JPH0617796B2 - 物理パラメ−タを検知し測定するための装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 発明の背景 この発明はジャイロスコープなどのような回転センサに
関するものであり、特に、拡大されたダイナミックレン
ジを有するファイバ光学回転センサに関するものであ
る。

ファイバ光学回転センサは、典型的には、互いに逆方向
にループのまわりを伝播するための光波が結合されるフ
ァイバ光学材料のループを含む。ループの回転によっ
て、周知の“サグナック効果（Ｓagnac effect）”に
従って互いに逆方向に伝播する波の間に相対位相差が作
り出され、この位相差の量は回転速度に対応する。互い
に逆方向に伝播する波が再結合されると、ループの回転
速度に従って強度が変化する光学出力信号を発生するよ
うに建設的にまたは破壊的に干渉する。回転の検知は、
この光学出力信号を検出することによって一般に行なわ
れている。

小さな回転速度に対してもファイバ光学回転センサの感
度を増すために種々の技術が考案されてきている。しか
しながら、これらの技術のほとんどは非常に大きな回転
速度を検出するためには用いることができない、なぜな
らばその出力関数は種々の回転速度で繰返し生じる傾向
にあるからである。その結果、その出力信号は、同じ出
力信号波形を有するそれらの可能な回転速度のどれが、
観察された特定の出力信号波形に応答し得るのか、を決
定するためには用いられることができない。

このように、非常に広範囲な回転速度にわたって回転が
正確にかつ信頼性良く検知されることができる位相変調
技術を提供することが当該技術分野において大きな改善
となるであろう。それを達成するための技術および手段
がここに説明される。

発明の概要 この発明は、光学ループを用いて物理パラメータを検知
し測定するための装置を提供する。このシステムにおい
て、光源はループにおいて互いに逆方向に伝播する光波
を与え、かつ検出器はその互いに逆方向に伝播する光波
に応答しかつ、特に、前記互いに逆方向に伝播する光波
間の位相差に応答する。この位相差は、測定されている
物理パラメータに従ってシフトされる。このような物理
パラメータは、たとえば、弾性波、静圧、動圧、温度ま
たは光学ジャイロスコープの場合における光学ループの
回転速度を含む。

このシステムにおいて、この発明によれば、位相差変調
器は、周期的に、ループにおいて互いに逆方向に伝播す
る光波間の位相差をバイアスして、物理パラメータによ
って発生される位相差に逆作用する。制御装置は検出器
の出力に応答して位相差変調器の周期的バイアスを調整
し、物理パラメータによって発生される位相差をなく
す。回路が位相差変調器の周期バイアスに応答して物理
パラメータを測定する。

ここに説明する発明の特定の実施例では、ループにおけ
る位相差を変調器が周期的にバイアスする周波数と同じ
周波数で検出器の出力を周期的にブランクにするために
付加的な回路が用いられる。さらに、回路がゲート装置
を制御装置へ接続し、かつゲート装置の出力を第２の周
波数の基準信号と比較する。光学ループにおいて互いに
逆方向に伝播する光波もまた、前記第１の周波数よりも
実質的に高い第２の周波数で変調される。

この発明の特定のインプリメンテーションにおいては、
位相差変調器は実質的にＤＣ位相バイアスを、互いに逆
方向に伝播する光波に与える。この実質的にＤＣ位相バ
イアスは、信号発生器の出力を、同じ信号発生器の高調
波の出力と組合わせて、周期的なＤＣ位相バイアスを与
えるために用いられる繰返しダンプ信号を発生すること
によって作られる。

この発明は広範囲の回転速度を正確にかつ信頼性良く検
知するための回転センサおよびその動作の方法を含む。
回転センサは、ファイバ光学方向性結合器のようなすべ
てのファイバ光学コンポーネントを含み、このようなフ
ァイバ光学方向性結合器は、(a)光源からの光を、互い
に逆方向に検知ループのまわりを伝播する２つの光波に
分割し、かつ(b)光学出力信号を与えるため互いに逆方
向に伝播する光波を結合する。与えられた光、互いに逆
方向に伝播する波、および光学出力信号の正しい偏光
が、ファイバ光学偏光子およびファイバ光学偏光制御装
置によって確立され、制御されかつ維持される。第２の
ファイバ光学結合器が、連続するストランドからの光学
出力信号を、光学信号の強度に比例する電気信号を出力
する光検出器へ結合するために設けられる。

回転センサの改善された動作安定性および感度は、第１
の位相変調器を用いて第１の周波数（バイアス位相変調
周波数）で、互いに逆方向に伝播する光波を位相変調
し、それによって光学出力信号の位相をバイアスするこ
とによって達成される。位相検知検出システムが、光学
出力信号の強度の第１の高調波成分を測定するために用
いられる。開示された検出システムでは、この第１高調
波成分の振幅はループの回転速度に比例する。

第２の位相変調信号が、バイアス周波数のそれよりも非
常に低い任意の周波数で与えられる。第２の位相変調周
波数は第１の位相変調周波数に高調波的に関連しないの
が好ましい。この第２の位相変調信号は第１の位相変調
を介してシステムに課せられてもよく、またはそれに代
わって、第２の位相変調器が用いられてもよい。光学出
力信号は、第２の位相変調周波数と同期してゲート処理
され、それによって出力信号は、たとえば、第２の位相
変調の正の半サイクルの間に作られる位相差変調を表わ
し、他方第２の位相変調の負の半サイクルの間、０の値
を提示する。第２の変調信号の振幅を調整することによ
って、サグナック位相シフトの影響が効果的に取除かれ
ることができ、それによって第２の変調の正の半サイク
ルの間、光学出力信号の時間平均値が０となる。したが
って、第２の変調信号の振幅はサグナック位相シフトを
除去するための手段として用いられかつしたがってこの
大きさはそのシステムにおいて存在するサグナック位相
シフトの量を表わすということがわかる。

第２の位相変調信号の大きさを調整するために、出力信
号のゲート処理された部分における第１位相変調周波数
成分は、第２の位相変調駆動信号の振幅を制御するため
フィードバックされるフィードバックエラー信号を発生
するために用いられる。

フィードバックエラー補正変調器は、フィードバックエ
ラー信号に従って第２の変調駆動信号の振幅を制御し、
それはサグナック位相シフトにより発生される光学出力
信号の振幅に対応する。

回転により生じた光学出力信号における第１の位相変調
周波数成分を除去する第２の位相変調の振幅に対し伝達
関数によって関連される回転速度データがメモリにスト
アされる。サグナック効果により生じた第１の位相変調
周波数成分を除去しまたは制限するのに十分なより低い
周波数信号の“除去”振幅は、次に、アドレスとして除
去信号の振幅を用いてメモリをアクセスすることによっ
て回転速度に変換される。そのようにしてアクセスされ
た回転速度データは直接用いられることができ、また
は、サグナック位相シフトまたは回転の速さを抽出する
ように解釈されることができる信号に変換されることが
できる。

（偏光変調を通じて直接にまたは間接に）位相変調器に
よって生じた、光学出力信号の奇数高調波の振幅変調は
特定の周波数で位相変調器を作動させることによって除
去されてもよいということがわかっている。用いられる
検出システムは奇数高調波（たとえば、第１高調波）の
みを検出するので、位相変調器により誘起された振幅変
調の効果はそのような周波数で作動することによって除
去されてもよい。これは回転検知における意義あるエラ
ー源を除去し、かつそれによって回転センサの精度を増
す。

この発明の他の好ましい実施例においては、位相変調波
形の修正を行なうことにより、位相差変調が行なわれ、
その振幅は、サグナック位相シフトが回転速度に対して
有するのと同じ、与えられた駆動信号に対する波長依存
性を有する。したがって、実質的にリニアな倍率が作り
出される。線形化された倍率（スケール・ファクタ）
で、第２周波数での位相差変調の振幅は、回転センサル
ープにおける互いに逆方向に伝播する光波のサグナック
位相シフトに比例する。この実施例では、位相差変調は
実質的に一定なＤＣ値を含み、このＤＣ値は、簡略化さ
れた線形関数で、互に逆方向に伝播する光波のＤＣ位相
差変調（サグナック位相シフト）を除去するように調整
されることができる。

実質的に線形な倍率を作り出すための或る手段は、ジャ
イロスコープの検知ループにおける非対象位置に配置さ
れる変調器によって互いに逆方向に伝播する波へ与えら
れる位相傾斜を用いることである。位相傾斜を適用する
ことによって、互いに逆方向に伝播する波の間にＤＣ差
動位相シフトが作り出される。しかしながら、一般的に
用いられるファイバ光学位相変調器は位相傾斜を提供す
ることができない。したがって、位相傾斜は、傾斜部分
を有する周期的繰返し波形を用いてシミュレートされ
る。

このような或る波形は鋸歯状波であり、それは、一方の
周波数の位相変調を、その第２の高調波周波数での位相
変調と組合わせることによって、かつ鋸歯変調波形を近
似的にシミュレートするように位相および振幅関係を調
整することによってシミュレートされてもよい。各々の
鋸歯変調波形のピークでリセット処理を行なうので、か
つ互いに逆方向に伝播する波の２つの光学経路の相互関
係があるので、位相差は適時に一定になることができな
い。この問題は、最初に上で説明した実施例の第２の変
調信号に代わって、鋸歯波形を用いることによって克服
される。このような置換で、光学出力信号は鋸歯波形の
傾斜部分が存在するときの時間期間の間ゲートを通さ
れ、かつ出力信号は他のすべての時間ではゲートを通さ
れない。したがって、上述した態様で第２の変調の振幅
または周波数を調整することによって、ＤＣサグナック
位相シフトは、出力信号がゲートを通されるとき位相傾
斜により作り出されるＤＣ位相差変調により０にされる
ことができ、かつ０のサグナック位相シフトもまた、出
力信号がゲートを通されない期間の間シミュレートされ
る。

出力信号のゲート処理は、光源で、または検出器でもし
くは検出器の後で行われてもよい。差動位相シフトを決
定する位相傾斜の傾きは鋸歯波形変調信号の変調振幅を
調整することによって制御される。これは、エラーフィ
ードバック信号、および上述したようなエラー補正変調
器を用いることによって達成される。

もちろん、三角歯波形位相変調もまた、鋸歯波形変調と
同じ態様で用いられることができる他の形式の波形でも
ある。このような三角歯波形は変調周波数と、その変調
周波数の第３高調波の組合せにより作り出されてもよ
い。

この発明のこれらおよび他の利点は、添付図面を参照し
て最もよく理解される。

好ましい実施例の詳細な説明 この発明の好ましい実施例の議論を進める前に、この発
明に用いられる基本的な回転センサの議論が、この改良
点を十分に理解するために必要である。第１図は、この
発明に用いられる形式の基本的な構造を有する回転セン
サを示す。これは、連続的な長尺のまたはストランドの
光学ファイバ１２へ光を導くための光源１０を含み、そ
のファイバの一部は検知ループ１４へ巻回されている。
ここに用いられているように、参照数字１２は、光学フ
ァイバの全体の連続するストランドを一般に示している
が、参照数字１２にサフィックス（Ａ，Ｂ，Ｃなど）が
付いたものは光学ファイバ１２の部分を示すものであ
る。

図示した実施例において、光源１０は、０．８２ミクロ
ンのオーダの波長を有する光を作り出すヒ化ガリウム
（ＧａＡｓ）レーザを含む。特定の実施例によれば、光
源１０は、ニュージャージー州，サウス・プレインフィ
ールド，３００５ ハードレー・ロードのジェネラル・
オプトロニクス・コーポレーションから商業的に入手で
きる、モデルＧＯ−ＤＩＰレーザダイオードであっても
よい。ストランド１２のようなファイバ光学ストランド
は、好ましくは、たとえば、８０ミクロンの外径と、４
ミクロンのコア直径を有する単一モードファイバであ
る。ループ１４はスプールまたは他の適当な支持部材
（図せず）のまわりに巻かれたファイバ１２の複数のタ
ーン（巻数）を含む。特定の実施例によれば、ループ１
４は、１４センチメートルの直径を有するフォームの上
に巻かれたファイバの約１０００ターンを有してもよ
い。

好ましくは、ループ１４は、中心から始まって対称的に
巻回され、それによりループ１４の対称点は接近してい
る。これは、回転センサの環境的な感度を減少させるも
のと思われる、なぜならばこのようなシンメトリによっ
て、時間により変化する温度および圧力勾配が互いに逆
方向に伝播する波の双方に同様な影響を及ぼすからであ
る。

光源１０からの光は、光源１０に対してファイバ１２を
当接させることによって、ファイバ１２の一方端へ光学
的に結合される。光を案内しかつ処理するための種々の
コンポーネントは、連続的なストランド１２に沿って種
々の場所に位置決めされまたは形成される。これらのコ
ンポーネントの相対的な配置を説明する目的で、連続的
なファイバ１２は１２Ａないし１２Ｇの符号の付いたそ
れぞれ７つの部分に分けられるものとして説明されてお
り、これらの部分１２Ａないし１２Ｅは、光源１０へ結
合されるループ１４の側にあり、部分１２Ｆおよび１２
Ｇはループ１４の反対側にある。

偏光制御装置２４が、ファイバ部分１２Ａおよび１２Ｂ
の間で、光源１０に隣接している。制御装置２４として
用いるのに適した偏光制御装置の形式は、本願発明の譲
受人に譲渡された。同時係属中のアメリカ合衆国特許出
願連続番号第１８３，９７５（１９８０年９月４日に出
願）の“ファイバ光学偏光コンバータ”に詳細に説明さ
れており、ここでは参照することによって援用する。偏
光制御装置２４の簡単な説明については後で行なう。し
かしながら、この制御装置２４は、与えられた光の偏光
の状態および方向の両方の調節を許容するということを
ここで理解すべきである。

ファイバ１２は、次いで、ファイバ部分１２Ｂおよび１
２Ｃの間に配置される、方向性結合器２６の、Ａおよび
Ｂの符号の付いたポートを通過する。結合器２６は光学
出力を、結合器２６の符号ＣおよびＤの付いたポートを
通過する光学ファイバの第２のストランドへ結合し、ポ
ートＣはポートＡと、結合器の同じ側にあり、かつポー
トＤはポートＢと結合器の同じ側にある。ポートＤから
延びるファイバ２８の端部は“ＮＣ”（not conn ect
ed）の符号の付いた点で非反射的に終端し、他方、ポー
トＣから延びるファイバ２９の端部は光検出器３０へ光
学的に結合される。特定の例によれば、光検出器３０は
標準的な、逆バイアスされたシリコン，ＰＩＮ型のフォ
トダイオードであってもよい。結合器２６は、１９８０
年４月１１日に提出されたアメリカ合衆国特許出願連続
番号第１３９，５１１号，“ファイバ光学方向性結合
器”の部分継続出願である、１９８１年９月１０日に出
願された同時係属中の特許出願連続番号第３００，９５
５の“ファイバ光学方向性結合器”に詳細に説明されて
おり、これらの特許出願は共に本願出願の譲受人に譲渡
されている。これらの同時係属中の特許出願はここで参
照することによって援用する。

