JPH06165495A - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
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- JPH06165495A JPH06165495A JP31249092A JP31249092A JPH06165495A JP H06165495 A JPH06165495 A JP H06165495A JP 31249092 A JP31249092 A JP 31249092A JP 31249092 A JP31249092 A JP 31249092A JP H06165495 A JPH06165495 A JP H06165495A
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- Japan
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- current
- inductor
- power supply
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Abstract
(57)【要約】
【目的】チョッパー回路を用いた電源装置において、入
力電流波形が正弦波に顕著に追従できない区間につい
て、入力電流波形の正弦波への追従を改善する。 【構成】交流電源ＡＣを全波整流器ＤＢで整流し、イン
ダクタＬ1 とスイッチング素子Ｑ1 及びダイオードＤ1
を備えるチョッパー回路により平滑する電源装置におい
て、スイッチング素子Ｑ1 に正の方向に電流が流れ出し
てから一定時間後にスイッチング素子Ｑ1 をオフさせる
ように制御を行う。 【効果】スイッチング素子Ｑ1 に正の方向に電流が流れ
ている時間は、入力電源電圧の瞬時値にかかわらず一定
であり、これにより、入力電流波形の正弦波への追従を
改善し、入力電流の高調波成分を低減できる。
力電流波形が正弦波に顕著に追従できない区間につい
て、入力電流波形の正弦波への追従を改善する。 【構成】交流電源ＡＣを全波整流器ＤＢで整流し、イン
ダクタＬ1 とスイッチング素子Ｑ1 及びダイオードＤ1
を備えるチョッパー回路により平滑する電源装置におい
て、スイッチング素子Ｑ1 に正の方向に電流が流れ出し
てから一定時間後にスイッチング素子Ｑ1 をオフさせる
ように制御を行う。 【効果】スイッチング素子Ｑ1 に正の方向に電流が流れ
ている時間は、入力電源電圧の瞬時値にかかわらず一定
であり、これにより、入力電流波形の正弦波への追従を
改善し、入力電流の高調波成分を低減できる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、チョッパー回路を用い
た電源装置に関するものであり、商用電源からの入力電
流を休止区間の少ない正弦波に近い波形としながら直流
出力を得るような用途に利用されるものである。
た電源装置に関するものであり、商用電源からの入力電
流を休止区間の少ない正弦波に近い波形としながら直流
出力を得るような用途に利用されるものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、商用電源の交流電圧を整流平滑し
た直流電圧をインバータ等によって高周波に変換して、
負荷（例えば放電灯）に電力を供給する装置が広く用い
られている。この種の装置において、商用交流電圧の整
流出力を平滑しているのは、放電灯負荷のような場合、
供給される高周波電流の包絡線が商用交流周期で変動し
ないようにすることにより、放電灯の再点弧現象を実質
的に無くし、放電灯の発光効率を向上させて装置の消費
電力を少なくし、光のちらつきも無くして性能を向上さ
せるためである。しかしながら、商用交流電圧を整流平
滑すると、商用電源から平滑コンデンサへ流入する電流
が商用交流電圧のピーク値付近のみで流れることにな
り、商用交流電圧の半サイクル毎に休止期間を持つピー
ク値の高い電流となるため、入力力率が悪く、また交流
基本波に対して多くの高次高調波電流成分を含むことに
なり、同じ交流配電系に継がれる他の機器への高調波ノ
イズの混入等の悪影響があった。そのため、入力電流の
力率を高くすると共に、高調波成分を低減し、且つ可能
な限り平坦な直流平滑電圧を供給するために、以下に述
べるような工夫がなされている。
た直流電圧をインバータ等によって高周波に変換して、
負荷（例えば放電灯）に電力を供給する装置が広く用い
られている。この種の装置において、商用交流電圧の整
流出力を平滑しているのは、放電灯負荷のような場合、
供給される高周波電流の包絡線が商用交流周期で変動し
ないようにすることにより、放電灯の再点弧現象を実質
的に無くし、放電灯の発光効率を向上させて装置の消費
電力を少なくし、光のちらつきも無くして性能を向上さ
せるためである。しかしながら、商用交流電圧を整流平
滑すると、商用電源から平滑コンデンサへ流入する電流
が商用交流電圧のピーク値付近のみで流れることにな
り、商用交流電圧の半サイクル毎に休止期間を持つピー
ク値の高い電流となるため、入力力率が悪く、また交流
基本波に対して多くの高次高調波電流成分を含むことに
なり、同じ交流配電系に継がれる他の機器への高調波ノ
イズの混入等の悪影響があった。そのため、入力電流の
力率を高くすると共に、高調波成分を低減し、且つ可能
な限り平坦な直流平滑電圧を供給するために、以下に述
べるような工夫がなされている。
【０００３】図６は従来例の回路図である。以下、その
回路構成について説明する。交流電源ＡＣは全波整流器
ＤＢの交流入力端子に接続されている。全波整流器ＤＢ
の直流出力端子には、パワーＭＯＳＦＥＴよりなるスイ
ッチング素子Ｑ1 を介してインダクタＬ1 が接続されて
