御手段４を介し
て通電時間幅可変直流断続手段１の通電時間幅を制御
し、これを飛躍的に減少させるから、出力電流は出力電
圧Ｖｏ1 において、Ｉ1H からＩ1Lまで飛躍的に減少す
る。
【００２９】ついで降下電圧検出手段６は、出力直流電
圧ＶｏC がさらに降下して、第２の特定の値Ｖｏ2 まで
降下したことを検出すると、次の降下電圧検出信号を出
力する。この時、出力電流はＩ2Hにまで増加している。
圧ＶｏC がさらに降下して、第２の特定の値Ｖｏ2 まで
降下したことを検出すると、次の降下電圧検出信号を出
力する。この時、出力電流はＩ2Hにまで増加している。
【００３０】過電流検出感度制御手段７は前記降下電圧
検出信号が加えられると、ふたたび検出感度増大信号を
出力して過電流検出手段３に印加することにより、その
過電流検出感度を再度飛躍的に増大させる。
検出信号が加えられると、ふたたび検出感度増大信号を
出力して過電流検出手段３に印加することにより、その
過電流検出感度を再度飛躍的に増大させる。
【００３１】過電流検出手段３出力の飛躍的に増大した
再度の降下電圧検出信号は、通電時間幅制御手段４を介
して通電時間幅可変直流断続手段１の通電時間幅を制御
し、これを飛躍的に減少させるから、出力電流は出力電
圧Ｖｏ1 において、ふたたびＩ2H からＩ2Lまで飛躍的
に減少する。
再度の降下電圧検出信号は、通電時間幅制御手段４を介
して通電時間幅可変直流断続手段１の通電時間幅を制御
し、これを飛躍的に減少させるから、出力電流は出力電
圧Ｖｏ1 において、ふたたびＩ2H からＩ2Lまで飛躍的
に減少する。
【００３２】以下同様にして、ＶｏC が最小の第ｎの特
定の値Ｖｏn まで降下すると、出力電流はＩnH からＩ
nLまで飛躍的に減少して垂下特性が完結する。図２から
明らかなように、本発明による複数段の垂下特性の実現
により、拘束型でありながら、定電流型や電流逓減型の
垂下特性と同等の過電流抑圧特性を得ることができる。
定の値Ｖｏn まで降下すると、出力電流はＩnH からＩ
nLまで飛躍的に減少して垂下特性が完結する。図２から
明らかなように、本発明による複数段の垂下特性の実現
により、拘束型でありながら、定電流型や電流逓減型の
垂下特性と同等の過電流抑圧特性を得ることができる。
【００３３】なお以上では、特定の降下電圧値がＶ
ｏ1 ，Ｖｏ2 ，〜，Ｖｏn と複数の場合について説明し
たが、たとえばＶｏ1 だけ、あるいはＶｏn だけ等と単
数であっても構わないこともちろんである。
ｏ1 ，Ｖｏ2 ，〜，Ｖｏn と複数の場合について説明し
たが、たとえばＶｏ1 だけ、あるいはＶｏn だけ等と単
数であっても構わないこともちろんである。
【００３４】
【実施例】図３は、本発明の第１の実施例を示す回路図
である。同図中に示された部品およびデバイスには図８
と全く同じものが多いので、ここでは新たに現れた主要
なものだけについて説明する。
である。同図中に示された部品およびデバイスには図８
と全く同じものが多いので、ここでは新たに現れた主要
なものだけについて説明する。
【００３５】まず、ＰＩ（Photocoupled Insulatorの
略）およびｐｉは、それぞれホトカプラの発光素子（た
とえばＧａＡｓ発光ダイオード）および受光素子（たと
えばトランジスタまたはＰＩＮホトダイオード）で、Ｇ
はＶRmを基準電圧とする電圧比較回路である。
略）およびｐｉは、それぞれホトカプラの発光素子（た
とえばＧａＡｓ発光ダイオード）および受光素子（たと
えばトランジスタまたはＰＩＮホトダイオード）で、Ｇ
はＶRmを基準電圧とする電圧比較回路である。
【００３６】コンバータの本体の部分および従来技術に
よる過電流保護回路の部分の動作については、既に〔従
来の技術〕の項で説明済みであるから説明の重複を避け
る。本実施例と、本発明の原理ブロックを示す図１との
対応関係は次のとおりである。
よる過電流保護回路の部分の動作については、既に〔従
来の技術〕の項で説明済みであるから説明の重複を避け
る。本実施例と、本発明の原理ブロックを示す図１との
対応関係は次のとおりである。
【００３７】すなわち、図３におけるホトカプラＰＩお
よびｐｉが図１における過電流検出感度制御手段７に該
当し、基準電圧ＶRmを含む比較回路Ｇが降下電圧検出手
段６に該当する。