結合器２６のポートＢから延びるファイバ部分１２Ｃ
は、ファイバ部分１２Ｃおよび１２Ｄの間に配置される
偏光子３２を通過する。単モード光学ファイバは任意の
光波に対する進路の２つの偏光モードを有する。偏光子
３２は、ファイバ１２の偏光モードの一方のモードにお
いて光を通過させ、他方、他の偏光モードにおいては光
の通過を妨げる。好ましくは、上述した偏光制御装置２
４は、与えられた光の偏光を調整するために用いられ、
それにより、このような偏光が実質的に、偏光子３２に
より通される偏光モードと同じとなる。これによって、
与えられた光が偏光子を通過するとき光学出力の損失が
減少される。この発明に用いるための偏光子の好ましい
形式は、本願発明の譲受人に譲渡された、１９８０年１
０月１０日に提出された同時係属中のアメリカ合衆国特
許出願連続番号第１９５，９３４号の、“偏光子および
方法”に詳細に説明されており、ここでは参照すること
によって援用する。

偏光子３２を通過した後、ファイバ１２はファイバ部分
１２Ｄおよび１２Ｅの間に配置される、方向性結合器３
４のＡおよびＢの符号の付いたポートを通過する。この
結合器３４は、好ましくは、結合器２６を参照して上述
したと同じ形式のものである。ファイバ１２は、偏光制
御装置３６がループ１４とファイバ部分１２Ｅとの間に
配置されて、ループ１４に巻回される。この偏光制御装
置３６は、制御装置２４を参照して議論した形式のもの
であってもよく、かつ、これらの互いに逆方向に伝播す
る波の干渉によって形成される。光学出力信号が、最初
の光学出力損失で偏光子３２によって、効果的に通され
る偏光を有するように、ループ１４を介して互いに逆方
向に伝播する光波の偏光を調整するために利用される。
このように、偏光制御装置２４および２６の両方を用い
ることによって、ファイバ１２を伝播する光の偏光は最
大光学パワー出力のために調整されることができる。

ＡＣ信号発生器４０により駆動される位相変調器３８
は、ループ１４と、第２の方向性結合器３４との間でフ
ァイバ部分１２Ｆに装着される。この変調器３８は、フ
ァイバ１２が巻かれたＰＺＴ円筒を含む。ファイバ１２
は、それが発生器４０からの変調信号に応答して放射方
向に拡がるとき、それはファイバ１２を拡げるように円
筒部へ結合される。

この発明とともに用いるのに適した代替の形式の変調器
（図示せず）は、円筒の両端で２倍の長さの毛細管へ結
合されるファイバ１２の４つの部分を長手方向に引延ば
すＰＺＴ円筒を含む。当業者は、このような代替の形式
の変調器は、変調器３８と比べて、より少ない程度の偏
光変調を伝播する光学信号に与えてもよいということを
認識するであろうが、しかしながら、変調器３８は、偏
光変調の望ましくない効果を除去する周波数で作動され
てもよいということが後でわかるであろう。したがっ
て、変調器のどの形式も、この発明において使用するの
に適している。

次に、ファイバ１２は結合器３４のＣおよびＤの符号の
付いたポートを通過し、ファイバ部分１２ＦはポートＤ
から延び、ファイバ部分１２ＧはポートＣから延びる。
ファイバ部分１２Ｇは“ＮＣ”（not connected）の符
号の付いた点で非反射的に終端する。

ＡＣ発生器４０からの出力信号はライン４４上で、基準
信号としてロック−イン増幅器４６へ供給され、ロック
イン増幅器４６はまたライン４８によって、光検出器３
０の出力を受けるように接続される。増幅器４６に対す
るライン４４上のこの信号は、基準信号を与えて、増幅
器４６が、変調器３８の変調周波数、すなわち、光学出
力信号の第１高調波成分で検出器出力信号を同期的に検
出することができるようにし、他方、この周波数の他の
すべての高調波を阻止する。

ロックイン増幅器は当該技術分野において周知であり、
商業的に入手可能である。

検出器出力信号の第１高調波成分の大きさは、ループ１
４の回転速度に対し、或る限られた作動範囲を通じて比
例するということが後でわかるであろう。増幅器４６
は、この第１高調波成分に比例する信号を出力し、かつ
したがって回転速度を直接表示し、これは表示パネル４
７上で可視的に表示されてもよい。しかしながら、第１
図に示される検出方法は、第９図の議論に関してわかる
ように、比較的小さな回転速度に対してのみ用いられる
ことができる。

結合器２６および３４ この発明の回転センサまたはジャイロスコープにおける
結合器２６および３４として用いるための好ましいファ
イバ光学方向性結合器を第２図に示す。結合器は、その
一方側から取除かれたクラッディングの一部を有する単
一モードファイバ光学材料の、第２図の５０Ａ，５０Ｂ
で示される２個の光学ファイバストランドを含む。２個
のストランド５０Ａおよび５０Ｂは、それぞれのブロッ
ク５３Ａおよび５３Ｂに形成される、それぞれの円弧状
スロット５２Ａおよび５２Ｂに装着される。ストランド
５０Ａおよび５０Ｂは、光がストランドのコア部分間で
転送される相互作用領域５４を形成するように、クラッ
ディングが密に間隔を隔てて除去されたストランドの部
分で、位置決めされる。除去された材料の量は、各スト
ランド５０Ａおよび５０Ｂのコア部分が他方のエバネセ
ントフィールド内にあるようなものである。結合器の中
心でのストランド間の中心間の間隔は、典型的には、約
２−３コア直径よりも小さい。

相互作用領域５４のストランド間で転送される光は方向
性であるということを注目するのが重要である。すなわ
ち、入力ポートＡへ与えられる光のすべては、実質的
に、ポートＣへ逆方向性結合することなく、出力ポート
ＢおよびＤへ与えられる。同様に、入力ポートＣへ与え
られる光のすべては、実質的に、出力ポートＢおよびＤ
へ与えられる。さらに、この方向性は対称である。した
がって、入力ポートＢまたは入力ポートＤのいずれかへ
供給される光は、出力ポートＡおよびＣへ与えられる。
さらに、結合器は偏光に関して実質的に非弁別的であ
り、かつしたがって、結合された光の偏光を保つ。この
ように、たとえば、垂直偏光を有する光ビームがポート
Ａへ入力されれば、ポートＡからポートＤへ結合された
光は、ポートＡからポートＢへ光が真直ぐに通過するの
と同様に、垂直に偏光されたままである。

前述の説明から、結合器はビーム分割器として機能し、
与えられた光を２個の互いに逆方向に伝播する波Ｗ１，
Ｗ２（第１図）へ分割するということがわかる。さら
に、結合器は、付加的に、互いに逆方向に伝播する波が
ループ１４（第１図）を横切った後、それらの波を再結
合する働きをする。

図示の実施例において、結合器２６，３４の各々は、５
０％の結合効率を有する、なぜならばこの結合効率の選
択を行なうことにより光検出器３０（第１図）で最大光
出力が与えられるからである。ここに用いられているよ
うに、用語“結合効率”はパーセントとして表現され、
結合されたパワーと、全出力パワーとのパワー比として
規定される。たとえば、第２図を参照して、光がポート
Ａへ与えられれば、結合効率は、ポートＢおよびＤでの
パワー出力の総和に対するポートＤのパワーの比に等し
いであろう。さらに、結合器３４のための５０％の結合
効率は、互いに逆方向に伝播する波Ｗ１，Ｗ２が等しい
大きさになるのを確実にする。

偏光子３２ 第１図の回転センサに用いるための好ましい偏光子を第
３図に示す。この偏光子は、ファイバ１２により伝えら
れる光のエバネセントフィールド内に位置決めされる、
複屈折結晶６０を含む。ファイバ１２は、一般に矩形の
水晶のブロック６４の上面６３に通ずるスロット６２に
装着される。スロット６２は円弧状に曲げられた底部壁
を有し、かつファイバは、それがこの底部壁の輪郭に追
従するように、スロット６２に装着される。ブロック６
４の上面６３は領域６７におけるファイバ１２から、ク
ラッデイングの一部を除去するように重ねられる。結晶
６０は、ファイバ１２のエバネセントフィールド内に結
晶６０を位置決めするように、その結晶の下面６８がブ
ロック６４の上面６３に面した状態で、ブロック６４上
に装着される。ファイバ１２および複屈折材料６０の相
対屈折率は、所望の偏光モードの波の速さが、ファイバ
１２におけるよりも複屈折結晶６０における方が大き
く、他方の不所望な偏光モードの波の速さが複屈折結晶
６０におけるよりもファイバ１２における方が大きいよ
うに、選ばれる。所望の偏光モードの光は、ファイバ１
２のコア部分により案内されたままであるのに対し、不
所望な偏光モードの光はファイバ１２から複屈折結晶６
０へ結合される。このように、偏光子３２は一方の偏光
モードにおいて光を通過させることができ、他方、他方
偏光モードにおいては光の通過を妨げる。前に示したよ
うに、偏光制御装置２４，３６（第１図）は、偏光子に
よる光学パワー損失が最小にされるように、それぞれ、
与えられた光および光学出力信号の偏光を調整するため
に用いられることもできる。

偏光子制御装置２４，３６ 第１図の回転センサに使用するために適した偏光制御装
置の１つの形式を第４図に示す。制御装置は、複数個の
直立したブロック７２Ａないし７２Ｄが装着されるベー
ス７０を含む。ブロック７２のうちの隣接するものの間
には、スプール７４Ａないし７４Ｃが、それぞれ、シャ
フト７６Ａないし７６Ｃ上に接線方向に装着される。シ
ャフト７６は、互いに軸方向に整列されており、かつブ
ロック７２間で回転自在に装着される。スプール７４
は、概して、円筒状であり、かつシャフト７６に対して
接線方向に位置決めされる。

ストランド１２はシャフト７６における軸方向のボアを
介して延び、かつ３個のコイル７８Ａないし７８Ｃを形
成するためスプール７４の各々のまわりに巻かれる。コ
イル７８の半径は、ファイバ１２がコイル７８の各々に
おいて複屈折媒体を形成するように応力が加えられるよ
うなものである。３個のコイル７８Ａないし７８Ｃは、
ファイバ１２の複屈折を調整するように、かつしたがっ
て、ファイバ１２を通過する光の偏光を制御するよう
に、それぞれシャフト７４Ａないし７４Ｃの軸のまわり
で互いに独立に回転される。

コイル７８のターンの直径および数は、外側のコイル７
８Ａおよび７８Ｃが４分の１波長の空間的な遅延を与
え、他方中心のコイル７８Ｂが２分の１波長の空間的遅
延を与えるようなものである。４分の１波長コイル７８
Ａおよび７８Ｃは偏光の離心率を制御し、かつ２分の１
波長コイル７８Ｂは偏光方向を制御する。これは、ファ
イバ１２を伝播する光の偏光の全調節範囲を与える。

偏光方向（他の方法で中央コイル７８Ｂにより与えられ
る）は２個の４分の１波長コイル７８Ａおよび７８Ｃに
よって偏光の離心率を正しく調整することによって間接
的に制御されてもよいので、偏光制御装置は２個の４分
の１波長コイル７８Ａおよび７８Ｃのみを提供するよう
に修正されてもよいということが理解されよう。したが
って、偏光制御装置２４および３６は、第１図におい
て、２個の４分の１波長コイル７８Ａおよび７８Ｃのみ
を含むものとして示されている。この形態により、制御
装置２４−３６の全的な寸法が減少されるので、スペー
スの制限のある本願発明のある種の応用に対しては有利
であるかもしれない。

このように、偏光制御装置２４および３６は、与えられ
た光および逆方向に互いに伝播する波の両方の偏光を確
立し、維持しかつ制御するための手段を提供する。

位相変調または偏光制御なしの動作 偏光子３２（第１図）および位相変調器３８の機能およ
び重要性を十分に理解する目的で、回転センサの動作に
ついて、まず、これらのコンポーネントがシステムから
除去されたかのように説明する。したがって、第５図は
変調器３８、偏光子３２およびそれから除去された関連
の成分を備えた、概略ブロック図形式で、第１図の回転
センサを示す。

その中で伝播するため、光レーザ源１０からファイバ１
２へ結合される。光は結合器２６のポートＡに入り、そ
こで、光の一部がポートＤを介して失われる。光の残り
の部分は結合器のポートＢからポートＡへ伝播し、そこ
で、それは等しい振幅の２つの互いに逆方向に伝播する
並Ｗ１，Ｗ２へ分割される。波Ｗ１はループ１４のまわ
りを時計方向にポートＢから伝播し、他方、波Ｗ２はル
ープ１４のまわりを反時計方向にポートＤから伝播す
る。

波Ｗ１，Ｗ２がループ１４を横切った後、それらは結合
器３４によって再結合されて光学出力信号を形成し、そ
れは結合器３４のポートＡから結合器２６のポートＢへ
伝播する。光学出力信号の一部は結合器２６のポートＢ
からポートＣへ結合器されてファイバ２９に沿って光検
出器３０へ伝播する。この光検出器３０は、光学出力信
号によって、そこに印加される光の強度に比例する電気
信号を出力する。

光学出力信号の強度は、波Ｗ１，Ｗ２が結合器３４で再
結合され、または干渉されるときに、波Ｗ１，Ｗ２間の
干渉の量および形式、すなわち、建設的かまたは破壊的
かにしたがって、変化する。取敢えず、ファイバの複屈
折の効果を無視して、波Ｗ１，Ｗ２はループ１４のまわ
りの同じ光学経路を進む。したがって、ループ１４が静
止しているものと想定すれば、波Ｗ１，Ｗ２は結合器３
４で再結合されるとき、それらは、そらの間に何の位相
差もなく、建設的に干渉し、かつ光学出力信号の強度は
最大となる。しかしながら、ループ１４が回転されてい
ると、互いに逆方向に伝播する波Ｗ１，Ｗ２はサグナッ
ク効果に従って位相がシフトされ、それにより、それら
が結合器３４で重畳されると、それらは破壊的に干渉し
て光学出力信号の強度を減少させる。ループ１４の回転
により生じる、波Ｗ１，Ｗ２間のこのようなサグナック
位相差は、次の関係によって規定される。

ここにおいて、Ａは光学ファイバのループ１４により結
合された領域であり、 Ｎはその領域Ａのまわりの光学ファイバのターン数であ
り、 Ωは、ループの面に垂直な軸のまわりのループの角速度
であり、かつ λおよびｃは、ループへ与えられた光の、それぞれ波長
および速度の自由空間の値である。

光学出力信号の強度（Ｉ_Ｔ）は、波Ｗ１，Ｗ２間のサグ
ナック位相差（Δφ_Ｒ）の関数であり、次の方程式によ
り定義される。

ここにおいて、Ｉ_１およびＩ_２は、それぞれ、波Ｗ１，
Ｗ２の個々の強度である。

方程式（１）および（２）から、光学出力信号の強度は
回転速度（Ω）の関数であることがわかる。このよう
に、そのような回転速度の表示は、検出器３０を用い
て、光学出力信号の強度を測定することによって得られ
る。

第６図は曲線８０を示し、この曲線は、互いに逆方向に
伝播する波Ｗ１，Ｗ２間のサグナック位相差（△φ_Ｒ）
と、光学出力信号の強度（Ｉ_Ｔ）との間の関係を示す。
曲線８０は余弦曲線の形状を有し、かつ光学出力信号の
強度は、サグナック位相差が０のとき最大である。互い
に逆方向に伝播する波Ｗ１，Ｗ２間の位相差が完全にル
ープ１４の回転により生じる場合は、曲線８０は垂直軸
のまわりを対称に変化する。しかしながら、１９８１年
７月２９日に出願された、同時係属中のアメリカ合衆国
特許出願連続番号２８８，２１２，“偏光されない光を
用いたファイバ光学回転センサ”に議論されているよう
に、偏光された光では、互いに逆方向に伝播する波Ｗ
１，Ｗ２間の付加的な、非相反的な位相差は、光学ファ
イバ１２の残留複屈折によって生じるかもしれない。こ
の出願は、参照することによってこに援用する。この付
加的な非相反位相差は、完全に偏光されない光が用いら
れれば生じない。