いる。スイッチング素子Ｑ1 の両端には、逆流阻止用の
ダイオードＤ1 を介して平滑用のコンデンサＣ1 が接続
されている。平滑用のコンデンサＣ1 の両端には、負荷
Ｚが接続されている。インダクタＬ1 とスイッチング素
子Ｑ1 及びダイオードＤ1 は昇圧型のチョッパー回路Ｃ
ＨＰを構成している。交流電源ＡＣの一端と全波整流器
ＤＢの接地された出力端子の間には、半波整流用のダイ
オードＤ2 と限流用の抵抗Ｒ2 を介して平滑用のコンデ
ンサＣ2と電圧規制用のツェナーダイオードＺＤ1 が接
続されている。コンデンサＣ2 に得られる直流電圧は、
タイマー回路ＩＣ1 の電源端子（８番ピン）と接地端子
（１番ピン）の間に印加されている。タイマー回路ＩＣ
1 は汎用のタイマーＩＣ（例えば、日本電気株式会社製
造のμＰＣ１５５５）よりなり、そのトリガ端子（２番
ピン）とスレッショルド端子（６番ピン）及び放電端子
（７番ピン）には、抵抗Ｒ4 ，Ｒ5 とコンデンサＣ4 よ
りなる時定数回路が図示されたように接続されて、無安
定マルチバイブレータとして使用されている。コンデン
サＣ2 の両端には、抵抗Ｒ3 とコンデンサＣ3 の直列回
路よりなる遅延回路が接続されており、コンデンサＣ3
の電位は周波数制御端子（５番ピン）に入力されてい
る。出力端子（３番ピン）に得られる高周波の矩形波信
号は、バッファ回路ＩＣ2 （例えば、日本電気株式会社
製造のμＰＤ４０５０）を介してスイッチング素子Ｑ1
の制御電極に入力されている。スイッチング素子Ｑ1 が
ＯＮすると、インダクタＬ 1 にエネルギーが蓄積され、
スイッチング素子Ｑ1 がＯＦＦすると、インダクタＬ1
に自己誘導起電力が発生し、これが商用電源ＡＣの全波
整流出力電圧に重畳されて平滑用のコンデンサＣ1 に充
電されるものである。
回路構成について説明する。交流電源ＡＣは全波整流器
ＤＢの交流入力端子に接続されている。全波整流器ＤＢ
の直流出力端子には、パワーＭＯＳＦＥＴよりなるスイ
ッチング素子Ｑ1 を介してインダクタＬ1 が接続されて
いる。スイッチング素子Ｑ1 の両端には、逆流阻止用の
ダイオードＤ1 を介して平滑用のコンデンサＣ1 が接続
されている。平滑用のコンデンサＣ1 の両端には、負荷
Ｚが接続されている。インダクタＬ1 とスイッチング素
子Ｑ1 及びダイオードＤ1 は昇圧型のチョッパー回路Ｃ
ＨＰを構成している。交流電源ＡＣの一端と全波整流器
ＤＢの接地された出力端子の間には、半波整流用のダイ
オードＤ2 と限流用の抵抗Ｒ2 を介して平滑用のコンデ
ンサＣ2と電圧規制用のツェナーダイオードＺＤ1 が接
続されている。コンデンサＣ2 に得られる直流電圧は、
タイマー回路ＩＣ1 の電源端子（８番ピン）と接地端子
（１番ピン）の間に印加されている。タイマー回路ＩＣ
1 は汎用のタイマーＩＣ（例えば、日本電気株式会社製
造のμＰＣ１５５５）よりなり、そのトリガ端子（２番
ピン）とスレッショルド端子（６番ピン）及び放電端子
（７番ピン）には、抵抗Ｒ4 ，Ｒ5 とコンデンサＣ4 よ
りなる時定数回路が図示されたように接続されて、無安
定マルチバイブレータとして使用されている。コンデン
サＣ2 の両端には、抵抗Ｒ3 とコンデンサＣ3 の直列回
路よりなる遅延回路が接続されており、コンデンサＣ3
の電位は周波数制御端子（５番ピン）に入力されてい
る。出力端子（３番ピン）に得られる高周波の矩形波信
号は、バッファ回路ＩＣ2 （例えば、日本電気株式会社
製造のμＰＤ４０５０）を介してスイッチング素子Ｑ1
の制御電極に入力されている。スイッチング素子Ｑ1 が
ＯＮすると、インダクタＬ 1 にエネルギーが蓄積され、
スイッチング素子Ｑ1 がＯＦＦすると、インダクタＬ1
に自己誘導起電力が発生し、これが商用電源ＡＣの全波
整流出力電圧に重畳されて平滑用のコンデンサＣ1 に充
電されるものである。
【０００４】図６の従来例において、インダクタＬ1 に
流れる電流、スイッチング素子Ｑ1に印加される電圧の
波形を図７に示す。時刻ｔ1 でスイッチング素子Ｑ1 が
ＯＮして、インダクタＬ1 に流れる電流が徐々に増えて
行き、時刻ｔ2 でスイッチング素子Ｑ1 がＯＦＦする
と、以後、インダクタＬ1 に蓄積されたエネルギーを放
出して行き、電流が徐々に減少して行く。そして、時刻
ｔ3 にインダクタＬ1 の電流が０になると、図８の破線
で示すように、スイッチング素子Ｑ1 やダイオードＤ1
の浮遊容量Ｃ6 ，Ｃ7 に蓄えられた電荷により、インダ
クタＬ1 に逆方向の電流が流れて、全波整流器ＤＢの浮
遊容量Ｃ5 を通じてＬＣ共振が生じる。このため、時刻
ｔ3 〜ｔ4 の間、スイッチング素子Ｑ1 には共振電圧が
印加され、スイッチング素子Ｑ1 や全波整流器ＤＢへの
ストレスが大きくなるという問題があった。また、時刻
ｔ3 〜ｔ4 のような電流休止期間が長いと、高調波成分
の多い入力電流となる。つまり、入力電圧が正弦波の場
合、入力電圧のピーク値付近では時刻ｔ3 〜ｔ4 のよう
な電流休止期間は短くなり、逆に、入力電圧の低い区間
では電流休止期間が長くなるため、図９に示すように、
入力電圧のピーク値付近での入力電流は多く、入力電圧
の低い区間での入力電流は少なくなるという問題があ
り、何らかの波形補正回路が必要であった。
流れる電流、スイッチング素子Ｑ1に印加される電圧の
波形を図７に示す。時刻ｔ1 でスイッチング素子Ｑ1 が
ＯＮして、インダクタＬ1 に流れる電流が徐々に増えて
行き、時刻ｔ2 でスイッチング素子Ｑ1 がＯＦＦする
と、以後、インダクタＬ1 に蓄積されたエネルギーを放
出して行き、電流が徐々に減少して行く。そして、時刻
ｔ3 にインダクタＬ1 の電流が０になると、図８の破線
で示すように、スイッチング素子Ｑ1 やダイオードＤ1
の浮遊容量Ｃ6 ，Ｃ7 に蓄えられた電荷により、インダ
クタＬ1 に逆方向の電流が流れて、全波整流器ＤＢの浮