よびｐｉが図１における過電流検出感度制御手段７に該
当し、基準電圧ＶRmを含む比較回路Ｇが降下電圧検出手
段６に該当する。
【００３８】図４は、本実施例の過電流保護回路の垂下
特性図である。以下、図３と図４の両図を参照しながら
説明する。本実施例では、電流検出分圧抵抗Ｒ2 の両端
にホトカプラの受光素子ｐｉであるトランジスタのそれ
ぞれコレクタおよびエミッタを接続し、出力電圧Ｖｏを
比較回路Ｇに加えて基準電圧ＶRmと比較させる。そし
て、比較回路Ｇの出力はホトカプラの発光素子ＰＩに接
続するので、出力電圧Ｖｏが特定値ＶRmまで降下すると
比較回路Ｇに出力電流が発生し、これが発光素子ＰＩを
流れて発光する。これにより受光素子ｐｉのコレクタと
エミッタとの間は導通状態となり、電流検出分圧抵抗Ｒ
2 は短絡されることとなる。
特性図である。以下、図３と図４の両図を参照しながら
説明する。本実施例では、電流検出分圧抵抗Ｒ2 の両端
にホトカプラの受光素子ｐｉであるトランジスタのそれ
ぞれコレクタおよびエミッタを接続し、出力電圧Ｖｏを
比較回路Ｇに加えて基準電圧ＶRmと比較させる。そし
て、比較回路Ｇの出力はホトカプラの発光素子ＰＩに接
続するので、出力電圧Ｖｏが特定値ＶRmまで降下すると
比較回路Ｇに出力電流が発生し、これが発光素子ＰＩを
流れて発光する。これにより受光素子ｐｉのコレクタと
エミッタとの間は導通状態となり、電流検出分圧抵抗Ｒ
2 は短絡されることとなる。
【００３９】〔従来の技術〕の項で述べたように、電流
検出分圧抵抗Ｒ1 の端子電圧ＶS1は平滑化コンデンサＣ
S の端子電圧ＶS にＲ1 ／（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）を乗じた値に
等しいが、本実施例ではＲ2 が短絡されるのでＲ2 ＝
０、すなわちＶS1＝ＶS と従来と比較して飛躍的に大き
い値となり、これが電圧増幅器Ｅを経てパルス幅変調用
比較器Ｆに印加される。したがってスイッチング素子Ｑ
は駆動回路Ｐを介して飛躍的に狭いパルス幅のパルス列
で駆動されるので、出力電流は出力電圧ＶRmにおいてＩ
mHからＩmlへと飛躍的に減少し、１段型の垂下特性が実
現する。Ｉｏが既述の規格最大値ＩｏH を超過し、さら
に増加するに従って、前記パルス幅変調用比較器Ｆの出
力パルス幅が狭くなって行く。このため、前記出力パル
スから誘導した交流電圧を整流平滑化して得た出力直流
電圧Ｖｏは降下し、この垂下特性によって過負荷が抑圧
される。
検出分圧抵抗Ｒ1 の端子電圧ＶS1は平滑化コンデンサＣ
S の端子電圧ＶS にＲ1 ／（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）を乗じた値に
等しいが、本実施例ではＲ2 が短絡されるのでＲ2 ＝
０、すなわちＶS1＝ＶS と従来と比較して飛躍的に大き
い値となり、これが電圧増幅器Ｅを経てパルス幅変調用
比較器Ｆに印加される。したがってスイッチング素子Ｑ
は駆動回路Ｐを介して飛躍的に狭いパルス幅のパルス列
で駆動されるので、出力電流は出力電圧ＶRmにおいてＩ
mHからＩmlへと飛躍的に減少し、１段型の垂下特性が実
現する。Ｉｏが既述の規格最大値ＩｏH を超過し、さら
に増加するに従って、前記パルス幅変調用比較器Ｆの出
力パルス幅が狭くなって行く。このため、前記出力パル
スから誘導した交流電圧を整流平滑化して得た出力直流
電圧Ｖｏは降下し、この垂下特性によって過負荷が抑圧
される。
【００４０】図４から明らかなように、この１段型の垂
下特性は、従来の無段型の垂下特性と比較して格段に過
電流抑圧性能が優れており、短絡等の重度の過負荷から
十分コンバータを保護できる。
下特性は、従来の無段型の垂下特性と比較して格段に過
電流抑圧性能が優れており、短絡等の重度の過負荷から
十分コンバータを保護できる。
【００４１】図５は、本発明の第２の実施例の要部を示
す回路図である。同図中、Ｒ3 は第３の電流検出分圧抵
抗、ＰＩ1 およびｐｉ1 は第１のホトカプラ、ＰＩ2 お
よびｐｉ2 は第２のホトカプラ、Ｇ1 は第１の基準電圧
ＶR1の印加された第１の比較回路で、Ｇ2 は第２の基準
電圧ＶR2の印加された比較回路である。その他の部分は
第１の実施例を示す図３と全く同じである。