単一モードファイバ１２の２つの偏光モードの各々にお
いて進行する光は異なる速さで進行するので、複屈折に
より誘起される位相差は生じない。複屈折は、一方の偏
光モードで進む光の一部を他方のモードへ結合させる。
これは波Ｗ１，Ｗ２間に、非回転的に誘起された位相差
を作り出し、これによって、波Ｗ１，Ｗ２は、第６図の
曲線８０を歪ませまたはシフトさせるように干渉する。
このようなシフトは、第６図の透視線で示される曲線８
２によって示される。

このような複屈折により誘起される、非相反的な位相差
は、回転的に誘起されるサグナック位相差と区別するこ
とができず、かつ温度や圧力などのようなファイバ複屈
折を変化させる環境的なファクタに依存する。したがっ
て、ファイバ複屈折は、ファイバ光学回転センサにおけ
る主たるエラー源の原因である。

偏光子３２による動作 ファイバ複屈折による非相反動作の問題は、１個の偏光
モードのみを用いることができるようにする偏光子３２
（第１図）によってこの発明の回転センサにおいて解決
される。偏光子３２は、第５図の参照数字８４で示され
る点においてシステムへ導入されるとき、偏光子３２を
通過する光は、一方の選ばれた偏光モードにおいてルー
プ１４へ伝播する。さらに、互いに逆方向に伝播する波
は光学出力信号を形成するように再結合されるとき、ル
ープへ与えられる光と同じ偏光のものではない任意の光
が光検出器３０へ到達するのを妨げられる、なぜならば
光出力信号は偏光子３２を通過するからである。このよ
うに、光出力信号は、それが結合器３４のポートＡから
結合器２６のポートＢへ進むとき、ループへ与えられた
光と同じ偏光を正確に有する。

それゆえに、同じ偏光子３２を介して入力光および光学
出力信号を通過させることによって、ただ１つの光学経
路のみが用いられ、それによって、２個の可能な偏光モ
ードにおける異なる伝播速度により生じる複屈折により
誘起される位相差の問題を除去する。すなわち、選ばれ
たモードから、選ばれていないモードへ、ファイバにお
ける複屈折により転送されるすべての光をフィルタして
しまうことにより、伝播速度が異なるため、選ばれたモ
ードに関して位相を利得しまたは損失するかもしれない
選ばれないモードにおいてすべての光波を除去すること
ができる。さらに、偏光子制御装置２４，３６（第１
図）は、偏光子３２での光学パワー損失を減少させかつ
したがって検出器３０での信号強度を最大にするため、
それぞれ与えられた光および光学出力信号の偏光を調整
するために用いられることができるということが注目さ
れるべきである。

位相変調器３８に伴なう動作 再び第６図を参照して、曲線８０は余弦関数であるの
で、光学出力信号の強度は、波Ｗ１，Ｗ２間での小さな
サグナック位相差（△φ_Ｒ）に対して非線形であるとい
うことがわかる。さらに、光学出力信号の強度は、△φ
_Ｒの小さな値に対して、位相差の変化に対しては比較的
鈍感である。このような非線形性および不感応性のた
め、検出器３０によって測定される光学強度（Ｉ_Ｔ）
を、ループ１４回転速度を表わす信号に変換（方程式１
によって）するのは難しい。

さらに、偏光子３２を用いて上述したように、波Ｗ１，
Ｗ２間の、複屈折により誘起される位相差が除去される
が、ファイバ複屈折により生じる偏光モード間の交差結
合が生じる。この交差結合は、交差結合された光が偏光
子３２上の光検出器３２に達するのを妨げられるので、
光学出力信号の光学強度を減少させる。したがって、フ
ァイバ複屈折における変化により、第６図の曲線８０の
振幅は、たとえば、曲線８４で示されるように変化す
る。第６図の曲線８０，８２，８４は等倍に描かれてい
ないということが理解されよう。

前述の問題点は、第１図に示される位相変調器３８、信
号発生器４０およびロックイン増幅器４６を用いて同期
検出システムによって解決される。

第７図を参照して、位相変調器３８は信号発生器４０の
周波数で、伝播する波Ｗ１，Ｗ２の各々の位相を変調さ
せる。しかしながら、第１図から見られるように、位相
変調器３８はループ１４の一方端に配置される。このよ
うに、波Ｗ１の変調必ずしも、波Ｗ２の変調と同相であ
る必要はない。事実、この同期検出システムの適切な動
作に対しては、波Ｗ１，Ｗ２の変調は１８０゜逆相であ
るのが好ましい。第７図を参照して、正弦波曲線９０に
より示される波Ｗ１の変調は、曲線９２で示される波Ｗ
２の変調と１８０゜逆相であるのが好ましい。波Ｗ２の
変調に関して波Ｗ１の変調との間にそのような１８０゜
の位相差を与える変調周波数を用いるということは、そ
れが検出器３０により測定される光学出力信号において
変調器により誘起される振幅変調を除去するという点に
おいて、特に有利である。この変調周波数（ｆ_ｍ）は次
の方程式を用いて計算される。

ここにおいて、Ｌは互いに逆方向に伝播する波Ｗ１，Ｗ
２に対する結合器３４と変調器３８との間の差動ファイ
バ長、すなわち、変調器３８と、ループ１４の他方側の
対称点との間の、ファイバに沿って測定された距離であ
り、 ｎ_ｅｑは、単１モードファイバ１２のための等価屈折率
であり、かつ ｃはループ１４へ与えられた光の自由空間の速さであ
る。

“適切な”周波数と呼ばれるこの変調周波数（ｆ_ｍ）
で、曲線９０および９２に従ってこれらの互いに逆方向
に伝播する波Ｗ１，Ｗ２の位相変調から分岐する、これ
らの波Ｗ１，Ｗ２間の位相差（△φ_１）は、第７図にお
いて正弦波曲線９４で示される。この曲線９４は、曲線
９０から曲線９２を減算してＷ１およびＷ２間の位相差
を得ることによって得られる。波Ｗ１，Ｗ２間の位相差
の変調もまた、ちょうどサグナック位相シフトがそうで
あるように第６図の曲線８０に従って光学出力信号の強
度（Ｉ_Ｔ）を変調させる、なぜならばこのような位相変
調△φ_１は、回転的に誘起されたサグナック位相差△φ
_Ｒと区別できないからである。

（ａ） 第７図の曲線９４により規定される位相変調△
φ_１と、（ｂ）光学出力信号の強度（Ｉ_Ｔ）のときのサ
グナック位相差△φ_Ｒとの効果を図解的に示す第８図お
よび第９図を参照することによって、前述の説明がより
十分に理解されよう。第８図および第９図の議論を進め
る前に、変調された光出力信号の強度（Ｉ_Ｔ）は、波Ｗ
１，Ｗ２間の全位相差の関数であるということを理解す
べきである。このような全位相差は、回転的に誘起され
たサグナック位相差△φ_Ｒと、時間変化する変調により
誘起される位相差△φ_１との両方からなる。波Ｗ１，Ｗ
２間の全位相差△φは、次のように表わされる。

△φ＝△φ_Ｒ＋△φ_１ …（４） したがって、回転的に誘起された位相差△φ_Ｒのみなら
ず、変調により誘起された位相差△φ_１の効果は第８図
および第９図を参照して考慮されるので、曲線８０のた
めの水平軸は、第６図におけるように、回転的に誘起さ
れた位相差のみよりもむしろ、全体の位相差が考慮され
ているということを示すため△φとして改めて符号が付
けられている。

今第８図を参照して、光学出力信号の強度Ｉ_Ｔのときの
位相変調△φ_１（曲線９４）の効果を議論する。曲線８
０は２つの干渉しているコヒーレントな波から生じる光
学出力信号の強度と、これらの波の間の位相差△φとの
間の関係を示す。これらの間の相対位相角度は、１９３
で示されるように、０であるとき、組合わされた波の結
果的に生じる強度は１９５で示されるように最大であ
る。波Ｗ１およびＷ２間の相対位相が０でないとき、組
合わされた光学信号は、位相差△φの大きさに依存して
より小さな強度を有する。相対位相差が、それぞれ１９
７および１９９で示されるように＋または−１８０゜に
なるまで、Δφが増大するに従って減少し続ける。＋ま
たは−１８０゜の位相差で、２つの互いに逆方向に伝播
する波は完全に破壊的に干渉し、その結果生じる強度は
１９７および１９９で示されるように０である。

第８図において、ループ１４は静止しており、かつした
がって、光学信号はサグナック効果によって影響を受け
ないと想定する。特に、変調により誘起される位相差曲
線９４によって、光学出力信号は曲線９６によって示さ
れるように変化するということがわかる。曲線９６は、
Ｗ１およびＷ２間の瞬間的な位相差△φ_１を表わす、曲
線９４上の点を、その大きさの位相差に対する結果的に
生じる光学的な強度を表わす曲線８０上へ変換すること
によって得られる。曲線９４上のすべての点は曲線８０
上へ変換されると、かつ対応する強度がプロットされる
と、曲線９６が生じる。曲線８０を通じての曲線９４へ
の移行は、曲線８０の垂直軸に関して対称であり、その
ため検出器３０によって測定される光学強度は、曲線９
６によって示されるように、変調周波数の第２高調波に
等しい周波数で周期的に変化する。

上述したように、ロックイン増幅器４６は信号発生器４
０（第１図）から変調周波数ｆ_ｍで基準信号によって同
調されるので、ロックイン増幅器は変調器３８の変調周
波数ｆ_ｍ、すなわち、第１高調波で検出器出力信号のみ
を同期的に検出する。しかし、検出器出力信号は、曲線
９６によって示されるように、変調周波数の第２高調波
にあるので、増幅器４６から出力信号は０であり、表示
装置４７は０の回転速度を示す。

複屈折により誘起される振幅の変動は光学出力信号に生
じても、第６図の曲線８４を参照して議論したように、
第８図の曲線９６は第２高調波周波数のままであるとい
うことが注目されるべきである。したがって、このよう
な複屈折より誘起された振幅の変動は増幅器４６の出力
信号に何の影響も及ぼさない。それゆえに、これまでに
説明した検出システムは、複屈折の変化に不感応である
実質的により安定した動作点を与える。

ループ１４が回転されるとき、互いに逆方向に伝播する
波Ｗ１，Ｗ２は、サグナック効果に従って上述したよう
に位相がシフトされる。サグナック位相シフトは、一定
の回転速度に対して一定の位相差△φ_Ｒを与える。この
サグナック位相シフトは、変調器３８によって作り出さ
れた位相差△φ_１を増し、それにより、全曲線９４は、
第９図に示されるように、△φ_Ｒに等しい量だけ、第８
に示す位置から位相が移される。これによって、光学出
力信号は点９９および１０１の間で曲線８０に沿って非
対称的に変化する。これは曲線９６によって示されるよ
うな光学出力信号を生じる。

曲線９６上の点は次のように導き出される。曲線９４上
の１０３で示される組合わされた位相差は、曲線８０上
の点１０１を介して曲線９６上の点１０５へ移る。曲線
９４上の点１０７は曲線８０上の点１０９を介して曲線
９６上の点１１１へ移る。同様に、点１１３は点９９を
介して点１１５へ移り、かつ点１１７は点１０９を介し
て点１１９へ移る。最後に、点１２１は点１０１を介し
て点１２３へ移る。

光学出力信号９６は正弦波曲線９８の透視線で示される
ように第１高調波成分を有する。第１高調波成分９８の
ピーク振幅は、しかしながら、点１１５での光学出力信
号の振幅に正確にマッチする必要はないが、或る場合に
はマッチする必要があるかもしれない。

この正弦波曲線９８のＲＭＳ値は回転的に誘起されたサ
グナック位相差△φ_Ｒの正弦に比例するということが後
でわかるであろう。増幅器４６は変調器３８の基本周波
数を有する信号を同期的に検出するので、増幅器４６は
曲線９８のＲＭＳ値に比例する信号を出力する。この信
号はループの回転速度を示すために用いられることがで
きる。

第９図の図面はループ１４の一方の回転方向（たとえば
時計方向）に対する光学出力信号の強度波形を示す。し
かしながら、もしループ１４が等しい速さで逆方向（た
とえば、反時計方向）に回転されれば、光学出力信号の
強度波形９６は、それが曲線９８が第９図に示される位
置から１８０度シフトされるように移し変えられるであ
ろうということを除き、第９図に示されるのと全く同一
になるであろうということが理解されよう。

ロックイン増幅器４６は、第１高調波９８の位相を、信
号発生器４０から基準信号の位相と比較することによっ
て、曲線９８に対するこの１８０゜位相差を検出し、ル
ープの回転が時計方向から反時計方向かどうかを決定す
る。回転方向によって、増幅器４６は表示装置４７に対
して正または負の信号のいずれかを出力する。しかしな
がら、回転方向にかかわらず、信号の大きさはループ１
４の回転の速度が等しいものに対しては同じである。

増幅器の出力信号の波形が曲線１００として第１０図に
示される。この曲線１００は正弦波であり、ループ１４
の回転が時計方向か反時計方向かどうかによって、１２
５で示される、０回転速度出力電圧から正方向にまたは
負方向に変化することがわかる。さらに、曲線１００
は、実質的に線形な部分１０２を有し、この部分１０２
は、原点に関して対称的に変化しかつ回転を測定するた
めの比較的幅広い動作範囲を与える。さらに、曲線１０
０の傾斜は小さなサグナック位相シフトに対してもその
線形動作レンジ１０２を通じて優れた感度を与える。

このように、同期検出システムを用いることによって、
小さなサグナック位相シフトに対する非線形性、不感応
性、および複屈折により誘起される振幅変動という上述
した問題点は、点９７および９５間の曲線８０のどこか
に、第９図の点９９および１０１を維持するループ１４
の回転速度に対しては減少されまたは除去される。

このようにこれまでに開示した検出システムのさらなる
利点は、技術状態において、変調器３８のような位相変
調器は偏光変調を通じて、直接にまたは間接に、光学出
力信号において振幅変調を誘起すること、すなわち、位
相変調器もまた選択されない偏光モードへ、そこを通過
する光のあるものをシフトさせるという事実に関するも
のである。しかしながら、方程式（３）を参照して行な
った議論から思い出されるように、波Ｗ１およびＷ２の
変調間の位相差が１８０゜である特定のまたは“適切
な”周波数で作動することによって、変調器３８により
互いに逆方向に伝播する波Ｗ１，Ｗ２の各々に誘起され
る、この振幅変調の奇数高調波周波数成分は、波が光学
出力信号を形成するように重畳されるときに互いに打消
し合う。したがって、上述した検出システムは光学出力
信号の奇数高調波、すなわち基本周波数のみを検出する
ので、不所望な振幅変調の効果は除去される。それゆえ
に、方程式（３）によって規定される特定の周波数で作
動することによって、かつ光学出力信号の奇数高調波の
みを検出することによって、この発明の回転センサは変
調器により誘起された振幅および偏光変調とは独立に作
動し得る。