遊容量Ｃ5 を通じてＬＣ共振が生じる。このため、時刻
ｔ3 〜ｔ4 の間、スイッチング素子Ｑ1 には共振電圧が
印加され、スイッチング素子Ｑ1 や全波整流器ＤＢへの
ストレスが大きくなるという問題があった。また、時刻
ｔ3 〜ｔ4 のような電流休止期間が長いと、高調波成分
の多い入力電流となる。つまり、入力電圧が正弦波の場
合、入力電圧のピーク値付近では時刻ｔ3 〜ｔ4 のよう
な電流休止期間は短くなり、逆に、入力電圧の低い区間
では電流休止期間が長くなるため、図９に示すように、
入力電圧のピーク値付近での入力電流は多く、入力電圧
の低い区間での入力電流は少なくなるという問題があ
り、何らかの波形補正回路が必要であった。
【０００５】そこで、図１０に示すように、電流休止期
間を完全に無くして、インダクタＬ 1 のエネルギーが完
全に放出される前に、スイッチング素子Ｑ1 をＯＮさせ
てインダクタＬ1 に電流を流す方法が考えられるが、こ
の場合、ダイオードＤ1 に電流が流れている状態でコン
デンサＣ1 の逆電圧が印加されるため、ダイオードＤ 1
のリカバリー電流Ｉｒが流れ、ダイオードＤ1 のストレ
スも大きくなる。また、インダクタＬ1 に電流ｉが流れ
続けるので、インダクタＬ1 の蓄積エネルギー（Ｌ1 ×
ｉ2 ／２）が増えて行き、インダクタＬ1 が飽和する等
の問題がある。したがって、図１１の回路に示すよう
に、インダクタＬ1 のエネルギーを完全に放出して、か
つ休止期間を無くす制御が必要とされる。
間を完全に無くして、インダクタＬ 1 のエネルギーが完
全に放出される前に、スイッチング素子Ｑ1 をＯＮさせ
てインダクタＬ1 に電流を流す方法が考えられるが、こ
の場合、ダイオードＤ1 に電流が流れている状態でコン
デンサＣ1 の逆電圧が印加されるため、ダイオードＤ 1
のリカバリー電流Ｉｒが流れ、ダイオードＤ1 のストレ
スも大きくなる。また、インダクタＬ1 に電流ｉが流れ
続けるので、インダクタＬ1 の蓄積エネルギー（Ｌ1 ×
ｉ2 ／２）が増えて行き、インダクタＬ1 が飽和する等
の問題がある。したがって、図１１の回路に示すよう
に、インダクタＬ1 のエネルギーを完全に放出して、か
つ休止期間を無くす制御が必要とされる。
【０００６】以下、図１１の回路構成について説明す
る。交流電源ＡＣは全波整流器ＤＢの交流入力端子に接
続されている。全波整流器ＤＢの直流出力端子には、小
容量のコンデンサＣ8 が接続されている。コンデンサＣ
8 の両端には、パワーＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチン
グ素子Ｑ1 を介してインダクタＬ1 が接続されている。
Ｄｓはスイッチング素子Ｑ1 の逆方向寄生ダイオードで
ある。スイッチング素子Ｑ1 の両端には、逆流阻止用の
ダイオードＤ1 を介して平滑コンデンサＣ1 が接続され
ている。平滑コンデンサＣ1 の両端には、負荷Ｚが接続
されている。負荷Ｚの両端には、電圧検出用の抵抗Ｒ
6 ，Ｒ7 の直列回路が接続されている。抵抗Ｒ6 ，Ｒ7
の接続点の電位は、差動増幅器ＩＣ3 に入力されて基準
電位Ｖｒｅｆとの差に相当する電圧が増幅されて電圧比
較器ＩＣ4 の負入力端子に接続される。差動増幅器ＩＣ
3 には帰還インピーダンスとしてコンデンサＣ10が接続
されている。電圧比較器ＩＣ4 の正入力端子にはコンデ
ンサＣ9 が接続されている。コンデンサＣ9 の両端に
は、トランジスタＱ2 が並列的に接続されている。トラ
ンジスタＱ2 のベースには、フリップフロップＦＦの反
転出力端子Ｑ’が接続されている。フリップフロップＦ
Ｆの出力端子Ｑは、抵抗Ｒ1 を介してスイッチング素子
Ｑ1 の制御電極に接続されている。フリップフロップＦ
Ｆのリセット端子Ｒは電圧比較器ＩＣ4 の出力端子に接
続されており、セット端子Ｓは検出器ＩＣ5の出力端子
に接続されている。スイッチング素子Ｑ1 に流れる電流
は、抵抗Ｒ8により電圧に変換されて検出器ＩＣ5 に入
力されている。トランジスタＱ3 には抵抗Ｒ9 を介して
一定の電流が流れて、これと同じ電流がトランジスタＱ
4 を介してコンデンサＣ9 に流れる。
る。交流電源ＡＣは全波整流器ＤＢの交流入力端子に接
続されている。全波整流器ＤＢの直流出力端子には、小
容量のコンデンサＣ8 が接続されている。コンデンサＣ
8 の両端には、パワーＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチン
グ素子Ｑ1 を介してインダクタＬ1 が接続されている。
Ｄｓはスイッチング素子Ｑ1 の逆方向寄生ダイオードで
ある。スイッチング素子Ｑ1 の両端には、逆流阻止用の
ダイオードＤ1 を介して平滑コンデンサＣ1 が接続され
ている。平滑コンデンサＣ1 の両端には、負荷Ｚが接続
されている。負荷Ｚの両端には、電圧検出用の抵抗Ｒ
6 ，Ｒ7 の直列回路が接続されている。抵抗Ｒ6 ，Ｒ7
の接続点の電位は、差動増幅器ＩＣ3 に入力されて基準
電位Ｖｒｅｆとの差に相当する電圧が増幅されて電圧比
較器ＩＣ4 の負入力端子に接続される。差動増幅器ＩＣ
3 には帰還インピーダンスとしてコンデンサＣ10が接続
されている。電圧比較器ＩＣ4 の正入力端子にはコンデ
ンサＣ9 が接続されている。コンデンサＣ9 の両端に
は、トランジスタＱ2 が並列的に接続されている。トラ
ンジスタＱ2 のベースには、フリップフロップＦＦの反
転出力端子Ｑ’が接続されている。フリップフロップＦ
Ｆの出力端子Ｑは、抵抗Ｒ1 を介してスイッチング素子
Ｑ1 の制御電極に接続されている。フリップフロップＦ
Ｆのリセット端子Ｒは電圧比較器ＩＣ4 の出力端子に接
続されており、セット端子Ｓは検出器ＩＣ5の出力端子
に接続されている。スイッチング素子Ｑ1 に流れる電流
は、抵抗Ｒ8により電圧に変換されて検出器ＩＣ5 に入