す回路図である。同図中、Ｒ3 は第３の電流検出分圧抵
抗、ＰＩ1 およびｐｉ1 は第１のホトカプラ、ＰＩ2 お
よびｐｉ2 は第２のホトカプラ、Ｇ1 は第１の基準電圧
ＶR1の印加された第１の比較回路で、Ｇ2 は第２の基準
電圧ＶR2の印加された比較回路である。その他の部分は
第１の実施例を示す図３と全く同じである。
【００４２】図示のとおり、本実施例では、新たに電流
検出分圧抵抗を３個とし、ホトカプラも比較回路もとも
に２個用い、それぞれに異なる基準電圧ＶR1およびＶR2
（ここに、ＶR2＜ＶR1＜Ｖｏc ）を適用している。
検出分圧抵抗を３個とし、ホトカプラも比較回路もとも
に２個用い、それぞれに異なる基準電圧ＶR1およびＶR2
（ここに、ＶR2＜ＶR1＜Ｖｏc ）を適用している。
【００４３】同図中、出力電圧Ｖｏを第１および第２の
比較回路Ｇ1 およびＧ2 に加えてそれぞれ第１および第
２の基準電圧ＶR1およびＶR2と比較させる。まず、出力
電圧Ｖｏが第１の特定値ＶR1まで降下すると第１の比較
回路Ｇ1 に出力電流が発生し、これが第１の発光素子Ｐ
Ｉ1 を流れて発光する。このため受光素子ｐｉ1 のコレ
クタとエミッタとの間は導通状態となり、電流検出分圧
抵抗Ｒ3 は短絡されることとなる。
比較回路Ｇ1 およびＧ2 に加えてそれぞれ第１および第
２の基準電圧ＶR1およびＶR2と比較させる。まず、出力
電圧Ｖｏが第１の特定値ＶR1まで降下すると第１の比較
回路Ｇ1 に出力電流が発生し、これが第１の発光素子Ｐ
Ｉ1 を流れて発光する。このため受光素子ｐｉ1 のコレ
クタとエミッタとの間は導通状態となり、電流検出分圧
抵抗Ｒ3 は短絡されることとなる。
【００４４】本実施例においては、Ｖｏ＞ＶR1の区間で
は電流検出分圧抵抗Ｒ1 の端子電圧ＶS1は平滑化コンデ
ンサＣS の端子電圧ＶS にＲ1 ／（Ｒ1 ＋Ｒ2 ＋Ｒ3 ）
を乗じた値に等しいが、ＶR1＞Ｖｏ＞ＶR2になるとＲ3
が短絡されるのでＲ3 ＝０、すなわちＶS1＝ＶS ・Ｒ1
／（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）と増大し、これが電圧増幅器Ｅを経て
パルス幅変調用比較器Ｆに印加される。したがって、ス
イッチング素子Ｑは駆動回路Ｐを介して狭いパルス幅の
パルス列駆動されるので、出力電流は出力電圧ＶR1にお
いて飛躍的に減少し、第１段目の垂下特性が実現する。
は電流検出分圧抵抗Ｒ1 の端子電圧ＶS1は平滑化コンデ
ンサＣS の端子電圧ＶS にＲ1 ／（Ｒ1 ＋Ｒ2 ＋Ｒ3 ）
を乗じた値に等しいが、ＶR1＞Ｖｏ＞ＶR2になるとＲ3
が短絡されるのでＲ3 ＝０、すなわちＶS1＝ＶS ・Ｒ1
／（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）と増大し、これが電圧増幅器Ｅを経て
パルス幅変調用比較器Ｆに印加される。したがって、ス
イッチング素子Ｑは駆動回路Ｐを介して狭いパルス幅の
パルス列駆動されるので、出力電流は出力電圧ＶR1にお
いて飛躍的に減少し、第１段目の垂下特性が実現する。
【００４５】ついで、出力電圧Ｖｏが第２の特定値ＶR2
まで降下すると電流検出分圧抵抗Ｒ 2 もＲ3 に続き短絡
され、ＶS1＝ＶS となってさらに増大し、したがって出
力電流は出力電圧ＶR2においてさらに減少し、第２段目
の垂下特性が実現する。 すなわち、第２の実施例によ
れば、２段型の垂下特性が実現出来る。
まで降下すると電流検出分圧抵抗Ｒ 2 もＲ3 に続き短絡
され、ＶS1＝ＶS となってさらに増大し、したがって出
力電流は出力電圧ＶR2においてさらに減少し、第２段目
の垂下特性が実現する。 すなわち、第２の実施例によ
れば、２段型の垂下特性が実現出来る。
【００４６】以下同様の手法により、任意の複数段型の
垂下特性が実現できることは明白である。
垂下特性が実現できることは明白である。
【００４７】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
技術的に容易に作製でき、経済的でかつコンバータを短
絡等の重度の過負荷から安全に保護する、コンバータの
過電流保護回路が実現できる。
技術的に容易に作製でき、経済的でかつコンバータを短
絡等の重度の過負荷から安全に保護する、コンバータの