適切な周波数で作動するさらに他の利点は、互いに逆方
向に伝播する位相Ｗ１，Ｗ２の各々において変調器３８
により誘起される。位相変調の偶数高調波は、これらの
波が光学出力信号を形成するために重畳されるときに相
殺されるということである。これらの偶数高調波は、重
畳することによって、検出システムによりさもなくば検
出されたかもしれない光学信号におけるスプリアス奇数
高調波を発生するので、これらの除去は、回転検知の精
度を改善することになる。

方程式（３）によって規定される周波数で位相変調器３
８を作動させるのに加えて、光学出力信号の強度の検出
された第１高調波の振幅が最大にされるように位相変調
の大きさを調整するのも好ましい、なぜならばこれは回
転検知感度および精度を改善するからである。第７図、
第８図および第９図でＺの符号の付いた寸法によって示
される、波Ｗ１，Ｗ２間の、変調器により誘起される位
相差△φ_１の振幅が１．８４ラジアンであるとき、光学
出力信号の強度の第１高調波は、与えられた回転速度に
対して、最大にあるということがわかっている。これ
は、位相差が△φを持つ、それぞれＩ_１およびＩ_２の個
々の強度を有する２つの重畳された波の全強度（Ｉ_Ｔ）
に対する以下の方程式を参照することによってより十分
に理解されるかもしれない。

ここで、 △φ_１＝△φ_Ｒ＋△φ_１ …（６） △φ_１＝Ｚ sin（２πｆ_ｍｔ） …（７） したがって、 △φ＝△φ_Ｒ＋Ｚ sin（２πｆ_ｍｔ） …（８） cos（△φ）のフーリエ展開は次のとおりである。

ここにおいて、Ｊ_ｎ（ｚ）は変数ｚのｎ次ベッセル関数
であり、ｚは波Ｗ１，Ｗ２間の、変調器により誘起され
た位相差のピーク振幅である。

それゆえに、Ｉ_Ｔの第１高調波のみを検出することによ
り次の式が得られる。

このように、光学出力信号の強度の第１高調波の振幅は
第１ベッセル関数Ｊ_１（ｚ）の値に依存する。Ｊ
_１（ｚ）はｚが１．８４ラジアンに等しいとき最大であ
るので、位相変調の振幅は、好ましくは、波Ｗ１，Ｗ２
間の、変調器により誘起された位相差△φ_１の振幅
（ｚ）が１．８４ラジアンであるように選ばれなければ
ならない。

後方散乱効果の減少 周知のように、現在の技術状態の光学ファイバは光学的
に完全なものではなく、ファイバの基礎材料における密
度の変動のような不完全さを有する。これらの不完全さ
のためファイバの屈折率に変動を生じ、それにより少量
の光の散乱を生じる。この現象は一般にレイリー散乱と
称されている。このような散乱のため、或る光はファイ
バから失われるが、そのような損失量は比較的小さく、
それゆえに主たる関心事ではない。

レイリー散乱に関連する主たる問題は、失われる散乱光
に関するものではなく、むしろ、もとの伝播方向と逆の
方向にファイバを伝播するように反射される光に関する
ものである。これは、一般に、“後方散乱された”光と
称される。このような後方散乱された光は互いに逆方向
に伝播する波Ｗ１，Ｗ２からなる光とコヒーレントであ
るので、それはそのような互いに逆方向に伝播する波と
建設的にまたは破壊的に干渉することができ、かつそれ
によって、検出器３０によって測定されるような光学出
力信号の強度に変動を生じる。

互いに逆方向に伝播する波とコヒーレントな一方の波か
らの後方散乱光の部分は、ループ１４の中心のコヒーレ
ンシ長内で散乱されるものである。したがって、光源の
コヒーレンシ長を減少させることによって、後方散乱さ
れた光と、互いに逆方向に伝播する波との間のコヒーレ
ンシが減少される。後方散乱された光の残りの部分は互
いに逆方向に伝播する波と干渉性ではなく、かつしたが
って、それらの間の干渉は、それが平均化されるように
ランダムに変化する。それゆえに、後方散乱された光の
非干渉性部分は、実質的に一定の強度を有するものであ
り、かつしたがって、それは光学出力信号の強度に意義
ある変動を生じない。

したがって、この発明においては、後方散乱の影響は、
光源１０として、たとえば、１メートルまたはそれ以下
のような比較的短いコヒーレンシ長を有するレーザを用
いることによって減少される。特定の例によれば、光源
１０は上述したように、ジェネラル・オプトロニクス・
コーポレーションから商業的に入手可能なモデルＧＯ−
ＤＩＰレーザダイオードを含んでもよい。

後方散乱された波と、伝播している波との間の破壊的ま
たは建設的干渉を禁止する代わりの方法は、ファイバル
ープ１４の中心でそのシステムにおける付加的な位相変
調器を含むことである。この位相変調器は変調器３８と
同期しない。

伝播する波は、ループのまわりを進行するときに１回だ
けこの付加的な位相変調器を通過する。波が付加的な変
調器に達する前に伝播している波から生じる後方散乱に
対して、その後方散乱はこの付加的な変調器によって位
相変調されないであろう、なぜならば波を伝播する光源
も後方散乱それ自体も付加的な変調器を通過しなかった
からである。

他方、波がこの付加的な位相変調器を通過した後伝播し
ている波から生じる後方散乱に対しては、その伝播して
いる波が付加的な位相変調器を通過したとき１回、かつ
後方散乱が付加的な変調器を通過したとき１回、後方散
乱は効果的に２倍、位相変調されるであろう。

このように、その付加的な位相変調器がφ（ｔ）の位相
変調を誘起すれば、ループ１４の中心における場合を除
き、任意の点で始まる後方散乱された波は、０または２
φ（ｔ）のいずれかの位相シフトを有し、それらのいず
れかは伝播している波に対してφ（ｔ）位相シフトに関
して時間変化している。この時間変化する干渉は、時間
平均され、効果的に後方散乱の影響を除去する。

後方散乱からの破壊的なまたは建設的な干渉を禁止する
さらに他の代わりの方法では、変調器３８と同期されな
い、付加的な位相変調器が光源１０の出力で誘起されて
もよい。

この場合、ループ１４の中心以外の任意の点で生じる後
方散乱は、後方散乱が生じた伝播する波の場合と異な
り、光源１０から検出器３０への異なる光学経路長を有
する。

このように、伝播している波はループ１４を１回横切る
が、後方散乱された波およびそれから生じた伝播してい
る波はループ１４の一部を２回横切るであろう。この部
分はループの半分でなければ、経路長は異なる。

経路長が異なるので、検出器３０に到達する伝播する波
は、同時に検出器３０に到達する後方散乱された波と異
なる時間に光源１０で発生されているであろう。

光源１０で付加的な位相変調器により誘起された位相シ
フトは、伝播している波に関しては位相シフトφ（ｔ）
を誘起するが、後方散乱された波に対しては位相シフト
φ（ｔ＋Ｋ）の位相シフトを誘起し、ここにおいてＫは
変調器を通過する波の経路間の時間差である。φ（ｔ＋
Ｋ）はφ（ｔ）に関して時間変化しているので、後方散
乱された干渉は時間について平均化され、効果的に、後
方散乱の影響を除去する。

ゲート処理された波を用いた拡大されたダイナミックレ
ンジ検出システム 第１図ないし１０図を参照して上述した検出システムは
ループ１４のための回転速さのあるレンジ内で非常に有
効な回転検知システムである。しかしながら、ダイナミ
ックレンジはある現象によって制限される。第９図を参
照して、曲線８０が周期的であるということがわかる。
それゆえに、大きな回転速度は、曲線９４を点９７また
は点９５のいずれかを介して移動させるのに十分大きな
△φ_Ｒを生じさせれば、関数９６は第２の、より高い回
転速度に対して繰返す。この第２の回転速度は、第９図
に示されるサグナック位相シフト△φ_Ｒを生じた回転速
度よりも実質的に大きいが、出力光学信号９６を用いて
より低い速度とは区別できないであろう。すなわち、よ
り大きな或る回転速度からの△φ_Ｒが十分に大きくて曲
線８０の第２の突出部上の２つの新しい点９９′および
１０１′間で作動するように曲線９４を移動させたとす
れば、出力光学信号９６は、そのような場合、点９９お
よび１０１間で曲線９４が作動するような示された場合
とは区別できないであろう。

この発明は、光学ファイバジャイロスコープの検出レン
ジを拡大するための新規な方法および関連の装置を含
む。この方法を達成するに際し、上述した光学ファイバ
ジャイロスコープは、方程式３によって上述した“適切
な”周波数またはバイアス周波数（ｆ_ｍ）よりもはるか
に低い付加的な周波数レベル（ｆ_ｍ）で互いに逆方向に
伝播する光波の変調を含むように修正される。

検知ループにおいて非対称的に配置された相反位相変調
器では、信号をその変調器に印加することによって、ル
ープにおける２個の互いに逆方向に伝播する波の位相間
の差動シフト△φ_ｃが作られることができる。この△φ
_ｃは変調周波数ｆ_ｃで時間変化しており、かつ何のＤＣ
条件も含んでいない、なぜならばその変調サイクルの半
分において変調器により作られる位相シフトは次の半サ
イクルにおいて作られるものにより相殺されるからであ
る。

対照的に、回転により生じる差動位相シフト△φ_ＲはＤ
Ｃ量であってもよく、したがって△φ_ｃは直接△φ_Ｒを
なくするようにするために用いられることができない。
しかしながら、ジャイロスコープは変調波形の他の半サ
イクルごとにゲートがオフの処理をされれば、残りの半
サイクルにおいて作られる平均△φ_ｃはこれらの同じ半
サイクルにおいて回転により作られた信号を直接なくす
ために用いられることができる。ゲートをオンにした半
サイクルの間△φ_ｃを作り出す信号の振幅をモニタする
ことによって、センサの回転速度を決定することができ
る。

上述したように、作動点をバイアスするためのバイアス
周波数ｆ_ｍで、バイアス位相変調周波数よりもはるかに
低い付加的な変調周波数ｆ_ｍを課することによって、か
つ次いでｆ_ｍ波形の他の半サイクルごとにジャイロをオ
フにゲートすることによって、位相差変調波形が作ら
れ、その時間平均値は正味のＤＣレベルを有する。周波
数ｆ_ｍで第２の位相変調の振幅を調整することによっ
て、位相差変調のこの時間平均ＤＣ値はこれらの同じ半
サイクルにおいて発生される△φ_Ｒを効果的になくすよ
うに調整されてもよい。上述した技術は、出力信号につ
いての回転の影響を効果的になくす働きをする。なぜな
らばゲートされた信号がオフの時間期間の間は何の回転
も識別されないからであり、かつ△φ_Ｒの効果は、ゲー
トされた信号がオンのとき周波数ｆ_ｍで位相変調するこ
とによって打消される。回転量は、△φ_Ｒの影響をなく
すために必要であったｆ_ｍでの位相差変調の振幅に比例
するので、回転速度は第２の変調信号の振幅をモニタす
ることによって決定されることができる。この方法につ
いては、その方法を実現するのに用いられる装置の説明
に関して、以下により詳細に説明する。

第１１図を参照して、ここに説明する方法に関して用い
られるとき、検出レンジの意義ある増大を与えるととも
に、そのような検出により与えられる結果の信頼性の改
善を行なう装置の好ましい実施例が見られる。第１１図
の検出システムは第１図に示されるシステムのコンポー
ネントの多くを実施する。したがって、簡略化のため、
同じ構造および機能を有する第１図および第１１図のこ
れらのコンポーネントについては対応の参照数字を付す
る。

第１１図の回路において、検出器３０からの光学出力信
号はライン４８を介して増幅器３００を介して伝達さ
れ、増幅器３００において、その強度は電気回路に十分
に用いられることができるように拡大される。増幅器３
００から、出力信号はライン３０２を通過して従来の電
子ゲート３０４へ至る。ゲート３０４の動作は、ＡＣ信
号発生器３０８からライン３０６を介して受信されたゲ
ート信号により制御される。ライン３０６上の信号の位
相はライン３０６における従来の位相遅延装置を用いて
調整されることができる。

信号発生器３０８は周波数ｆ_ｍで第２の位相変調信号を
発生し、この周波数ｆ_ｍは任意に選択されるが、前述し
たように、“適切な”周波数ｆ_ｂで典型的にはセットさ
れるバイアス位相変調のそれよりもはるかに低いもので
なければならない。

ゲート３０４からの信号は、信号発生器３０８において
発生される第２の位相変調周波数ｆ_ｍでライン３１０上
へ同期的にゲートされる。次に、その信号はバンドパス
フィルタ３１２へ伝送され、このフィルタ３１２はライ
ン３１０から受信された信号のｆ_ｂ周波数成分のみをラ
イン３１４上へ通過させる。その大きさを偏光させるた
め任意の他の信号がない場合、ライン３１４上の周波数
ｆ_ｂの信号はループ１４が受けた回転量を表わす。

以下に説明するように、ライン３１４上の信号は、周波
数ｆ_ｍの第２の位相変調の振幅を制御するフィードバッ
ク信号を発生するため、ロックイン増幅器４６に関して
用いられる。この第２の位相差変調の適切な振幅調整
で、信号が発生され、この信号によって、位相変調器３
８は、ライン３１４上の周波数ｆ_ｂの信号が時間平均的
に、ループ回転速度にかかわらずゼロ方向へ駆動される
ように、ループにおいて互いに逆方向に伝播する波に影
響を及ぼす。

上述したフィードバック信号を発生するために、ライン
３１４上の信号はロックイン増幅器４６へ伝送される。
さらに、ロックイン増幅器は、ＡＣ信号発生器４０によ
り発生されたバイアス変調周波数ｆ_ｂに対応するライン
３１６からの基準信号を受ける。一般に、この周波数ｆ
_ｂは方程式（３）を用いて前に計算したように、“適切
な”周波数に対応する。

ライン３１４および３１６から受けた信号に応答して、
ロックイン増幅器４６は“エラー信号”を発生し、この
信号はライン３１４からの入力信号の振幅に比例するも
のであり、かつライン３１６からの基準信号の周波数に
マッチしている。このエラー信号は第１０図の曲線１０
０のどこかに横たわる。特定の場合、エラー信号は、入
力ライン４８上の第１高調波成分の固定された振幅を生
じる固定された回転速度のための曲線１００上の或るＤ
Ｃレベルであろう。もしも第１高調波成分の振幅が変化
すれば、エラー信号のＤＣレベルは動作点が曲線１００
に沿ってシフトするにしたがって変化するであろう。

前に説明したように、周波数ｆ_ｍでの第２の位相変調が
なければ、曲線１００は、第９図の曲線８０が周期的で
あるので、周期的となる。それゆえに、光学出力信号９
６のｆ_ｂ周波数成分の大きさは、サグナック位相シフト
を増大させることにより、全体の位相シフト曲線９４が
曲線８０の他の突出部へ押出されるので、周期的に変化
するであろう。すなわち、曲線１００上の、１３４（第
１０図）は、結果的に生じる全体的な位相シフト曲線の
極大および極小が曲線８０の第２の突出部上の対称的に
平衡した点を通じて移り変わるようにサグナック位相効
果は十分遠くまで曲線９４を押し出す場合を表わす。結
果的に生じる出力波形９６は、０回転速度の場合に対し
第８図に描かれた出力光学信号９６と同じように現わ
れ、かつ第１の高調波成分を有しないであろう。波形９
６はこの場合第１の高調波成分を有しないので、ロック
イン増幅器の出力は回転速度が０でないという事実にも
かかわらず０であろう。

この発明の検出システムは、ライン３１４上の第１高調
波信号の変化に応答して周波数ｆ_ｍの第２の位相変調信
号の振幅を調整することによって、フィードバックエラ
ー信号を用いることによってこの問題を解決している。
調節された第２の位相変調信号は、次に、以下に説明す
るように、ライン３１４上の周波数ｆ_ｂの信号が効果的
に打消されるようにループの互いに逆方向に伝播する波
の位相変調を調整するために用いられる。その結果、た
とえその回転がサグナック位相シフトが第１０図の曲線
１００上の点１３４へ押されるようなものであっても、
第２位相変調信号の振幅は、そのようなフィードバック
がないと、第１０図の１３４によって示される点を越え
て曲線９４を配置するであろう高速度で実際の回転速度
の準備表示を与える。

フィードバックエラー信号に応答して第２の位相変調信
号の振幅を調整する機能はエラー補正変調器１３０によ
って行なわれる。これを達成するために、エラー補正変
調器１３０はライン３１８を介してロックイン増幅器４
６からエラー信号を受け、かつまたライン３２０上の、
信号発生器３０８からの第２の変調信号を受ける。好ま
しくは、第２の変調信号は正弦波波形を規定する。

ライン３１８上のノン−ゼロエラー信号を受けると、エ
ラー補正変調器１３０は、ライン３１８上のエラー信号
の大きさを０に減少させるため、または予め定められた
０の範囲内に減少させるために、エラー信号の大きさお
よび符号に応答して第２位相変調信号の振幅を増大しま
たは減少させる。ライン３１８上のエラー信号のための
予め定められるレベルに達すると、変調器１３０は、エ
ラー信号が再び変化するまで、第２位相変調信号の振幅
を維持する。

エラー信号の変化を検出すると、変調器１３０は、再
び、ライン３１８上のエラー信号が再び０に減少されま
たは予め定められる０の範囲内に減少されるまで、第２
の位相変調信号の振幅を変化させる。調節された第２位
相変調信号はエラー補正変調器１３０からライン３２２
上へ伝送される。ここに説明したフィードバックアプロ
ーチもまた、高複屈折ファイバから作られるもののよう
な、他の形式のジャイロスコープにも適用できる。

ライン３２２上の調節された第２位相変調信号は、ライ
ン３２４上の、信号発生器４０からのバイアス変調信号
と組合せられる。ライン３２４からのこの組合わせられ
た信号は、互いに逆方向に伝播する波かつ、したがっ
て、上述した方法に従って、検出器３０からの出力信号
に影響を及ぼすように、位相変調器３８へ与えられる。
このように、第２位相変調信号は、回転速度によって互
いに逆方向に伝播する光波の位相差において発生された
位相シフトを実質的になくすため互いに逆方向に伝播す
る光波の位相差をバイアスする働きをする。この文脈に
おいて、第２位相変調信号により与えられるバイアス
は、回転速度によって生じた周波数ｆ_ｂの出力信号の成
分を補償する働きを行なうのみらず、それはその回転速
度によって発生された位相差信号を効果的になくし、そ
れによって出力信号からのその関連の成分を取除く。

回転速度は、バンドパスフィルタ３２６を介してライン
３２４へ接続される出力表示装置２０８を用いることに
よって決定されてもよい。特に、ライン３２４からの変
調信号は、第２の変調周波数ｆ_ｍの信号のみを通過させ
ることができるフィルタ３２６へライン３３０によって
接続される。フィルタ３２６からの信号は、ライン３３
２上を介して出力表示装置２０８へ至る。表示装置２０
８上の信号は、周波数ｆ_ｍの第２変調信号の振幅に対応
し、かつしたがって、回転速度を決定するために用いら
れてもよい。表示装置２０８および回転速度を決定する
ための関連の回路については以下に詳細に説明する。

第１２図を参照することによって、第１１図に示された
装置におけるループ回転および位相変調の結果として、
互いに逆方向に伝播する波間で受ける結果的に生じる相
対位相シフトを図解的に説明することができる。第１２
図において、光検出器３０でとられた光学出力信号（図
示せず）は結果的に生じるまたは全位相シフト曲線３５
０を含み、この曲線３５０は、（一定回転速度に対する
一定バイアス３５２により示される）サグナック位相シ
フト△φ_Ｒと、曲線３５４によって示される正弦関数的
に時間変化する、第２の位相差変調信号△φ_ｍ（cos
ω_ｍｔ）と、正弦関数的に時間変化する、バイアス位相
差変調差信号△φ_ｂ（cos ω_ｂｔ）との総和を表わ
す。その結果生じる位相シフト△φはしたがって次のよ
うに定義される。

△φ＝（△φ_ｂcos ω_ｂｔ）＋（△φ_ｍcos ω_ｍｔ） ＋△φ_Ｒ …（１１） △φの時間平均値は、信号の一部をゲートオフすること
によってほぼ０の値に調整されることができる。したが
って、第１２図に図解されるように、周波数ｆ_ｍの第２
の位相差変調３５４の他の半サイクルがすべてゲートオ
フされる。この状況における第２位相差変調３５４の振
幅を調整することによって、ゲートオンされるバイアス
変調信号３５０の部分は垂直軸３５５に関して位置決め
されることができる。

第１１図に示される回路において、ゲート３０４は、信
号発生器３０８からのゲート信号を用いることによって
第２位相変調信号と同期してオンおよびオフされる。こ
のように、ライン３０６上のゲート信号が第２位相変調
信号周波数ｆ_ｍの各半サイクルでゲート３０４を切換え
るように同期された状態で、第１２図の波形が発生され
ることができる。第１２図に示すように、信号がゲート
オフされる時間の間、０の値が検出器３０の出力に存在
することが理解されよう（第１１図）。

上述した条件の結果として発生される周波数ｆ_ｂの出力
信号が第１３図の３６０で示される。図解の目的で、ラ
イン３６０は第２位相変調波形３５４に関して等倍で描
かれていないことに注目される。したがって、周波数ｆ
_ｂの出力信号のゲートされた部分の時間平均値が０に等
しくなるまで、第２位相変調信号３５４の振幅を調整す
ることによって、ループの回転速度を決定することがで
きることがわかる。特に、回転速度はＯエラー信号を生
じた第２位相変調信号の振幅を観察することによって決
定される。

変調信号がない場合、バイアス変調周波数ｆ_ｂの検出器
出力振幅Ｉ_ｂは数学的に次のように説明できる。

Ｉ_ｂ＝ＣＰ_０Ｊ_１（△φ_ｂ）sin △φ …（１２） ここにおいて、Ｃは定数であり、 Ｐ_０は検出器に入射する光学パワーであり、 △φ_ｂは互いに逆方向に伝播する波間の位相差変調の振
幅であり、 Ｊ_１は第１種の第１次ベッセル関数であり、かつ △φは検知コイルの互いに逆方向に伝播する波間の位相
差である。

第２位相変調信号はさらに、バイアス変調周波数ｆ_ｂよ
りもはるかに低い周波数ｆ_ｍで印加されるとき、回転に
より誘起された非相反位相シフト△φ_Ｒが存在するとき
の位相差変調の波形は第１２図に示されるとおりであ
る。光検出器３０からの信号が、周波数ｆ_ｍの位相変調
の各サイクルの５０％の間オフにスイッチされるとき、
バイアス変調周波数ｆ_ｂの復調された出力パワーは第１
３図に示される。ロックイン増幅器が周波数ｆ_ｍの位相
変調の多くのサイクルにわたりその信号を積分する条件
の下で、復調された出力パワーは位相差変調△φ_ｍの振
幅を調整することによって０にされることができる。こ
のことは、回転により誘起された非相反位相シフトがゲ
ーティングでの位相変調により時間平均について相殺さ
れることができることを意味する。復調された出力パワ
ーは第１３図の３６０で図解される。この出力信号３６
０の時間平均は次のように説明される。

ここで、Ｔ＝１／ｆ_ｍ； ω_ｍ＝２πｆ_ｍ；および △_ｍは周波数ｆ_ｍでの位相差変調の振幅である。

復調されたパワーを０にするため周波数ｆ_ｍでの第２の
変調信号の大きさΔφ_ｍと、サグナック位相シフト△φ
_Ｒとの間の関係は次の式から得られることができる。

ここにおいて、Ｊ_ｎはｎ次ベッセル関数である。

方程式１４により説明される。△φ_Ｒの値に対する第２
位相差変調の振幅の関係は第１４図に図解的に示され
る。第１４図の曲線３７０は、ジャイロが電子的に閉ル
ープ形態で作動されるときの回転に対するセンサの応答
を示す。曲線３７０は、第１１図に示されるゲートされ
た装置におけるサグナック位相シフト（△φ_Ｒ）を実質
的に０にするのに必要な第２位相差変調Δφ_ｍの振幅を
説明する伝達関数または倍率をグラフ的に示す。

第１４図の倍率は、用いられた位相変調器のそれによっ
てのみ制限されるジャイロスコープ動作のためのダイナ
ミックレンジを与える単調特性を有することがわかる。
完全な直線性からの、倍率曲線３７０の小さなずれは、
正味の非相反位相シフトがＤＣ位相シフトに代わって時
間変化する位相シフトを用いて０に平均化されるという
事実からくるものである。したがって、この発明は、先
行技術のセンサが、いくつかの可能な回転速度のうちの
どれがその特定の特性を持つ検出器出力を生じているの
かを知ることができないであろうようなより高い回転速
度に対する検出器出力信号の曖昧性を除去する手段を提
供する。

周波数ｆ_ｍの第２位相変調信号の周波数が任意であるの
で、その周波数および位相は適切な周波数で作動された
バイアス位相変調に対して固定された関係を有しないこ
とが必要である。その結果、その２つの励起信号を発生
しかつ制御するコンポーネントには安定性がそれほど要
求されない。さらに、２つの変調の間の周波数および位
相関係を欠くことによって、２つの励起信号の電気的な
組合せ、および回転センサの感度を妥協させることなく
信号位相変調器へこれらを適用することが可能となる。

第１１図の装置の他のコンポーネントのいくつかは以下
により詳細に説明される。

第１５図はエラー補正変調器１３０の一実施例を示す。
この実施例において、ライン３１８上のエラー信号は積
分器として接続される演算増幅器の反転入力へ結合され
る。実際的な積分器の正確な構造的な詳細は、当業者に
とって周知であり、さらにこれ以上の詳細な説明は行な
わない。

演算増幅器の分野において周知されているように、コン
デンサにかかる負のフィードバック電圧は点１７０を事
実上の接地に保とうとする。すなわち、点１７０の電圧
は負のフィードバックによって０ボルトまたは０ボルト
近くに保持される。しかしながら、何の電流もこの事実
上の短絡によって接地へ流れない。インピーダンスＲ_０
１７２によって示される、ロックイン増幅器４６の出力
インピーダンスを介して演算増幅器１６９へ流れる入力
電流ｉ_ｉｎは、点１７０から接地へのインピーダンスが
０であるので、その出力インピーダンスＲ_０により除算
されるロックイン増幅器４６の出力エラー電圧に等し
い。しかし、接続点１７０から接地へは何の電流も流れ
ないので、入力電流ｉ_ｉｎはコンデンサ１６８を流れ、
かつ接地に対する出力電圧Ｖ_０は時間の関数としてライ
ン１７４上に形成される。時間の関数として出力電圧Ｖ
_０のための表現は次のとおりである。

ここにおいて、Ｃはコンデンサ１６８の値である。

第１６図を参照して、演算増幅器積分器１６９のための
応答特性が示される。第１６図（Ａ）はライン３１８上
の仮定的なエラー信号を示す。ライン１７４上の積分器
の出力電圧Ｖ_０は第１６図（Ｂ）にプロットされる。

第１６図（Ｂ）からわかるように、０エラー信号に対し
ては、出力電圧曲線は０の傾斜を有し、かつノン−ゼロ
エラー信号の大きさを増大させていくと、Ｖ_０のための
出力電圧曲線の傾斜の大きさが増大する。すなわち、傾
斜の符号はエラー信号が正であるか負であるかどうかに
依存し、かつ時間の或る瞬間における傾斜の勾配は、時
間の任意の瞬間のエラー信号の大きさに依存する。

エラー信号が原点から点１７６まで増大すると、積分器
の出力信号Ｖ_０は点１７６Ｂまで増える。再び、第１５
図を参照して、モトローラにより製造されるＭＣ１４９
６Ｌのような従来の平衡変調器、および関連の回路は、
ライン１７４上のこの入力電圧Ｖ_０を、ライン３２２上
の駆動信号のエンベロープにおける対応の変化に変換す
る。すなわち、変調器１８８の振幅はライン１７４上の
信号で、ライン３２０上の固定された振幅信号を変調す
る。ライン３２２上のこの駆動信号は次に、ライン３２
４（第１１図）へ伝送され、ライン３２４では、それは
発生器４０からのバイアス変調信号と組合わされかつ位
相変調器３８へ与えられる。

ライン３２２上の駆動信号の振幅が増大するとき、光学
出力信号における低周波成分の振幅が上昇し始める。そ
れが十分遠くまで上昇すると、ゲートされた信号の時間
平均値は回転により生じる第１高調波成分を打消そうと
する。これは、第１６図（Ａ）の点１７６および１７７
間に示されるエラー信号を減少させようとする。減少し
ていくエラー信号は、点１７６Ｂおよび１７７Ｂ間に示
されるように、第１６図（Ｂ）における積分器の出力電
圧Ｖ_０の傾斜の勾配を変化させる。第１６図（Ａ）の点
１７７で、駆動信号の大きさは、光学出力の回転により
生じた第１の高調波成分のすべてを打ち消すのにちょう
ど十分なものである。これは、点１７７Ｂおよび１７８
Ｂ間で、Ｖ_０に対する積分器の出力電圧曲線の平らな点
ノン−ゼロ部分によって反映される。

この仮定的な状況における時間１７８で、ループ１４の
回転速度は、エラー信号が符号を変化させかつ第１６図
（Ａ）における１７８と１８０との間に示されるように
大きさが増大し始めるように変化する。これによって、
出力電圧Ｖ_０に減少が生じる、なぜならば電流ｉ_ｉｎは
方向を変化させかつコンデンサ１６８上の電圧が変化し
始めるからである。このことが、第１６図（Ｂ）の点１
７８Ｂおよび１８０Ｂ間に示される。この効果は、駆動
信号の振幅を減少させることであり、この駆動信号の振
幅によって、エラー信号は第１６図（Ａ）の点１８０お
よび１８２間に見られるようにゼロ方向へ戻る傾向とな
る。

仮定的な状況における時間１８２で、ループ１４の回転
は、再び、より多くの第１高調波成分が、点１８２と１
８４との間に示されるようにエラー信号曲線を偏平化す
るようにサグナック位相シフトにより発生されるように
変化する。これによって、積分器出力電圧は一定の傾斜
で下方向に傾斜して点１８２Ｂおよび１８４Ｂ間での第
２のまたは低周波位相変調信号の振幅を減少させる。

時間１８４で、ループの回転速度は、再び、変化する
が、エラー信号はなおも負およびノン−ゼロである。ノ
ン−ゼロエラー信号によって、積分器出力電圧Ｖ_０が減
少し続け、それによって駆動信号の振幅を変化させかつ
エラー信号を、点１８４と１８６との間に示されるよう
にゼロ方向は移動させる。