力されている。トランジスタＱ3 には抵抗Ｒ9 を介して
一定の電流が流れて、これと同じ電流がトランジスタＱ
4 を介してコンデンサＣ9 に流れる。
【０００７】この回路のタイムチャートを図１２に示
す。まず、時刻ｔ1 では、検出器ＩＣ 5 がインダクタＬ
1 とスイッチング素子Ｑ1 あるいはダイオードＤ1 と平
滑用コンデンサＣ1 を通って抵抗Ｒ8 に流れる電流が０
になることを検出してＨｉｇｈレベルの信号を出力す
る。これにより、フリップフロップＦＦのセット端子Ｓ
に信号が入り、その出力端子ＱからはＨｉｇｈレベルの
信号が、また、反転出力端子Ｑ’からはＬｏｗレベルの
信号が出てスイッチング素子Ｑ1 をオン、トランジスタ
Ｑ2 をオフする。次に、時刻ｔ1 〜ｔ2 の期間では、ト
ランジスタＱ2 がオフされており、トランジスタＱ3 ，
Ｑ4 によるカレントミラー回路で制御電源電圧Ｖｃｃと
抵抗Ｒ9 によって決まる電流がコンデンサＣ9 を充電
し、コンデンサＣ9 の両端電圧が直線的に増加して行
く。抵抗Ｒ6 ，Ｒ7 による分圧電位は、基準電位Ｖｒｅ
ｆと共に差動増幅器ＩＣ3 に入力されて、差動増幅器Ｉ
Ｃ3 の出力は或るレベルで一定となっている。その電圧
レベルにコンデンサＣ9 の両端電圧が達すると、時刻ｔ
2 で電圧比較器ＩＣ4 からＨｉｇｈレベルの信号が出力
され、リセット端子Ｒに入力される。これにより、フリ
ップフロップＦＦの出力端子ＱからＬｏｗレベルの信号
が、また、反転出力端子Ｑ’からはＨｉｇｈレベルの信
号が出力されて、スイッチング素子Ｑ1 はオフ、トラン
ジスタＱ2 はオンとなる。さらに、時刻ｔ2 〜ｔ3 の期
間では、スイッチング素子Ｑ1 がオンしている間にイン
ダクタＬ1 、スイッチング素子Ｑ1 、抵抗Ｒ8 を通じて
流れていた電流によりインダクタＬ1 に蓄えられたエネ
ルギーが、スイッチング素子Ｑ1 がオフしたときに放出
され、インダクタＬ1 からダイオードＤ1 、コンデンサ
Ｃ1 、抵抗Ｒ8 へと電流が流れて、コンデンサＣ1 が充
電される。また、上述のようにコンデンサＣ1 が充電さ
れている間は、トランジスタＱ2 がオンするため、コン
デンサＣ9 の電位は上昇しない。そして、インダクタＬ
1 のエネルギーによる電流が流れ終えると、時刻ｔ
3 （又はｔ1 ）で、抵抗Ｒ8 を流れる電流がゼロとな
り、以下、同じ動作を繰り返す。このように、時刻ｔ1
〜ｔ2 の区間を一定にして、インダクタＬ1 に流れる電
流がゼロになることを検出して、スイッチング素子Ｑ1
のオン信号が入るタイミングを制御することにより、イ
ンダクタＬ1 に流れる電流の休止区間を無くすことがで
きる。このため、高調波成分の比較的少ない入力電流波
形となる。
す。まず、時刻ｔ1 では、検出器ＩＣ 5 がインダクタＬ
1 とスイッチング素子Ｑ1 あるいはダイオードＤ1 と平
滑用コンデンサＣ1 を通って抵抗Ｒ8 に流れる電流が０
になることを検出してＨｉｇｈレベルの信号を出力す
る。これにより、フリップフロップＦＦのセット端子Ｓ
に信号が入り、その出力端子ＱからはＨｉｇｈレベルの
信号が、また、反転出力端子Ｑ’からはＬｏｗレベルの
信号が出てスイッチング素子Ｑ1 をオン、トランジスタ
Ｑ2 をオフする。次に、時刻ｔ1 〜ｔ2 の期間では、ト
ランジスタＱ2 がオフされており、トランジスタＱ3 ，
Ｑ4 によるカレントミラー回路で制御電源電圧Ｖｃｃと
抵抗Ｒ9 によって決まる電流がコンデンサＣ9 を充電
し、コンデンサＣ9 の両端電圧が直線的に増加して行
く。抵抗Ｒ6 ，Ｒ7 による分圧電位は、基準電位Ｖｒｅ
ｆと共に差動増幅器ＩＣ3 に入力されて、差動増幅器Ｉ
Ｃ3 の出力は或るレベルで一定となっている。その電圧
レベルにコンデンサＣ9 の両端電圧が達すると、時刻ｔ
2 で電圧比較器ＩＣ4 からＨｉｇｈレベルの信号が出力
され、リセット端子Ｒに入力される。これにより、フリ
ップフロップＦＦの出力端子ＱからＬｏｗレベルの信号
が、また、反転出力端子Ｑ’からはＨｉｇｈレベルの信
号が出力されて、スイッチング素子Ｑ1 はオフ、トラン
ジスタＱ2 はオンとなる。さらに、時刻ｔ2 〜ｔ3 の期
間では、スイッチング素子Ｑ1 がオンしている間にイン
ダクタＬ1 、スイッチング素子Ｑ1 、抵抗Ｒ8 を通じて
流れていた電流によりインダクタＬ1 に蓄えられたエネ
ルギーが、スイッチング素子Ｑ1 がオフしたときに放出
され、インダクタＬ1 からダイオードＤ1 、コンデンサ
Ｃ1 、抵抗Ｒ8 へと電流が流れて、コンデンサＣ1 が充
電される。また、上述のようにコンデンサＣ1 が充電さ
れている間は、トランジスタＱ2 がオンするため、コン
デンサＣ9 の電位は上昇しない。そして、インダクタＬ
1 のエネルギーによる電流が流れ終えると、時刻ｔ
3 （又はｔ1 ）で、抵抗Ｒ8 を流れる電流がゼロとな
り、以下、同じ動作を繰り返す。このように、時刻ｔ1
〜ｔ2 の区間を一定にして、インダクタＬ1 に流れる電
流がゼロになることを検出して、スイッチング素子Ｑ1
のオン信号が入るタイミングを制御することにより、イ
ンダクタＬ1 に流れる電流の休止区間を無くすことがで
きる。このため、高調波成分の比較的少ない入力電流波
形となる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】ところが、図１１の従
来例においても入力電圧を全波整流した脈流波形の電圧
の低い部分（谷の部分）においては、図１３に示すよう
に、入力電流波形が正弦波に顕著に追従できない区間Ｔ
ｘ（追従不可区間）を生じる。すなわち、上述の制御動
作のうち、抵抗Ｒ8 を流れる電流がゼロになるのを検出
してからスイッチング素子Ｑ1 にＯＮ信号を出すまでの
間に、実際には回路動作上、遅延時間ｔｓが生じてしま
う。そのために、図１４や図１５に示すように、インダ