過電流保護回路が実現できる。
【図１】本発明の原理ブロック図である。
【図２】本発明の過電流保護回路の垂下特性図である。
【図３】本発明の第１の実施例の回路図である。
【図４】第１の実施例の過電流保護回路の垂下特性図で
ある。
ある。
【図５】本発明の第２の実施例の要部の回路図である。
【図６】コンバータ回路に接続された定電圧回路の特性
図である。
図である。
【図７】コンバータ回路に接続された過電流保護回路の
特性図である。
特性図である。
【図８】従来技術による過電流保護回路の回路図であ
る。
る。
１ 通電時間幅可変直流断続手段 ２ 変圧整流平滑化手段 ３ 過電流検出手段 ４ 通電時間幅制御手段 ５ 垂下特性制御ブロック ６ 降下電圧検出手段 ７ 過電流検出感度制御手段
Claims (1)
- 【請求項１】 入力直流電圧による電流を断続しかつそ
の通電時間幅が制御可能な通電時間幅可変直流断続手段
（１）と、前記通電時間幅可変直流断続手段（１）によ
って誘発される交流電圧を変圧し整流しかつ平滑化して
負荷に出力直流電圧を供給する変圧整流平滑化手段
（２）と、で構成されるコンバータ回路に対し、過電流
保護のため前記通電時間幅可変直流断続手段（１）に流
入する過電流を検出し計測する過電流検出手段（３）
と、前記通電時間幅可変直流断続手段（１）の通電時間
幅を制御することにより前記変圧整流平滑化手段（２）
の出力直流電圧を制御する通電時間幅制御手段（４）と
を具備するコンバータの過電流保護回路において、 垂下特性制御ブロック（５）を前記変圧整流平滑化手段
（２）と過電流検出手段（３）との間に接続し、 前記垂下特性制御ブロック（５）は、 前記変圧整流平滑化手段（２）の出力直流電圧が単数あ
るいは複数の特定の値まで降下したときその都度これを
検出する降下電圧検出手段（６）と、 前記降下電圧検出手段（６）出力の各検出信号に応答し
て前記過電流検出手段（３）の検出感度を制御すること
により前記変圧整流平滑化手段（２）の出力直流電圧の
垂下特性における過電流抑圧特性を制御する過電流検出
感度制御手段（７）とで構成することを特徴とするコン
バータの過電流保護回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4295942A JP3058304B2 (ja) | 1992-11-05 | 1992-11-05 | コンバータの過電流保護回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4295942A JP3058304B2 (ja) | 1992-11-05 | 1992-11-05 | コンバータの過電流保護回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06149396A true JPH06149396A (ja) | 1994-05-27 |
| JP3058304B2 JP3058304B2 (ja) | 2000-07-04 |
Family
ID=17827108
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4295942A Expired - Fee Related JP3058304B2 (ja) | 1992-11-05 | 1992-11-05 | コンバータの過電流保護回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3058304B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7161815B2 (en) | 2004-05-24 | 2007-01-09 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Constant current drooping switching power supply |
| JP2008276611A (ja) * | 2007-05-01 | 2008-11-13 | Nec Electronics Corp | 過電流保護回路 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3101180U (ja) | 2003-10-22 | 2004-06-03 | 昇志子 仲本 | 和式トイレ用バランス台 |