一旦エラー信号がゼロに達すると、積分器出力電圧は、
サグナックにより発生された第１高調波成分のすべてま
たは実質的にすべてを打ち消させるどのような振幅でも
定常に保持する。時間１８６での状況は、ライン１４０
上の駆動信号の振幅がの後方散乱により発生される第１
高調波成分の相殺をちょうど生じさせるように適切なレ
ベルへ調整された、ループ１４におけるノン−ゼロ一定
回転速度を示す。

当業者は、もしも回転が一方方向に加速し続ければ、出
力電圧Ｖ_０は上の安全なレベルへ上昇し、たとえば、第
１５図の回路のための振幅変調器１８８におけるコンポ
ーネントの失敗を生じさせるということを理解しよう。
このような事態を避けるため、電圧制限装置は、Ｖ_０の
最大の正および負電圧の脱線を制限するため積分器へ結
合されなければならない。

第１７図を参照して、第１５図において積分器１９０を
置換えるためにエラー補正変調器回路１３０の一部のた
めの好ましい実施例を示す。この実施例において、差動
増幅器１９２の反転入力はライン３１８上のエラー信号
へ結合され、かつその出力はライン１７４によって振幅
変調器１８８へ結合される。

第１７図に示されたシステムが働く態様は、第１８図を
参照してよりよく理解され、その第１８図は、全体的な
回転センサを概略内に示しており、３−ポート回路網１
９６により表わされるセンサのコンポーネントは差動増
幅器１９２へ結合される。センサの電子的なコンポーネ
ントの光学部分およびほとんどは、２個のインピーダン
スＺ_１およびＺ_２のいずれかの端部へ結合された２つの
入力を有する電圧分割インピーダンス回路網１９６によ
って表わされている。この分割器の中点は、差動増幅器
１９２の反転入力へ結合される。

回転がループに与えられると、回転信号（記号）は３ポ
ート回路網１９６の第２入力へ与えられ、この回路網１
９６は、差動増幅器１９２の反転入力へ結合されるライ
ン３１８へ与えられるエラー信号を生じる。この入力エ
ラー信号と、この場合接地電位であるところの、ライン
１３３上の基準信号との間の差が、差動増幅器１９２に
よって繊幅され、かつ反転され、増幅された差信号が出
力ライン１９４へ与えられる。この出力ラインもまた回
路網１９６の第１入力へ結合され、それにより負のフィ
ードバックが、回転信号により生じた点１９８の電圧を
打ち消そうとするインピーダンスＺ_１を介して生じる。

ライン１９４上の信号は、次いで、点１９８で揺動する
電圧を最小にしようとする。点１９８は、物理的に、第
１１図のロックイン増幅器４６の出力を表わす。インピ
ーダンスＺ_１およびＺ_２は、システムの光学および電子
的部分の全体的な伝達関数およびループ利得を示す事実
上のインピーダンスである。

システムの時間応答、位相マージン、バンド幅および感
度は応用に依存する設計選択事項であり、かつ標準的な
フィードバックシステムの分折がシステムパラメータを
確立するために用いられることができる。

インピーダンスＺ_１を介してのフィードバックの効果
は、ロックイン増幅器の出力ライン３１８上のエラー信
号の揺れを、第１０図のボックス２００で示される小さ
なレンジに押えることである。このレンジは、設計選択
事項であり、差動増幅器１９２の利得に依存する。より
高い利得は、入力信号のより小さな範囲の変動を生じ
る、すなわち、より小さなボックスを生じるが、安定性
は劣る。

ライン３２２上の第２位相変調駆動信号の大きさを増大
させまたは減小させることによってエラー信号をゼロま
たは実質的にゼロに減少させるようにノン−ゼロエラー
信号に反応する何らかの構造がこの発明の目的のために
十分であろう。ある実施例に対しては、エラー信号をゼ
ロまたはほぼゼロに減少させる相殺振幅の第２の位相変
調駆動信号のレベルを維持するのが望ましい。この機能
を達成するために用いられる正確な回路はこの発明にと
って問題ではない。

エラー補正変調器のために用いられ得る代わりの回路
は、第１９図に示されるようなものである。この実施例
において、ライン３１８上のエラー信号は比較プロセサ
２０１の入力へ結合される。比較プロセサは、この場合
接地電位であるその基準入力２０３へ与えられる基準電
圧を有する。比較プロセサは、ライン３１８上のエラー
信号を、ライン２０３上の基準信号と比較し、３出力の
うちの１つを発生する。エラー信号が正で、ノン−ゼロ
であれば、出力ライン２０５は論理１レベルであるとし
て駆動される。もしもエラー信号が負でノン−ゼロであ
れば、ライン２０７が駆動される。最後に、エラー信号
が基準信号に等しければ、ライン２０５が駆動される。

アップダウンカウンタ２１１はライン２０５へ結合され
るアップ入力を有し、かつライン２０５が能動的なとき
ゼロからカウントアップを開始する。任意の瞬間のバス
２１３上のデータがカウントの２進表示を表わす場合、
カウントが進むに従って、２進カウントが出力バス２１
３上のディジタルパターンを連続的に変化させている。

ディジタル−アナログコンバータ２１５は連続的にまた
は周期的に、バス２１３上の２進カウントの値をサンプ
リングし、かつディジタルデータを、ライン１７４上の
アナログ出力信号に変換する。このアナログ信号は、ラ
イン３２０上の第２の位相変調駆動信号を振幅変調して
それをライン３２２へ与えるため、従来の振幅変調器１
８８によって用いられる。

第２の位相変調駆動信号の変化する振幅はライン３１８
上の変化しているエラー信号において反映される。すな
わち、エラー信号は基準信号電圧方向に傾いていくであ
ろう。

エラー信号が基準電圧に達すると、コンパレータプロセ
ッサ２０１は、カウンタ２１１のストップ入力へ結合さ
れるライン２０９を駆動し、それによりカウントを停止
させる。Ｄ／Ａコンバータは、次いで第２の高調波駆動
信号の振幅レベルを、エラー信号が再び変化するまで、
そのときに存在するレベルに定常に保持する。

エラー信号が負になりかつノン−ゼロになると、プロセ
スが繰返されるが、カウンタ２１１はゼロからまたはそ
のとき存在する正のカウントからカウントダウンし始め
る。そのカウントが、ライン２０７が駆動されたときに
ゼロであったならば、デコーダ２１７は変化符号ライン
２１９を駆動し、このライン２１９によって、Ｄ／Ａコ
ンバータ２１５がライン１７４上のアナログ出力電圧の
符号を変化させる。もしもライン２０７が付勢されたと
きにカウントがゼロでなければ、デコーダ２１７はライ
ン２１９を駆動せず、かつＤ／Ａコンバータ２１５はラ
イン２０５が駆動されたときと同じ符号にライン１７４
上のアナログ信号を留めるが、しかしカウントが減少す
るに従って振幅を下げ始める。このプロセスはライン２
０９が付勢されるまで続く。

伝達関数は同じ領域において線形ではないので、サグナ
ック位相シフトの大きさへ、第２の高調波駆動信号の振
幅を移すために用いられる線形エレメントがエラーを招
く。伝達関数をストアするためまたは回転速度もしくは
第２高調波駆動信号の相殺振幅を与えられたサグナック
位相シフトのための伝達関数を解決するため出力に装置
が用いられてもよい。すなわち、サグナック位相シフト
による出力の第１高調波成分を打消すライン３２２上の
駆動信号の振幅から、回転速度またはサグナック位相シ
フトそれ自体へ変換するのが有利である。これは第１１
図の出力表示回路２０８の目的である。

第２０図は出力表示装置２０８のための好ましい回路を
示す。ライン３２２上へバンドパスフィルタ３２６を介
して通された駆動信号の第１高調波はロックイン増幅器
２１０の入力へ結合される。ロックイン増幅器は駆動信
号に同調され、すなわち、それは、その基準信号とし
て、第１１図の信号発生器３０８からのライン３２０上
の変調されない信号を有する。ロックイン増幅器２１０
の目的は、所望の波形をとりちらすライン３２２上のす
べてのノイズをフィルタしてしまうことである。このノ
イズは、電力線、電磁障害、ライン３２４上の駆動信号
とのクロストークおよび他の種々雑多な根源に基づくノ
イズから生じ得る。

ライン２１２上の出力信号は、ロックイン増幅器の出力
２１２のフィルタされた駆動信号の振幅に比例し、かつ
アナログ−ディジタル（Ａ／Ｄ）コンバータ２１４へ結
合されており、コンバータ２１４ではそれはディジタル
データに変換される。このデータは、方程式（１５）の
伝達関数によって決定される駆動信号の各振幅に対応す
る回転速度に関しディジタルデータを記憶するメモリ２
１８におけるルックアップテーブルをアドレスするため
にマイクロプロセッサまたはコンピュータ２１６によっ
て用いられる。

Ａ／Ｄコンバータ２１４の出力２１７のディジタルデー
タは、マイクロプロセッサ２１６によって用いられて、
ライン３３２上の駆動信号のその特定の振幅に対する回
転速度または対応するサグナック位相シフトを示すディ
ジタルデータを記憶するＲＯＭ２１８の正しいアドレス
をアクセスする。マイクロプロセッサ２１６がこのアド
レス機能を行なうためのプログラムは、当業者にとって
明らかであり、この機能を行なうための任意のプログラ
ムが十分であろう。ＲＯＭからのディジタルデータ出力
は、ディジタル−アナログコンバータ２２０によってア
ナログ形式に変換されることができ、またはそれはディ
ジタル形式で用いられることもできる。

他の実施例では、マイクロプロセッサ２１６は、変数△
φ_ｍとして、Ａ／Ｄコンバータ２１４からのデータを用
いることによって方程式（１４）の伝達関数を解決する
ようにプログラムされることができる。これらの実施例
において、ＲＯＭ２１８は方程式（１４）に要求される
計算を行なうためのプログラムを含むであろう。この計
算を行なうために用いられる正確なプログラムは問題で
はなく、この計算を行なうためのプログラムは当業者に
知られるであろう。この計算を行なうことができる何ら
かのプログラムは、この発明の目的のために適している
であろう。

他の実施例は、ロックイン増幅器２１０に代わってＲ．
Ｍ．Ｓ．電圧計を用いてもよいが、そのような構造はエ
ラーを導くようである。なぜならばライン３３２上の何
らかのノイズは、平均化されて、駆動信号の誤りの振幅
として誤って解釈されるかもしれない。Ｒ．Ｍ．Ｓ．電
圧計は、第２１図に示される電圧分割器の中点にその入
力を有する。駆動信号は抵抗Ｒ１およびＲ２からなる電
圧分割器の接続点２２１へ与えられる。抵抗Ｒ１および
Ｒ２は、接続点２２１での駆動信号の与えられた振幅に
対して、回転速度に比例する振幅を有する信号が接続点
２２２で発生されるように線形領域において伝達関数の
傾斜を反映させるように選ばれる。この信号はＲ．Ｍ．
Ｓ．電圧計の入力へ結合されて、サグナック位相シフト
または回転速度として読まれる。

さらに、オシロスコープもまた、駆動信号の振幅を検出
するために、第２３図に示されるように、Ｒ．Ｍ．Ｓ．
電圧計に代わって用いられることができる。また、抵抗
Ｒ３およびＲ４からなる線形スケーリング回路網もオシ
ロスコープへその入力をスケールするために用いられ
る。第２１図および第２２図の実施例は、伝達関数の線
形領域において最も正確である。

より低い変調周波数の波形を測定することができる任意
の他の装置もまた出力表示回路２０８のために用いられ
ることができる。たとえば、アナログ曲線整合装置は、
伝達関数曲線を補償するためにかつ回転速度に比例する
出力を与えるために用いられることができる。さらに、
第２０図のＲＯＭルックアップテーブルおよびマイクロ
プロセッサは、簡略化した第２０図の実施例もまた適当
な結果のためほぼ線形領域において用いられることがで
きるように、伝達関数曲線のほぼ線形領域において分配
されることができる。

拡大されたダイナミックレンジにわたり、一般に線形的
な倍率で回転を検知するための方法および装置の他の好
ましい実施例が、第２３図ないし第２９図を参照して説
明されてもよい。

第１図に示されるもののような装置において、非対称的
に位置決めされた位相変調器３８を介して時間変化する
信号を導入することによって、検出器３０の出力で測定
されるときに互いに逆方向に伝播する波の間に位相差が
生じる。このような誘起された差動位相シフト△φ
（ｔ）は次のように定義される。

△φ（ｔ）＝φ（ｔ）−φ（ｔ−τ）…（１６） ここにおいて、φ（ｔ）は時間ｔにおける位相変調器に
より発生された位相シフトであり、かつ τは位相変調器３８を通過する干渉している波の間の時
間差である。

第２３図を参照して、与えられた時間△φ（ｔ）での互
いに逆方向に伝播する波間のＤＣ位相差は４００で示さ
れるもののような線形位相の傾斜を、位相変調器３８を
介して逆方向に伝播する波へ与えることによって達成さ
れる。特に、線形的な位相傾斜４００は、検知ループを
反時計方向に伝播する波に対する、変調器３８を介して
の傾斜信号入力の影響を示す。反時計方向に伝播する信
号に対する同じ入力信号の影響はライン４０２によって
示される。傾斜４００と４０２との間の差τの量は、検
知ループにおける位相変調器３８の非対称配置に依存す
る。

反時計方向および時計方向に伝播する波の間の位相差信
号△φ（ｔ）は４０４で示される。この位相差は、傾斜
信号の傾きを調整することによってその大きさが変えら
れるＤＣ値であるということが特に興味ある。したがっ
て、傾斜信号が位相変調器３８を介して与えられて、回
転により誘起されるサグナック位相シフトを効果的にな
くすように調節されることができるＤＣ位相差大きさを
生じるということが明らかとなる。

そのようなランプ関数を発生する或る手段は、検知ルー
プにおける非対称位置に配置される周波数シフタを用い
ることであろう。この場合、△φは次のように規定され
るであろう。

△φ＝２πτ△ｆ …（１７） ここにおいて、△ｆは周波数シフト量である。周波数シ
フタの使用によって、回転速度の測定として周波数出力
を用いることができるようにできるという付加的な利点
が得られるであろう。しかしながら、ジャイロスコープ
の応用に適してファイバ形式の周波数シフタは報告され
ていない。

ファイバ長を変調する変調器３８のような普通に用いら
れるファイバ光学位相変調器は、互いに逆方向に伝播す
る波間のＤＣ差動位相シフトを作り出すために連続する
位相傾斜を与えることができない。したがって、この応
用において位相変調器を用いるためには、位相傾斜をシ
ミュレートする必要がある。

第２４図は位相傾斜をシミュレートするために用いられ
てもよい１つの波形を図解する。特に、第２４図（Ａ）
のライン４０６は、検知ループにおいて鋸歯状波を反時
計方向に伝播する信号に与える場合を示す。非対称的に
位置決めされた位相変調器から、検知ループの時計方向
に伝播する信号へ与えられる、同じ鋸歯の波形の影響を
示す。第２４図（Ｂ）におけるライン４１０は、第２４
図（Ａ）において示される干渉している波間の位相差に
より作られた位相差信号（△φ（ｔ））を示す。

ライン４１０によって表わされる波形から見られるよう
に、２個の光学経路のリセットプロセスおよび相互関係
のため、位相差は常に一定ではあり得ない。しかしなが
ら、ライン４１０がＤＣ値を規定するときの４１２で示
されるこれらの期間の間、ＤＣサグナック位相シフトは
位相変調の振幅または周波数を調整することによってな
くされることができる。したがって、互いに逆方向に伝
播する光波の位相差へ、実質的にＤＣ位相バイアスを与
えることによって、互いに逆方向に伝播する光波の位相
差が受けるサグナック位相シフトは、実質的にゼロにさ
れる。４１２で示されるセグメントに含まれていない期
間の間、ゼロサグナック位相シフトが、第１図の検出器
３０から受けられた回転信号をターンオフすることによ
ってシミュレートされることができるということがさら
に注目されよう。

その結果、回転により誘起されたサグナック位相シフト
は、時間の部分の間位相変調誘起された位相差によっ
て、かつその時間の残りの間検出器３０でまたは検出器
３０の後で、光源１０の信号をオフにすることによって
効果的になくすことができる。差動位相シフトを決定す
る、傾斜の傾きは、変調信号の振幅を調整することによ
って制御されることができる。もちろん、傾斜形式の形
態を有する他の波形もまた同様な効果を生じるために用
いられることができるということが理解されよう。たと
えば、ＤＣ位相変調出力信号の発生は、三角波形状のよ
り短い傾斜長さのため、鋸歯状波の場合よりも長い期間
その信号がターンオフされるということが必要とされる
であろうという理解で、三角波波形位相変調が利用でき
る。

もっとも普通に用いられるファイバ光学位相変調器の１
つは、前に説明したように、まわりに巻かれたファイバ
の数ターンを持つ圧電シリンダである。不幸にも、この
装置の周波数応答は幅広い周波数レンジにわたって均一
ではない。その結果、その波形の各フーリエ成分の振幅
および位相が制御されない限り、第２４図に示される形
式の鋸歯波形位相変調を達成することはほとんど不可能
である。

上述した不均一性の問題を克服するための１つの方法
は、すべてのファイバ光学回転センサにおいて正弦波位
相変調を組合わせることによって近似的な態様で鋸歯ま
たは三角形波形を発生することである。たとえば、鋸歯
波形は、ある周波数の位相差変調を、その周波数の第２
高調波と組合わせることによってシミュレートされ、第
２高調波の振幅およびそれらの波の位相関係は適切に調
整されている。同様に、三角形波形は、ある周波数の位
相差変調を、周波数の第３高調波と組合わせることによ
って発生されることができ、それは振幅および位相関係
に対して適切に調整されていたものである。

第２５図は鋸歯状波形をシミュレートするためすべての
ファイバ光学ジャイロスコープに用いられる波形の１つ
の好ましい集合体を示す。特に、鋸歯波をシミュレート
するための第１の位相変調信号はφ_１（ｔ）を規定す
る、第２５図（Ａ）の正弦波４５０を含む。ライン４５
０は、検知ループにおける反時計方向に伝播する波につ
いての正弦波位相変調信号の影響を示し、かつライン４
５２は、時計方向に伝播する波についてのこの同じ正弦
波変調信号の影響を示す。

第２５図（Ｂ）において、ライン４５４は、正弦波変調
信号４５０の第２高調波周波数にある第２位相変調信号
の反時計方向に伝播する波についての影響を説明する。
この第２高調波位相変調信号はφ_２（ｔ）として示され
る。第２５図（Ｂ）のライン４５６は、時計方向に伝播
する波についての、第２高調波位相変調信号の影響を図
解する。

第２５図（Ｃ）は、第２５図（Ａ）および第２５図
（Ｂ）の変調信号の総和からなる波形を示す。特に、４
５８で示される鋸歯形式の波形は、波形４５０および４
５４の和を含み、かつこの変調信号に対する、反時計方
向に伝播する波の応答を示す。同様に、４６０で示され
る鋸歯形式の波形は、波形４５２および４５６の総和を
記述し、かつ回転センサにおける時計方向に伝播する波
についてのこの波形の影響を示す。

第２５図（Ｄ）は、時間に関する位相差変調を示す。４
６２で示されるこの信号は、したがって、波形４５８
（φ（ｔ））および波形４６０（φ（ｔ−τ））の間の
差を含み、ここにおいて、τは位相変調器を通過する干
渉波間の時間差である。第２５図（Ｄ）の波形は次のよ
うに説明できる。

△φ＝cos ω_ｍｔ＋０．３ cos ２ω_ｍｔ…（１８） 第２４図に関して説明したように、波形４６２（△φ
（ｔ））は、一般に線形である、４６４で示される部分
を含むということに注目されよう。先に説明したよう
に、位相差信号をゲートすることによって、位相差変調
４６２の一般に線形のまたはＤＣ部分を用いて効果的
に、回転により誘起されたサグナック位相シフトをなく
すことができる。第２４図の鋸歯波形におけるように、
ＤＣ部分４６４の振幅は、位相変調の振幅または周波数
を調整することによって制御されることができる。この
ように、位相差変調４６４のＤＣ状部分は、サグナック
位相シフト△φ_Ｒをなくすために用いられることがで
き、かつ、４６４部分に含まれない期間の間の信号ター
ンオフは、その時間の残りの間ゼロ△φ_Ｒをシミュレー
トするために用いられることができる。

第２６図は、第１１図の回転センサにおけるより低い周
波数（ｆ_ｍ）の第２変調信号としてもし第２５図（Ｃ）
の鋸歯波形４５８が導入されたならば存在し得る位相変
調の組合わされた影響を図解的に示す。第２６図はま
た、これらの状況の下で位相変調の結果として検出され
るであろう出力信号を示す。

特に、固定された回転速度でのサグナック位相シフトか
ら生じる位相シフトのためのＤＣ値が３５２で示され
る。鋸歯の第２変調信号により発生される位相変調信号
は３５４で示される。さらに、バイアス変調信号
（ｆ_ｂ）によって発生される位相変調が３５０で示され
る。第１１図の実施例に用いられる正弦波変調波形の場
合のように、鋸歯変調信号は、バイアス変調周波数ｆ_ｂ
よりもはるかに低い周波数になければならないことが注
目される。

上述した位相変調信号は、△φ_ＲであるＤＣ位相シフト
３５２について振動することが第２６図に見られる。よ
り低い周波数の、第２位相変調３５４の振幅は、そのラ
イン３５４の一般に平らなまたはＤＣ部分が垂直軸３５
５上に位置決めされるように調整されたということがわ
かる。したがって、第１１図の装置の光源１０または検
出器３０の出力のいずれかをゲートすることによって、
４６４で示されるようなより低い周波数変調信号３５４
のＤＣ部分の間に発生される結果的に生じる出力信号の
これらの部分のみを出力することができる。このゲート
処理された期間４６４の間に、生ずる信号は垂直軸３５
５に関して振動する。残りの期間の間、出力信号はゼロ
に等しく、したがってサグナック位相シフトがゼロにさ
れる状況をシミュレートしている。

上述したようにかつ第２６図の４６４で示される期間の
間、回転センサをゲートすることから生じる出力は、第
２６図の４６６で示される波形によって近似される波形
を有する出力信号を発生する。

出力信号４６６は第１高調波を含まず、サグナック位相
シフト△φ_Ｒがゲートされた期間の間実質的にゼロにさ
れていたということを示しかつオフ期間の間モニタされ
ていないということを示すという事実が特に興味ある。
このように、第２位相変調信号の振幅をモニタすること
によって、高い回転の拡大されたダイナミック条件にお
いても、ジャイロスコープが受ける回転量を決定するこ
とができる。この信号の振幅を検出しその回転速度を決
定するための好ましい回路は、第１１図に示されるセン
サに関して前に説明した。

第２７図は、シミュレートされたランプ変調信号を用い
て回転をモニタするために用いられる回転センサの好ま
しい一実施例を示す。第２７図に示される装置のコンポ
ーネントの多くのものは構成および動作において、第１
１図の装置に含まれるエレメントに対応することに注目
されたい。それゆえに、対応するエレメントは対応する
参照数字で示されている。

その構成に基づいて、第２７図に示される回転センサ
は、第１１図のセンサと実質的に同一である態様で機能
することが明らかとなる。しかしながら、第２７図に示
されるセンサは一般に、鋸歯波のように形作られる低周
波変調信号で、正弦波の第２変調信号を置換える。鋸歯
変調信号を発生するために、信号発生器３０８は正弦波
波形をライン５００上へ伝送する。この正弦波波形は実
質的に、第１１図の発生器３０８からライン３２０へ伝
送された波形と同一である。さらに、信号発生器３０８
からの正弦波波形もまたライン５０２上で、周波数逓倍
器５０４へ伝送され、この逓倍器５０４は周波数ｆ_ｍの
正弦波変調信号を受けかつその周波数を２倍にして、振
幅調整装置５０６へ伝送される、周波数２ｆ_ｍの第２高
調波を発生する。

装置５０６は、ポテンショメータのような、信号の振幅
を調整するための従来の手段を含んでもよい。振幅調整
装置５０６から、変調が位相シフト回路５０８へ伝送さ
れ、この回路において、その位相は、第２５図（Ａ）お
よび第２５図（Ｂ）に示される波形間の関係に一般的に
対応する関係で発生器３０８からの第１高調波位相変調
信号に関してシフトされる。振幅調整回路５０６および
位相シフト回路５０８は、信号発生器３０８によって発
生される正弦波変調波形が一定周波数ｆ_ｍに維持されて
いる限り、１回の時間調整によって手動的に設定され
る。

位相シフト回路５０８からの第２高調波波形はライン５
００に接続するライン５１０上へ伝送される。したがっ
て、ライン５００上の第１高調波信号と、ライン５１０
上の第２高調波信号が結合されて、第２５図（Ｃ）に図
解されるもののような、一般に鋸歯形状を有する位相変
調波形を発生する。ライン５００および５１０からの信
号は結合されかつライン３２０を介してエラー補正変調
器１３０へ伝送され、そこで、結合された信号が、第１
１図において図解した回転センサを参照して説明した態
様で処理される。

上で説明したように、第２７図の回転センサは、鋸歯波
の傾斜のついた部分により発生される位相変調から生じ
る出力の部分のみを検出するように出力信号をゲートす
ることによって、サグナック効果のＤＣ影響をゼロにす
る働きをする。その結果、信号発生器３０８からの、ラ
イン３０６上のゲート信号は、ゲート３０４が鋸歯波の
傾斜のついた部分の間のみオンにされるように調整され
なければならない。信号発生器３０８からのゲート信号
はライン３２０上の変調信号の各期間の約３０％ゲート
するように設定されなければならないということがわか
っている。ゲートされるライン３２０の波形の部分は、
第２５図（Ｄ）の４６４で識別されるゲートされた期間
を上方向に単に外挿補間することによって識別される。

第２８図を参照することによって、第２７図の回転セン
サの使用から生じる伝達関数または倍率は実質的に線形
であることがわかる。この結果は、サグナック位相シフ
ト（△φ_Ｒ）が、実質的にＤＣの信号を規定する位相差
変調（△φ_ｍ）によってゼロにされているという事実の
ために得られる。このように、第２８図のグラフで示す
ように、サグナック効果により発生される位相差変調の
大きさの増大は、鋸歯波変調信号のランプ部分により発
生される位相差変調の大きさにおける対応する増大によ
って効果的になくすことができる。

第１１図の回転センサの場合のように、バンドパスフィ
ルタ３２６は周波数ｆ_ｍの信号を、ライン３３０から、
出力表示装置２０８へ通過させ、この表示装置２０８
は、サグナック位相シフトを打ち消してしまうのに必要
な位相変調信号の振幅を識別することによって回転速度
を決定するために用いられる。

第２８図に示される倍率の線形性はジャイロスコープの
倍率の光源の波長依存性を現実的に除去する。これは、
位相差変調の振幅は、サグナック位相シフトが回転速度
（１／λ）に対して有するのと同じ、与えられた信号に
対する波長依存性を有しているために可能である。光源
の波長は制御するのが困難であるという事実を考慮する
と、この位相変調アプローチはスケールファクタの安定
性を改善することができる。システムの安定性は、さら
に、フィードバック変調周波数ｆ_ｍおよび２ｆ_ｍが位相
変調器の共振周波数と一致しなければ改善される。さら
に、ｆ_ｍの高調波周波数がバイアス変調周波数ｆ_ｂと一
致しなければ、回転信号における付加的なオフセットま
たはノイズもまた除去される。

第２７図の回転センサにおいて、２個の周波数成分のゲ
ートする時間間隔および相対振幅は、与えられた信号に
対する位相変調器の直線応答を想定するサグナック位相
シフトの１０^−５から最大２０ラジアンのオーダの倍率
の直線性を与えるように調整されることができる（たと
えば、△φ（ｔ）α（cos（ω_ｍｔ）＋０．４cos（２ω
_ｍｔ）のとき）。

第１１図の回転センサおよび第２７図の回転センサの両
方において、ゲート処理は光学パワーの損失および、セ
ンサがゲートオフされている時間期間の間回転情報の損
失の可能性を誘起する。第１１図（Ａ）の装置は、典型
的には、その装置がほぼその時間の半分の間ゲートオフ
されるので、光学パワーの半分の損失を含む。第２７図
の装置では、波形の約３０％のゲートで、光学出力の損
失はその時間の約７０％の間生じる。この情報の損失
は、測定される回転角度θにおける突然の変化がゲート
アウトの時間間隔内で生じるときに、その回転角度のエ
ラーを生じ得る。一例として、多くの応用における予期
される最大加速度を表わすために用いられる値である、
｜ｔ^２θ／dt²｜＝1,000゜／sec^２の加速度を用いて方
形波角加速度の全サイクルの場合を考える。１５kHzの
典型的なゲート周波数ｆ_ｍに対して、かつゲート処理が
その時間の半分の間生じている状態で、ゲートアウトさ
れる時間間隔の最初の半分内での上述の量の加速度およ
びそれに続く、その間隔の残り半分内で同じ大きさの減
速により、約２．８×１０^−７゜のθのエラーが生じ
る。このように、ここに説明した位相検知装置の信頼性
は非常に優れており、ゲート構成の影響が回転速度の測
定におけるエラーの傾向を非常に小さくしているという
ことが明らかとなる。

第２９図は鋸歯波形を用いた回転センサの他の実施例を
示す。この実施例において、信号発生器３０８は、方形
波パルスの列を含む、周波数ｆ_ｍの変調信号を発生す
る。これらの方形波パルスは２ｆ_ｍを含む、周波数ｆ_ｍ
の高調波を含む。これらの方形波パルスは、エラー補正
変調器１３０へライン３２０を介して伝送され、かつ第
１１図および第２７図に図解したセンサに関して前に説
明した態様で処理される。

変調器１３０により発生される方形波信号は、ライン５
３０を介してローパスフィルタ５３２へ伝送される。フ
ィルタ５３２は、エラー補正変調器１３０から伝送され
た変調の第１および第２高調波を除くすべてを除去す
る。フィルタされた信号は、次に、ライン５３４を介し
て位相調整回路５３６へ伝送される。位相調整回路５３
６の１つの特定の実施例は、位相変調のための所望の鋸
歯波形を発生するように、第１高調波に関して第２高調
波の位相を修正するために用いられるチューニング可能
なバンドパスフィルタを含む。

位相調整回路５３６からの鋸歯波形変調信号はライン５
３８上へ伝送され、そこで、それが、ライン３２４上の
信号発生器４０により発生される正弦波変調周波数ｆ_ｂ
と結合される。生じた信号は、変調信号として、位相変
調器３８へ与えられる。他のすべての点において、第２
９図のセンサは第２７図のセンサと同一の態様で機能す
る。

第２９図に示される回転センサの１つの特定の実施例は
次のように構成されかつ評価される。検知コイルのファ
イバ長および半径は、それぞれ約５８０メータ、および
７センチメートルである。用いられる光源の波長は約８
３０ナノメータである。位相変調器３８は、まわりに巻
かれたファイバの数ターンを持つ圧電中空シリンダを含
む。圧電シリンダの第１共振周波数は約２０kHzであ
る。信号発生器４０により発生されるバイアス変調周波
数ｆ_ｂは１７２kHzであり、約１．８ラジアンに等しい
位相差変調（△φ_ｂ）の振幅を生じる。

鋸歯波形周波数変調は次のように発生されてもよい。方
形波パルス列が信号発生器３０８によって発生され、こ
の発生器３０８は１５kHzの繰返し周波数ｆ_ｍのパルス
発生器を含む。この信号の周波数スペクトルは基本周波
数ｆ_ｍの高調波を含む。ローパス電気フィルタ５３２
は、ｆ_ｍの第１および第２高調波のみを残しすべての周
波数成分を抑制する。これらの周波数成分（１５kHzお
よび３０kHz）の相対振幅は、パルス発生器からの方形
波パルスの幅を変化させることによって調整される。可
変バンドパスフィルタは、２個の周波数成分の相対位相
を調整するために用いられる、位相調整回路５３６を含
む。発生器４０からのバイアス変調信号と組合わされる
この信号は位相変調器３８へ与えられる。

シリコン光検出器３０からの電気信号は、ライン３０６
上で伝送されるパルス発生器３０８からの同期信号によ
って、電気スイッチまたはゲート３０４でゲートされ
る。ゲートする位相は、トリガ信号のパルス遅延を調整
することによって調整されてもよい。検出器３０からの
信号の約３０％が、線形化された倍率を得るためゲート
３０４を通過するように許容される。ゲート３０４から
の信号はライン３１０を横切りかつバンドパスフィルタ
３１２を介して伝送され、それにより、バイアス変調周
波数ｆ_ｂ上のみの通過を可能にする。この信号は、次い
で、信号発生器４０からの、ｆ_ｂ周波数の基準信号と対
比して、ロックイン増幅器４６において測定される。基
準信号に対してフィルタ３１２からの信号の比較によ
り、増幅器４６におけるロックからエラー信号が発生さ
れ、これは、明細書の最初の部分で説明したエラー補正
変調器１３０へ伝達される。第２９図の回路の動作から
生じる実際の倍率は、第２８図において５２０で示され
る倍率に対応する。

ここに説明した回転センサは単一位相変調器の使用を示
しているが、別の位相変調器がバイアス位相変調器およ
びより低い周波数の第２位相変調器のために用いられる
ことができるということが当業者に理解されよう。さら
に、受入れることができる結果を伴なって、ここに説明
したゲート回路に関して他の波形が用いられることがで
きるということも認められよう。このような代わりの実
施例も、ここに説明しかつ特許請求したこの発明の範囲
内にあると考えられる。

要約すると、ここに説明した発明は回転速度の非常に広
いレンジにわたり回転検知のためのダイナミックレンジ
を拡大することにおいて先行技術以上の意義ある改善を
含むのみならず、この発明はまた、（１）ただ１個の位
相変調器を選択的に用いながら、拡大されたダイナミッ
ク回転検知を得るための手段を与え、（２）倍率の光源
波長依存性を実質的に抑えることによって非常に改善さ
れた安定性でそのような回転検知を行ない、かつ（３）
倍率または伝達関数を線形化しかつ、それによって、検
知装置において要求される信号処理を意義深く簡略化す
ることによって、産業界における他の長く存在する問題
点を克服する。

この発明は、その精神または本質的な特徴から逸脱する
ことなく、他の特定の形式においても実施されることが
できる。説明した実施例はすべての点に関し、図解的な
ものにすぎず、限定的な意味であると考慮すべきでな
い。それゆえに、この発明の範囲は、前述の説明による
よりもむしろ、添付の特許請求の範囲によって示される
ものである。特許請求の範囲の意味および均等範囲内に
あるすべての変更はその範囲内に含まれるべきものであ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は、基本的な回転センサの概略図であり、ファイ
バ光学材料からなる連続的な、中断されていないストラ
ンドに沿って位置決めされたファイバ光学コンポーネン
トを示し、かつさらに、検出システムに関連する信号発
生器、光検出器、ロックイン増幅器および表示装置を示
す。 第２図は第１図の回転センサに用いるためのファイバ光
学方向性結合器の一実施例の断面図である。 第３図は第１図の回転センサに用いるためのファイバ光
学偏光子の一実施例の断面図である。 第４図は第１図の回転センサに用いるためのファイバ光
学偏光制御装置の一実施例の斜視図である。 第５図は第１図の回転センサの概略図であり、偏光子、
偏光制御装置および位相変調器がそこから除去されてい
る。 第６図は回転的に誘起されるサグナック位相差の関数と
して、光検出器により測定される、光学出力信号の強度
のグラフであり、複屈折誘起された位相差および複屈折
誘起された振幅変動の影響を図解する。 第７図は互いに逆方向に伝播する波の間の位相差および
互いに逆方向に伝播する波の各々の位相変調を示す、時
間の関数としての位相差のグラフである。 第８図は、ループが静止しているとき、検出器により測
定される、光学出力信号の強度についての位相変調の影
響を示す概略図である。 第９図はループが回転しているとき検出器により測定さ
れる光学出力信号の強度についての位相変調の影響を示
す概略図である。 第１０図は、回転的に誘起されたサグナック位相差の関
数としての増幅器出力信号のグラフであり、第１図の回
転センサのための動作範囲を示す。 第１１図は拡大されたダイナミックレンジを持つゲート
された閉ループ回転センサの好ましい一実施例の図であ
る。 第１２図は、サグナック効果から生じる一定バイアスに
関してのより低い周波数位相変調およびバイアス位相変
調から生じる全体的な位相シフトの図である。 第１３図はサグナック効果から生じる一定バイアスに関
してのより低い周波数の位相変調のための全体の位相シ
フト、およびゲート処理から生じる光学出力信号の図で
ある。 第１４図は第１１図に示される回転センサの倍率のグラ
フである。 第１５図はエラー補正変調器の回路図である。 第１６図はサンプルエラー信号に対する第１５図の変調
器の応答の図である。 第１７図は好ましいエラー補正変調器の図である。 第１８図は第１７図のエラー補正変調器を用いた全体の
センサの概略図である。 第１９図は第１１図の実施例に用いられ得る他のエラー
補正変調器の図である。 第２０図はより低い周波数駆動信号の振幅を回転速度に
変換するため回転センサ用の出力回路の好ましい実施例
の図である。 第２１図は倍率の線形領域に用いられ得る出力表示回路
の図である。 第２２図は倍率の線形領域に用いられ得る他の出力表示
回路の図である。 第２３図はランプ波形により変調される干渉している波
の間の相対位相差を示すグラフである。 第２４図は鋸歯波形により変調される干渉している波の
間の相対位相、およびこれらの干渉している波の間の位
相差を示す図である。 第２５図は鋸歯波を形成する１つの方法の図解図であ
り、かつさらに鋸歯波形により変調される干渉している
波の間の相対位相を示すとともに、これらの干渉してい
る波の間の位相差を示す。 第２６図はバイアス位相変調から生じる全体的な位相シ
フトおよびサグナック効果から生じる一定バイアスに関
してより低い周波数鋸歯波形位相変調、およびゲート処
理から生じる出力信号の図である。 第２７図は拡大されたダイナミックレンジおよび実質的
に線形化された倍率を有するゲート処理された閉ループ
回転センサの好ましい一実施例の図である。 第２８図は第２７図に示されるセンサの倍率の図であ
る。 第２９図は拡大されたダイナミックレンジおよび実質的
に線形な伝達関数を有するゲート処理された、閉ループ
回転センサの他の好ましい実施例の図である。 図において、１０は光源、１２は光学ファイバ、１４は
検知ループ、２４は偏光制御装置、２６は方向性結合
器、３０は光検出器、３２は偏光子、３６は偏光制御装
置、３８は位相変調器、４６は増幅器、４７は表示パネ
ルを示す。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭55−93010（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−501597（ＪＰ，Ａ)

Claims (14)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】光学ループを用いて物理パラメータを検知
   し測定するための装置であって、前記光学ループ内を反
   対方向に伝搬する光波を発生するための光源と、前記反
   対方向に伝搬する光波に応答する検出器とを含み、前記
   反対方向に伝搬する光波の位相差は前記物理パラメータ
   に従ってシフトされ、かつ前記光波は第１の周波数で位
   相変調されかつ組合わされて出力信号を形成し、 少なくとも前記出力信号の成分を選ばれた時間において
   ブランクしてゲートされた信号を生成するためのゲート
   回路と、 前記反対方向に伝搬する光波の位相差を第２の実質的に
   一定の周波数でバイアスするための位相差変調器と、 前記検出器の出力に応答して前記位相差変調器の前記第
   ２の周波数での周期的バイアスを、前記物理パラメータ
   により生じた前記ゲートされた信号における成分を零に
   するように調節するための制御素子と、 前記周期的バイアスの量を測定して前記物理パラメータ
   の大きさを決定するための回路とを備える、物理パラメ
   ータを検知し測定するための装置。
2. 【請求項２】前記ゲート回路は、前記第２の周波数成分
   をブランクにする、特許請求の範囲第１項記載の物理パ
   ラメータを検知し測定するための装置。
3. 【請求項３】前記第２の周波数は前記第１の周波数より
   も低い、特許請求の範囲第１項記載の物理パラメータを
   検知し測定するための装置。
4. 【請求項４】前記第２の周波数の変調信号を発生するた
   めの第１の信号発生器をさらに備え、前記第１の信号発
   生器は前記位相差変調器を前記制御素子を介して駆動す
   る、特許請求の範囲第１項ないし第３項のいずれかに記
   載の物理パラメータを検知し測定するための装置。
5. 【請求項５】前記ゲート回路は、 前記検出器に接続されかつ前記第１の信号発生器に応答
   して前記反対方向に伝搬する光波の選択された部分を消
   去するためのゲート素子と、 前記ゲート素子を前記制御素子へ接続し、前記ゲート素
   子の出力を基準信号と比較し、かつ前記制御素子を駆動
   して前記第１の周波数の変調の振幅を前記物理パラメー
   タにより前記ゲートされた信号に生じた成分を相殺する
   ように調整するためのフィードバック回路とを備える、
   特許請求の範囲第４項記載の物理パラメータを検知し測
   定するための装置。
6. 【請求項６】前記位相差変調器は、実質的に直流位相バ
   イアスを前記反対方向に伝搬する光波に与える、特許請
   求の範囲第１項記載の物理パラメータを検知し測定する
   ための装置。
7. 【請求項７】前記反対方向に伝搬する光波に対し第２の
   周波数の位相ランプ変調を与えるためのバイアス回路を
   さらに備える、特許請求の範囲第６項記載の物理パラメ
   ータを検知し測定するための装置。
8. 【請求項８】前記バイアス回路は、 前記第２の周波数の第１の変調信号を生成するための第
   １の信号発生器と、 前記第１の変調信号に応答して、結果変調信号を生成す
   るように前記第１の変調信号を修正するための電子回路
   とを含み、前記結果変調信号の少なくとも一部はランプ
   波形を規定し、かつさらに前記バイアス回路は電気的に
   前記第１の信号発生器に接続され、前記物理パラメータ
   に応答して前記結果変調信号の振幅を調節するためのエ
   ラー訂正変調器を備え、 前記位相差変調器は前記結果変調信号を前記反対方向に
   伝搬する光波へ与え、これにより前記結果変調信号のラ
   ンプ波形部分の間前記位相ランプ変調により生じた位相
   差変調の実質的に直流成分が前記位相差において前記物
   理パラメータにより生じた位相シフトを零にする、特許
   請求の範囲第７項記載の物理パラメータを検知し測定す
   るための装置。
9. 【請求項９】前記検出器に電気的に接続されかつ前記第
   １の信号発生器に応答して前記位相差信号の選択された
   部分を消去するためのゲート素子と、 前記ゲート素子に電気的に接続され、前記位相差信号の
   非消去部分を検出して基準信号と比較し、かつ該比較結
   果に従ってフィードバックエラー信号を生成し、前記エ
   ラー訂正変調器が、前記結果変調信号の振幅が前記フィ
   ードバックエラー信号の振幅を小さくするように調整さ
   れるように制御するためのフィードバック回路とをさら
   に備える、特許請求の範囲第８項記載の物理パラメータ
   を検知し測定するための装置。
10. 【請求項１０】前記電子回路は、 前記第１の信号発生器に電気的に結合されて前記第１の
    変調信号の高調波である第２の変調信号を生成するため
    の周波数逓倍器と、 前記高調波の振幅を前記第１の変調信号の振幅と対応す
    るように調節するための振幅調整回路と、 前記第１および第２の変調信号の波形の和の一部がラン
    プ波形を規定するように前記高調波の位相を前記第１の
    変調信号に関してシフトさせるための位相シフト手段
    と、 前記第１の信号発生器と前記位相シフト手段との間に設
    けられ前記第１および第２の変調信号を組合わせて前記
    結果変調信号を形成するための電気的接続とを備える、
    特許請求の範囲第８項記載の物理パラメータを検知し測
    定するための装置。
11. 【請求項１１】第１の周波数で位相変調されるとともに
    組合わされて出力信号を形成する反対方向に伝搬する光
    波をその内部を伝搬させるための光学ループを利用して
    物理パラメータを決定するための方法であって、 前記出力信号の少なくとも成分を選択された時間におい
    てブランクにしてゲートされた信号を生成するステップ
    と、 前記反対方向に伝搬する光波の位相を第２の実質的に固
    定された周波数でバイアスして、前記物理パラメータに
    より生じた前記ゲートされた信号における成分を実質的
    に零とするステップと、 前記バイアスの量を測定して前記物理パラメータを決定
    するステップとを備える、物理パラメータを決定する方
    法。
12. 【請求項１２】前記反対方向に伝搬する光波の位相をバ
    イアスするステップは、 前記反対方向に伝搬する光波を第２の実質的に固定され
    た周波数で位相変調するステップと、 前記出力信号に応答してフィードバック信号を生成する
    ステップとを備え、前記フィードバック信号は前記位相
    変調により零とされなかった反対方向に伝搬する光波の
    位相差における前記物理パラメータにより生じた位相シ
    フトの量の目安を与え、 さらに前記フィードバック信号に応答して前記第２の周
    波数の前記位相変調の振幅を調節するステップとを備え
    る、特許請求の範囲第１１項記載の物理パラメータを決
    定する方法。
13. 【請求項１３】前記バイアスの量を測定するステップ
    は、前記第２の周波数の位相変調の振幅を監視するステ
    ップを含む、特許請求の範囲第１１項記載の物理パラメ
    ータを決定する方法。
14. 【請求項１４】前記バイアスするステップは、前記第２
    の周波数に相当する期間の少なくとも一部分の間位相ラ
    ンプ変調を前記反対方向に伝搬する光波に与え、これに
    より前記反対方向に伝搬する光波の位相差に対し直流位
    相バイアスを与えて前記ゲートされた信号において前記
    物理パラメータにより生じた成分を実質的に零とするス
    テップとを備える、特許請求の範囲第１１項記載の物理
    パラメータを決定する方法。