クタＬ1 を流れる電流がゼロになった後に、遅延時間ｔ
ｓの間だけ図８で述べたような浮遊容量とインダクタＬ
1 の共振電流が流れてしまい、スイッチング素子Ｑ1 が
オンしてもスイッチング素子Ｑ1 の電流が負の向きから
流れ出すことになる。ところで、インダクタＬ1 の充放
電電流の増加の度合い（傾き）は、充電時にはＶｉｎ／
Ｌ1 となり、放電時には（Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ）／Ｌ1 と
なる。ここで、Ｖｉｎはチョッパーの入力電圧、Ｖｏｕ
ｔはチョッパーの出力電圧である。出力電圧Ｖｏｕｔは
略一定であるので、スイッチング素子Ｑ1 のスイッチン
グ時の入力電圧Ｖｉｎの値により充電時と放電時にイン
ダクタＬ1 を流れる電流の傾きは異なり、入力電圧Ｖｉ
ｎが大きいとき（脈流の山の部分）においては、充電時
の傾きは大きく、放電時の傾きは小さい。また、入力電
圧Ｖｉｎが小さいとき（脈流の谷の部分）においては、
充電時の傾きは小さく、放電時の傾きは大きい。したが
って、前述のように制御回路の遅延時間ｔｓが生じたと
きに、同じ遅延時間ｔｓであっても、図１４、図１５に
示すように、スイッチング素子Ｑ1 を流れる電流の負方
向の電流量Ｊ1 が異なってしまう。図１４は入力電圧Ｖ
ｉｎが小さいときにインダクタＬ1 を流れる電流波形、
図１５は入力電圧Ｖｉｎが大きいときにインダクタＬ1
を流れる電流波形である。したがって、スイッチング素
子Ｑ1 のオン区間Ｔ1 （＝ｔ2 −ｔ1 ）を一定にするよ
うに制御しても、実際のオン区間Ｔ2は入力電圧Ｖｉｎ
が小さいときと大きいときで異なってしまう。ここで、
図１４に示すようにスイッチング素子Ｑ1 のオン時に流
れる負方向の電流量（斜線部Ｊ 1 ）と正方向の電流量
（横線部Ｊ2 ）がＪ1 ＞Ｊ2 となるとき、図１３に示し
たような入力電流波形が正弦波に追従できない追従不可
区間Ｔｘが顕著に生じてしまう。このために入力波形に
高調波成分が生ずることになる。以上のように、チョッ
パー回路のスイッチング素子のオン区間を一定に制御す
る方式では、入力電流波形が正弦波に顕著に追従できな
い部分が生じる。これにより、入力電流波形に高調波成
分が生じてしまう。
来例においても入力電圧を全波整流した脈流波形の電圧
の低い部分（谷の部分）においては、図１３に示すよう
に、入力電流波形が正弦波に顕著に追従できない区間Ｔ
ｘ（追従不可区間）を生じる。すなわち、上述の制御動
作のうち、抵抗Ｒ8 を流れる電流がゼロになるのを検出
してからスイッチング素子Ｑ1 にＯＮ信号を出すまでの
間に、実際には回路動作上、遅延時間ｔｓが生じてしま
う。そのために、図１４や図１５に示すように、インダ
クタＬ1 を流れる電流がゼロになった後に、遅延時間ｔ
ｓの間だけ図８で述べたような浮遊容量とインダクタＬ
1 の共振電流が流れてしまい、スイッチング素子Ｑ1 が
オンしてもスイッチング素子Ｑ1 の電流が負の向きから
流れ出すことになる。ところで、インダクタＬ1 の充放
電電流の増加の度合い（傾き）は、充電時にはＶｉｎ／
Ｌ1 となり、放電時には（Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ）／Ｌ1 と
なる。ここで、Ｖｉｎはチョッパーの入力電圧、Ｖｏｕ
ｔはチョッパーの出力電圧である。出力電圧Ｖｏｕｔは
略一定であるので、スイッチング素子Ｑ1 のスイッチン
グ時の入力電圧Ｖｉｎの値により充電時と放電時にイン
ダクタＬ1 を流れる電流の傾きは異なり、入力電圧Ｖｉ
ｎが大きいとき（脈流の山の部分）においては、充電時
の傾きは大きく、放電時の傾きは小さい。また、入力電
圧Ｖｉｎが小さいとき（脈流の谷の部分）においては、
充電時の傾きは小さく、放電時の傾きは大きい。したが
って、前述のように制御回路の遅延時間ｔｓが生じたと
きに、同じ遅延時間ｔｓであっても、図１４、図１５に
示すように、スイッチング素子Ｑ1 を流れる電流の負方
向の電流量Ｊ1 が異なってしまう。図１４は入力電圧Ｖ
ｉｎが小さいときにインダクタＬ1 を流れる電流波形、
図１５は入力電圧Ｖｉｎが大きいときにインダクタＬ1
を流れる電流波形である。したがって、スイッチング素
子Ｑ1 のオン区間Ｔ1 （＝ｔ2 −ｔ1 ）を一定にするよ
うに制御しても、実際のオン区間Ｔ2は入力電圧Ｖｉｎ
が小さいときと大きいときで異なってしまう。ここで、
図１４に示すようにスイッチング素子Ｑ1 のオン時に流
れる負方向の電流量（斜線部Ｊ 1 ）と正方向の電流量
（横線部Ｊ2 ）がＪ1 ＞Ｊ2 となるとき、図１３に示し
たような入力電流波形が正弦波に追従できない追従不可
区間Ｔｘが顕著に生じてしまう。このために入力波形に
高調波成分が生ずることになる。以上のように、チョッ
パー回路のスイッチング素子のオン区間を一定に制御す
る方式では、入力電流波形が正弦波に顕著に追従できな
い部分が生じる。これにより、入力電流波形に高調波成
分が生じてしまう。
【０００９】本発明はこのような点に鑑みてなされたも
のであり、チョッパー回路を用いた電源装置において、
少なくとも入力電流波形が正弦波に顕著に追従できない
区間において、入力電流波形の正弦波への追従を改善す
ることを目的とするものである。
のであり、チョッパー回路を用いた電源装置において、
少なくとも入力電流波形が正弦波に顕著に追従できない
区間において、入力電流波形の正弦波への追従を改善す
ることを目的とするものである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明の電源装置にあっ
ては、上記の課題を解決するために、交流電源ＡＣと、
交流電源ＡＣの交流電圧を全波整流する全波整流器ＤＢ
と、全波整流器ＤＢの整流出力をスイッチング素子Ｑ1
により断続させることによりインダクタＬ1 に断続的に
エネルギーを蓄積し、このインダクタＬ1 の蓄積エネル
ギーを逆流阻止用のダイオードＤ1 を介して放出するよ
うに構成されたチョッパー回路と、前記インダクタＬ1
に流れる電流が無くなるのを検出してから一定期間にわ
たり前記スイッチング素子Ｑ1 をオンするように制御す
る制御回路とを有する電源装置において、前記スイッチ
ング素子Ｑ1 に正の方向に電流が流れ出してから一定時
間後に前記スイッチング素子Ｑ1 をオフさせるように制
御する手段を設けたことを特徴とするものである。
ては、上記の課題を解決するために、交流電源ＡＣと、
交流電源ＡＣの交流電圧を全波整流する全波整流器ＤＢ
と、全波整流器ＤＢの整流出力をスイッチング素子Ｑ1
により断続させることによりインダクタＬ1 に断続的に
エネルギーを蓄積し、このインダクタＬ1 の蓄積エネル
ギーを逆流阻止用のダイオードＤ1 を介して放出するよ
うに構成されたチョッパー回路と、前記インダクタＬ1
に流れる電流が無くなるのを検出してから一定期間にわ
たり前記スイッチング素子Ｑ1 をオンするように制御す
る制御回路とを有する電源装置において、前記スイッチ
ング素子Ｑ1 に正の方向に電流が流れ出してから一定時
間後に前記スイッチング素子Ｑ1 をオフさせるように制
御する手段を設けたことを特徴とするものである。
【００１１】
【作用】本発明の作用を図３を用いて説明する。従来
は、チョッパー回路のスイッチング素子Ｑ1 のオン期間
ＴｂがＴ12＋Ｔ23であったものを、本発明では、負方向
の電流が流れるという点に鑑みて、スイッチング素子Ｑ
1 のオン期間ＴａをＴ34＝Ｔ12分だけ長くするものであ
る。ここで、Ｔ12の長さは、入力電源電圧の瞬時値によ
ってインダクタＬ1 の電流の増加の傾きが変化するの
で、それに応じて変化する。したがって、入力電源電圧
の瞬時値に応じて、Ｔ34の長さを変化させなければなら
ない。そこで、スイッチング素子Ｑ1 がオンしてインダ
クタＬ1 の電流（スイッチング素子Ｑ1 の電流）が負の
向きから正の向きに変わるゼロクロス点ｔ2 から、一定
時間後にオフされるように制御を行う。図３では、従
来、チョッパー回路のスイッチング素子Ｑ1 のオン期間
をｔ1 〜ｔ3 で一定としていたものを、ｔ2 〜ｔ4 の長
さは一定とし、スイッチング素子Ｑ1 のオン期間をｔ1
〜ｔ 4 の可変幅とするものである。これにより、インダ
クタＬ1 に流れる電流のピーク値が脈流波形に沿うよう
にしている。
は、チョッパー回路のスイッチング素子Ｑ1 のオン期間
ＴｂがＴ12＋Ｔ23であったものを、本発明では、負方向
の電流が流れるという点に鑑みて、スイッチング素子Ｑ
1 のオン期間ＴａをＴ34＝Ｔ12分だけ長くするものであ
る。ここで、Ｔ12の長さは、入力電源電圧の瞬時値によ
ってインダクタＬ1 の電流の増加の傾きが変化するの
で、それに応じて変化する。したがって、入力電源電圧
の瞬時値に応じて、Ｔ34の長さを変化させなければなら
ない。そこで、スイッチング素子Ｑ1 がオンしてインダ
クタＬ1 の電流（スイッチング素子Ｑ1 の電流）が負の
向きから正の向きに変わるゼロクロス点ｔ2 から、一定
時間後にオフされるように制御を行う。図３では、従
来、チョッパー回路のスイッチング素子Ｑ1 のオン期間
をｔ1 〜ｔ3 で一定としていたものを、ｔ2 〜ｔ4 の長
さは一定とし、スイッチング素子Ｑ1 のオン期間をｔ1
〜ｔ 4 の可変幅とするものである。これにより、インダ
クタＬ1 に流れる電流のピーク値が脈流波形に沿うよう
にしている。
【００１２】
【実施例】図１は本発明の第１実施例の回路図である。
本実施例では、図１１の従来例において、スイッチング
素子Ｑ1 のソースに電流検出用の抵抗Ｒ11を直列的に挿
入し、抵抗Ｒ11の両端電圧の極性を検出器ＩＣ6 により
検出している。抵抗Ｒ11の両端電圧の極性が負方向であ
るときには、検出器ＩＣ6 の出力がＨｉｇｈレベルとな
り、トランジスタＱ5 がオンされる。トランジスタＱ5
がオンされると、コンデンサＣ9 の両端は短絡され、コ
ンデンサＣ9 の電位はゼロとなる。その他の構成は図１
１の従来例と同様である。
本実施例では、図１１の従来例において、スイッチング
素子Ｑ1 のソースに電流検出用の抵抗Ｒ11を直列的に挿
入し、抵抗Ｒ11の両端電圧の極性を検出器ＩＣ6 により
検出している。抵抗Ｒ11の両端電圧の極性が負方向であ
るときには、検出器ＩＣ6 の出力がＨｉｇｈレベルとな
り、トランジスタＱ5 がオンされる。トランジスタＱ5
がオンされると、コンデンサＣ9 の両端は短絡され、コ
ンデンサＣ9 の電位はゼロとなる。その他の構成は図１
１の従来例と同様である。
【００１３】図２は本実施例の動作波形図である。以
下、図２を参照しながら、本実施例の動作について説明
する。まず、ｔ0 の時点でインダクタＬ1 を流れる電流
がゼロになり、負方向に流れ始める。このときにはトラ
ンジスタＱ2 がオンしているので、コンデンサＣ9 の電
荷は既に引き抜かれた状態となっている。制御回路の遅
延時間ｔｓの間、スイッチング素子Ｑ1 へのゲート信号
は出力されず、インダクタＬ1 の電流は負方向に流れ続
ける。次に、遅延時間ｔｓの経過後、ｔ1 の時点でスイ
ッチング素子Ｑ1 へのゲート信号が出力され、それによ
りフリップフロップＦＦの反転出力端子Ｑ’からトラン
ジスタＱ2 に与えられるベース信号がＬｏｗレベルに変
化する。従来例では、この時点からコンデンサＣ2 への
充電が始まり、スイッチング素子Ｑ1 のオン期間を決め
ていた。本実施例では、ｔ1 〜ｔ2の間にインダクタＬ
1 の電流がスイッチング素子Ｑ1 の寄生ダイオードを通
じて負方向に流れているので、検出器ＩＣ6 はＨｉｇｈ
レベルの信号を出力したままである。よって、トランジ
スタＱ5 がオンした状態となっており、コンデンサＣ 9
の充電は始まらない。このｔ1 〜ｔ2 の長さは、チョッ
パーの出力電圧Ｖｏｕｔと脈流電圧の瞬時値Ｖｉｎと遅
れ時間ｔｓから次式で与えられる。
下、図２を参照しながら、本実施例の動作について説明
する。まず、ｔ0 の時点でインダクタＬ1 を流れる電流
がゼロになり、負方向に流れ始める。このときにはトラ
ンジスタＱ2 がオンしているので、コンデンサＣ9 の電
荷は既に引き抜かれた状態となっている。制御回路の遅
延時間ｔｓの間、スイッチング素子Ｑ1 へのゲート信号
は出力されず、インダクタＬ1 の電流は負方向に流れ続
ける。次に、遅延時間ｔｓの経過後、ｔ1 の時点でスイ
ッチング素子Ｑ1 へのゲート信号が出力され、それによ
りフリップフロップＦＦの反転出力端子Ｑ’からトラン
ジスタＱ2 に与えられるベース信号がＬｏｗレベルに変
化する。従来例では、この時点からコンデンサＣ2 への
充電が始まり、スイッチング素子Ｑ1 のオン期間を決め
ていた。本実施例では、ｔ1 〜ｔ2の間にインダクタＬ
1 の電流がスイッチング素子Ｑ1 の寄生ダイオードを通
じて負方向に流れているので、検出器ＩＣ6 はＨｉｇｈ
レベルの信号を出力したままである。よって、トランジ
スタＱ5 がオンした状態となっており、コンデンサＣ 9
の充電は始まらない。このｔ1 〜ｔ2 の長さは、チョッ
パーの出力電圧Ｖｏｕｔと脈流電圧の瞬時値Ｖｉｎと遅
れ時間ｔｓから次式で与えられる。
【００１４】
【数１】
【００１５】したがって、ｔ1 〜ｔ2 の長さは、入力電
源電圧Ｖｉｎの瞬時値に応じて変化する。このｔ1 〜ｔ
2 の間では、インダクタＬ1 の電流、つまり、スイッチ
ング素子Ｑ1 のドレイン電流が負の向きに流れているた
めに、トランジスタＱ5 はオンしたままであり、コンデ
ンサＣ2 の充電は始まらない。次に、ｔ2 の時点からイ
ンダクタＬ1 の電流、つまり、スイッチング素子Ｑ1 の
ドレイン電流は正の向きに変わり、これによって、検出
器ＩＣ6 の出力はＬｏｗレベルに変化する。このため、
トランジスタＱ5 はオフされる。トランジスタＱ5 がオ
フであり、トランジスタＱ2 もオフであるので、ｔ2 の
時点よりコンデンサＣ9 への充電が始まる。コンデンサ
Ｃ9 が充電されて、その両端電位が差動増幅器ＩＣ3 の
出力電位Ｖｋに達するまでトランジスタＱ2 ，Ｑ5 はオ
フされたままであり、また、スイッチング素子Ｑ1 のゲ
ート信号もＨｉｇｈレベルのままであるので、スイッチ
ング素子Ｑ1 はオフされない。
源電圧Ｖｉｎの瞬時値に応じて変化する。このｔ1 〜ｔ
2 の間では、インダクタＬ1 の電流、つまり、スイッチ
ング素子Ｑ1 のドレイン電流が負の向きに流れているた
めに、トランジスタＱ5 はオンしたままであり、コンデ
ンサＣ2 の充電は始まらない。次に、ｔ2 の時点からイ
ンダクタＬ1 の電流、つまり、スイッチング素子Ｑ1 の
ドレイン電流は正の向きに変わり、これによって、検出
器ＩＣ6 の出力はＬｏｗレベルに変化する。このため、
トランジスタＱ5 はオフされる。トランジスタＱ5 がオ
フであり、トランジスタＱ2 もオフであるので、ｔ2 の
時点よりコンデンサＣ9 への充電が始まる。コンデンサ
Ｃ9 が充電されて、その両端電位が差動増幅器ＩＣ3 の
出力電位Ｖｋに達するまでトランジスタＱ2 ，Ｑ5 はオ
フされたままであり、また、スイッチング素子Ｑ1 のゲ
ート信号もＨｉｇｈレベルのままであるので、スイッチ
ング素子Ｑ1 はオフされない。
【００１６】次に、ｔ3 の時点で充電されていたコンデ
ンサＣ9 の両端電位が差動増幅器ＩＣ3 の出力電位Ｖｋ
に達すると、電圧比較器ＩＣ4 の出力はＨｉｇｈレベル
となり、従来例と同様に、スイッチング素子Ｑ1 がオフ
されて、トランジスタＱ2 がオンとなり、コンデンサＣ
9 の電荷が引き抜かれる。このｔ2 〜ｔ3 の時間の長さ
は、抵抗Ｒ9 によって決まる電流とコンデンサＣ9 の容
量により一定時間となる。なお、スイッチング素子Ｑ1
がオフした後、抵抗Ｒ11の両端電位はゼロになり、検出
器ＩＣ6 の出力は不安定になるが、このとき、トランジ
スタＱ2 がオンしてコンデンサＣ9 の電荷を引き抜いて
いるので、トランジスタＱ5 はオフでもオンでもどちら
でも良く、回路動作上、何ら問題はない。
ンサＣ9 の両端電位が差動増幅器ＩＣ3 の出力電位Ｖｋ
に達すると、電圧比較器ＩＣ4 の出力はＨｉｇｈレベル
となり、従来例と同様に、スイッチング素子Ｑ1 がオフ
されて、トランジスタＱ2 がオンとなり、コンデンサＣ
9 の電荷が引き抜かれる。このｔ2 〜ｔ3 の時間の長さ
は、抵抗Ｒ9 によって決まる電流とコンデンサＣ9 の容
量により一定時間となる。なお、スイッチング素子Ｑ1
がオフした後、抵抗Ｒ11の両端電位はゼロになり、検出
器ＩＣ6 の出力は不安定になるが、このとき、トランジ
スタＱ2 がオンしてコンデンサＣ9 の電荷を引き抜いて
いるので、トランジスタＱ5 はオフでもオンでもどちら
でも良く、回路動作上、何ら問題はない。
【００１７】以上のように動作することにより、従来、
ｔ1 〜ｔ3 の期間にわたりスイッチング素子Ｑ1 のオン
期間を一定としていた制御に代えて、ｔ2 〜ｔ3 の長さ
を一定とし、スイッチング素子Ｑ1 のオン区間をｔ1 〜
ｔ2 の長さ分だけ可変とすることになる。これにより、
インダクタＬ1 の電流のピーク値は脈流波形に沿ったも
のとなる。したがって、入力電流波形の高調波成分をよ
り改善できる。
ｔ1 〜ｔ3 の期間にわたりスイッチング素子Ｑ1 のオン
期間を一定としていた制御に代えて、ｔ2 〜ｔ3 の長さ
を一定とし、スイッチング素子Ｑ1 のオン区間をｔ1 〜
ｔ2 の長さ分だけ可変とすることになる。これにより、
インダクタＬ1 の電流のピーク値は脈流波形に沿ったも
のとなる。したがって、入力電流波形の高調波成分をよ
り改善できる。
【００１８】また、図４の実施例のように、検出器ＩＣ
6 をオープンコレクタ状態で用いれば、トランジスタＱ
5 を省略しても同様の効果を得ることができる。さら
に、図５の実施例のように、スイッチング素子Ｑ1 のソ
ース側にカレントトランスＴ1を挿入して、インダクタ
Ｌ1 の電流、つまり、スイッチング素子Ｑ1 のドレイン
電流が負方向に流れている間だけ、トランジスタＱ5 の
ベース電流を供給できるようにしても同様の効果を得る
ことができる。
6 をオープンコレクタ状態で用いれば、トランジスタＱ
5 を省略しても同様の効果を得ることができる。さら
に、図５の実施例のように、スイッチング素子Ｑ1 のソ
ース側にカレントトランスＴ1を挿入して、インダクタ
Ｌ1 の電流、つまり、スイッチング素子Ｑ1 のドレイン
電流が負方向に流れている間だけ、トランジスタＱ5 の
ベース電流を供給できるようにしても同様の効果を得る
ことができる。
【００１９】
【発明の効果】本発明によれば、インダクタに流れる電
流が無くなるのを検出してから一定期間にわたりスイッ
チング素子をオンするチョッパー回路において、スイッ
チング素子に正の方向に電流が流れ出してから一定時間
後に前記スイッチング素子をオフさせるように制御して
いるので、スイッチング素子に正の方向に電流が流れて
いる時間は、入力電源電圧の瞬時値にかかわらず一定で
あり、これにより、入力電流歪みを改善し、入力電流の
高調波成分を減らすことができるという効果がある。
流が無くなるのを検出してから一定期間にわたりスイッ
チング素子をオンするチョッパー回路において、スイッ
チング素子に正の方向に電流が流れ出してから一定時間
後に前記スイッチング素子をオフさせるように制御して
いるので、スイッチング素子に正の方向に電流が流れて
いる時間は、入力電源電圧の瞬時値にかかわらず一定で
あり、これにより、入力電流歪みを改善し、入力電流の
高調波成分を減らすことができるという効果がある。
【図１】本発明の第１実施例の回路図である。
【図２】本発明の第１実施例の動作波形図である。
【図３】本発明と従来例の作用を説明するための説明図
である。
である。
【図４】本発明の第２実施例の回路図である。
【図５】本発明の第３実施例の回路図である。
【図６】第１の従来例の回路図である。
【図７】第１の従来例の高周波的な動作波形図である。
【図８】第１の従来例の動作説明のための回路図であ
る。
る。
【図９】第１の従来例の低周波的な動作波形図である。
【図１０】第２の従来例の高周波的な動作波形図であ
る。
る。
【図１１】第３の従来例の回路図である。
【図１２】第３の従来例の高周波的な動作波形図であ
る。
る。
【図１３】第３の従来例の低周波的な動作波形図であ
る。
る。
【図１４】第３の従来例の脈流波形の谷の部分での高周
波的な動作波形図である。
波的な動作波形図である。
【図１５】第３の従来例の脈流波形の山の部分での高周
波的な動作波形図である。
波的な動作波形図である。
ＡＣ 交流電源 ＤＢ 全波整流器 Ｄ1 ダイオード Ｌ1 インダクタ Ｑ1 スイッチング素子
Claims (1)
- 【請求項１】 交流電源と、交流電源の交流電圧を全
波整流する全波整流器と、全波整流器の整流出力をスイ
ッチング素子により断続させることによりインダクタに
断続的にエネルギーを蓄積し、このインダクタの蓄積エ
ネルギーを逆流阻止用のダイオードを介して放出するよ
うに構成されたチョッパー回路と、前記インダクタに流
れる電流が無くなるのを検出してから一定期間にわたり
前記スイッチング素子をオンするように制御する制御回
路とを有する電源装置において、前記スイッチング素子
に正の方向に電流が流れ出してから一定時間後に前記ス
イッチング素子をオフさせるように制御する手段を設け
たことを特徴とする電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31249092A JPH06165495A (ja) | 1992-11-20 | 1992-11-20 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31249092A JPH06165495A (ja) | 1992-11-20 | 1992-11-20 | 電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06165495A true JPH06165495A (ja) | 1994-06-10 |
Family
ID=18029844
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP31249092A Pending JPH06165495A (ja) | 1992-11-20 | 1992-11-20 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06165495A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009183081A (ja) * | 2008-01-31 | 2009-08-13 | Nissan Motor Co Ltd | チョッパ型コンバータのリアクトル状態検出装置 |
-
1992
- 1992-11-20 JP JP31249092A patent/JPH06165495A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009183081A (ja) * | 2008-01-31 | 2009-08-13 | Nissan Motor Co Ltd | チョッパ型コンバータのリアクトル状態検出装置 |
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