-
1992
- 1992-11-05 JP JP4295942A patent/JP3058304B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7161815B2 (en) | 2004-05-24 | 2007-01-09 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Constant current drooping switching power supply |
| US7310248B2 (en) | 2004-05-24 | 2007-12-18 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd | Control method of switching a power supply circuit |
| JP2008276611A (ja) * | 2007-05-01 | 2008-11-13 | Nec Electronics Corp | 過電流保護回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3058304B2 (ja) | 2000-07-04 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US7071667B2 (en) | DC—DC converter | |
| US7447601B2 (en) | Power supply controller method and structure | |
| US6826063B2 (en) | DC voltage converting circuit | |
| US6778412B2 (en) | Synchronous converter with reverse current protection through variable inductance | |
| JP2006136146A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP4214484B2 (ja) | 直流電源装置 | |
| JP2737069B2 (ja) | スイッチング電源 | |
| JPH06149396A (ja) | コンバータの過電流保護回路 | |
| JPH02111257A (ja) | 直流−直流変換器 | |
| JPS6024669B2 (ja) | 断続型トランジスタ直流変換器 | |
| JPS63287364A (ja) | スイツチングレギユレ−タの補助電源回路 | |
| JP3107193B2 (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JPH0150187B2 (ja) | ||
| JP3223695B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2968670B2 (ja) | 保護回路付きｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JPH0357708B2 (ja) | ||
| JP3161514B2 (ja) | 直流電源装置 | |
| JP3389158B2 (ja) | 絶縁型スイッチング電源制御回路 | |
| JPS6326626B2 (ja) | ||
| JPS648525B2 (ja) | ||
| JPS6387173A (ja) | 電源装置 | |
| JPH06276734A (ja) | 過電流保護回路 | |
| JP3287039B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPH0654525A (ja) | Ｄｃ／ｄｃコンバータ | |
| JP3138992B2 (ja) | スイッチング電源装置の電流検出回路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |