JPH0618331B2 - 経時変化特性を有する配線において発生するエコ−をディジタル消去するための装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は２線式および４線式トランクから成る電話回線
による信号伝送方法、より詳細には経時変化特性を有す
る配線に生じるエコーをディジタル的に除去する装置に
係る。

本明細書において、４線および２線式回線という用語
は、使用する伝送手段（ケーブル、ラジオ、人工衛星リ
ンク等）とは無関係に、各伝送方向に対して一方向性回
路を備える配線、または両伝送方向に対してそれぞれ１
つずつ二方向性回路を備える配線を指すものとする。

〔発明の背景〕

電話伝送は一般に、短路離間接続については２線式回線
を用いて行い、遠距離間接続については４線式回線で行
うことが知られている。

これら２種類の回転の間に所謂「ハイブリッド」、すな
わち３つの端子を有する作動変圧器が挿入されており、
３端子の１つが２線式回線に、残る２つの端子が４線式
回線の一方向性回路にそれぞれ接続されている。

理想的な条件下では、４線式回線に存在するエネルギー
が２線式回線と平衡インピーダンスの間で正確に分割さ
れるはずである。しかして現実には、ハイブリッド結合
が完全でないために、反射やエコーが生じる。

より詳細には、４線式回線の一方向性回路の一方から来
る信号の一部が、他方の一方向性回路に沿ってその送出
線に戻されるために加入者は送信中に、先に送信した音
声を信号が遠隔ハイブリッドまでの経路を往復するのに
要する時間だけ遅れて再び開くことになる。エコー効果
が煩わしく感じられるのは、遅延時間が一定の値、例え
ば５０msを超える場合に限られ、その影響は遅延時間の
増大と共に大きくなって遂には通話音声が事実上聞きと
れないものになることが証明されている。

このエコー信号特性は場合によって非定常特性となる。
そのために反復的手続きの開始時に行った推定値が、あ
る時間経過後には無効になるのである。

非定常性の生じる原因は加入者間の接続状態による場合
も考えられる。従って一定の通話についてはエコー消去
に関しては無視できる程度となるが、通話中に非定常性
エコーが生じる場合もある。電話回線網の２線式周辺部
においては、交換帯域ＦＤＭ伝送システム（周波数分割
多重装置）が広く使用されている。

この形式の変調によると、２つの伝送方向のうち一方の
みに対して伝送回線の両端において変調・復調処理を重
ねて行う。

これを行うのは、１２チャンネルＦＤＭシステム等の場
合では、二線式二方向伝送を可能にするためであり、ま
た対称的ケーブルによる伝送を行う大容量のシステムで
は漏話を防止するためである。

変調・復調周波数は局部的に発生するため、相互に異な
ることがあり、変調器前で値ｆ_０の音声帯域周波数が周
波数変位置Ｆの復調器によって復調される場合があ
る。

このような場合、変調器・復調器間に位相変位（所謂位
相ロール）が存在し、それによってエコー信号の全周波
数成分が主成分に対して変位される。

また、現在の回路網では多重エコーが生じる場合がある
ことにも注意する必要がある。中間に２線式トランクを
介装した４線式トランクが配線の中に多数存在し、同一
のまたは全部の４線式トランクに変換帯域ＦＤＭシステ
ムが存在する場合、全体としてのエコーはそれぞれが異
なる位相ロールから影響を受ける複数の有効反射成分で
構成される。

１２チャネルシステムの帯域反転回線リピータから位相
ロールを生じる別の要因が与えられる場合もある。この
ような場合、関連する局部的に発生する周波数について
変調・復調を行って、２つの伝送方向の増幅度を変える
必要が生じる。

ＣＣＩＴＴでは、加入者間のＦを両方向において２Ｈ
ｚ未満とすることを推奨している（Rec.Ｇ３１１）。

この場合、消去装置の最大Ｆは４Ｈｚになる。

当該技術分野で既知となっているエコー消去装置は一般
に、 エコーチャネルモデルを形成する遅延線ディジタルフィ
ルタと、 ディジタルフィルタ係数を計算するための回路と、 該係数の更新率を計算するための回路と、 近距離にいる通話者の送話中は更新を禁止する二重送話
検出器と、 残存エコーを消去するためのセンタクリッパーと呼ばれ
る装置とから成る。

従来、エコー推定は等価エコーチャネルのパルス応答を
コピーすることによって、すなわち遠距離通話者側の入
力におけるディジタル信号標本と遅延線フィルタ係数と
の間のコンボリューションを計算する方法で行ってい
る。近距離通話者側の入力にある信号からエコー推定値
を引くことによって、遠距離通話者側から出る信号、す
なわち残存エコーが求められる。

フィルタ係数の計算に通常使用される方法は、残存エコ
ーのパワー自体を標本１つずつまたは一連の標本につい
て評価することにより該パワーを最小化する方法であ
る。この最小化を行うために、適応形アルゴリズムを使
用して、現係数に対応する標本と残存エコー標本の相関
関係に比例する修正値を現係数に加算する方法で係数を
反復計算する。

エコーチャネルのパネル応答は基本的に可変純遅、所謂
定遅延から成る。これは伝送媒体の伝号伝搬速度にばら
つきがあることや、伝送装置によって遅延がもたらされ
ることによって生じる遅延である。この定遅延に続いて
パルス応答の有効部分が来る。

前記の周知の消去装置は、位相ロールを受ける結果経時
変化が速くなる配線には使用することができない。周知
消去装置は、位相ロールによるチャネル特性の変化に対
応できるだけの更新率を示さないのが普通であるためで
ある。

経時変化特性を有するシステムにエコー消去装置を設け
ることは、当該技術分野で既知となっており、米国特許
第４，０７２，８３０号（発明者：R.D.ギトリン、J.S.
トンプソン、特許権者：ベル・テレフォン・ラボラトリ
ーズ）に記載されている。

前記特許の記載によると、位相ロール回復のために遅延
線フィルタと連続してＳＳＢ変調器が設けられる。すな
わち遠距離通話者側の端末における入力標本が、エコー
消去装置に入る前にウィーバ変調器によって変調される
のであるが、この時変調周波数は周知の適応方法により
エラー信号から開始して推定される。

このような構造が使用できるのは、エコーチャネル全体
が同じ周波数変位量、すなわち同じ位相ロールの大きさ
だけ影響される場合に限られる。

それに対して、複数の異なる位相ロールが生じる可能性
のある多重エコーについては、この構造を用いることが
できない。

〔発明の目的〕

従って本発明の目的は、高速適応形アルゴリズムとさら
に２つの機能、すなわち定遅延推定と入力信号の適当な
帯域通過濾波とを使用して、位相ロールの影響を受ける
任意の長さの配線に対してエコー消去を行う方法と装置
を提供することである。

上記２つの機能を用いることによって、短い遅延線フィ
ルタ、すなわちパルス応答の有効成分にのみその長さが
限定されているフィルタを使用することが可能になる。
更新する係数の数を限定することによって適応アルゴリ
ズムの収束を高速化することができるため、消去装置を
上述のような目的に使用することができる。

本発明は改良した適応型ディジタルエコー消去装置に関
する。

〔発明の詳細な説明〕

第１図は、市内電話回線網に接続された４線式回線の一
端に介装されている周知構造のエコー消去装置を示す。

４線式回線Ｌ４が回路網ＲＩＬを出てハイブリッドＨＩ
Ｂに終わっている。ハイブリッドＨＩＢは２線式回線Ｌ
２を介して近距離通話者の電話機ＴＥＬに接続されてい
る。

エコー消去装置の４つの端子は、遠距離通話者の信号の
入出力としてのＲＩＮおよびＲＯＵＴと、近距離通話者
の入出力としてのＳＩＮおよび ＳＯＵＴてある。

消去装置の端子に対しては、同じ低減フィルタＦＰＢ
１，ＦＰＢ２，ＦＰＢ３，ＦＰＢ４が接続されており、
該フィルタの入力に入るアナログ信号の帯域を有効な電
話帯域に制限する働きをする。

ＦＰＢ１，ＦＰＢ３から出る信号はそれぞれコーダＣＯ
Ｄ１，ＣＯＤ２によってディジタル変換される。ＣＯＤ
１およびＣＯＤ２は、出力に線状動特性の信号ｘ(ｋ)お
よびｙ(ｋ)をそれぞれ獲得するための動伸長器を後方に
備えたＰＣＭコーダで構成することができる（実際には
ＰＣＭコーダは対数変換曲線により出力ディジタル信号
の振幅動特性を圧縮するのが普通である。消去装置の計
算装置に線形演算を使用する場合はこの動特性を直線的
に再伸長する必要がある）。参照符号ｋは標本抽出の結
果としての個別時変数を示す。

フィルタＦＰＢ２，ＦＰＢ４の入力信号は、コーダＣＯ
Ｄ１，ＣＯＤ２と補完的な構造を有するブロックＤＥＣ
１およびＤＥＣ２によって行われるアナログ−ディジタ
ル変換によって獲得される。ＣＯＤ１とＣＯＤ２をＰＣ
Ｍコーダとすると、ＤＥＣ１，ＤＥＣ２の入力ディジタ
ル信号はまず対数変換曲線に従ってその動特性を圧縮す
る必要がある。ＤＥＣ２がその入力に前記圧縮器を備え
るのに対し、ＤＥＣ１は圧縮器を必要としない。ＤＥＣ
１の入力に対しては、信号ｘ(ｋ)を発生する動特性伸長
器の前のＣＯＤ１から抽出された信号ｘ′(ｋ)を直接送
信することができるためである。

ＣＯＤ１の出力には、遠距離通話者の信号ＲＩＮの標本
ｘ(ｋ)が存在しており、ブロックＦＴＲ，ＲＤＣおよび
ＳＥＲに送られる。

ＣＯＤ２の出力には、信号ＳＩＮの標本ｙ(ｋ)が存在す
る。ｚ(ｋ)を消去するエコー信号、 ｎ(ｋ)を遠距離通話のみが送話している場合には低下レ
ベルの残存ノイズあるが、近距離通話者も送話する場合
には基本的に音声となるものとする時、ｙ(ｋ)は一般に
式； ｙ(ｋ)＝ｚ(ｋ)＋ｎ(ｋ) によって求められる。

ブロックＦＴＲは、出力からエコー信号ｚ(ｋ)の を発信するディジタル遅延線フィルタを含む。次のブロ
ックＳＯＭにおいて を信号ｙ(ｋ)から引いて、エラー信号ｅ(ｋ)または残存
エコーを得る。このエラー信号もフィルタ係数更新のた
めにＦＴＲに送られる。

上流側のデコーダＤＥＣ２と下流側の加算器ＳＯＭとの
間に挿入されるブロックＳＥＲが残存エコー消音装置で
あり、残存エコー標本ｅ(ｋ)を信号ｘ(ｋ)のレベルに応
じて決定される閾値と比較し、信号Ｕ(ｋ)を発生する。
信号Ｕ(ｋ)はｅ(ｋ)は前記閾値以下であればゼロになる
が、ｅ(ｋ)が閾値以上であればｅ(ｋ)に等しくなる。近
距離通話者の音声が存在する時、ＳＥＲは常にＵ(ｋ)＝
ｅ(ｋ)とする。すなわちＳＥＲは音声信号を変更しない
ように消音機能を禁止する。

ブロックＲＤＣは二重送話検出器であり、その入力に信
号ｘ(ｋ)，ｙ(ｋ)の標本が送られる。ＲＤＣは遠距離通
話者と近距離通話者の両方に音声が同時に存在すること
を検出すると、線ＩＮＴに出力信号を発信する。ハイブ
リッドＨＩＢが端末ＲＯＵＴから端末ＳＩＮへと通過す
るエコー信号を少なくとも６デジベル減衰すると仮定す
ると、信号ｘ(ｋ)とｙ(ｋ)間の差が６デシベルより小さ
ければ、ＲＤＣが二重送話状態を検出してＦＴＲで行わ
れる遅延線フィルタ係数の更新並びにＳＥＲの動作を中
断する信号ＩＮＴを発信する。実際には、係数値の修正
量の計算が存在エコー信号ｅ(ｋ)にも基いて行われるた
め、該修正量の推定を誤るおそれがある。ｅ(ｋ)は基本
的に近距離通話者の音声であり、実際の残存エコーでは
ないためである。

次に本発明の装置により提供される作動方法について第
２図を参照しながら説明することにする。第２図は第１
図のフィルタＦＴＲを本発明に従って変更し、その動作
図を示したものである。また第３図も参照するが、第３
図は等価エコーチャネルのパルス応答の典型的な時系列
を示したものである。

遅延線フィルタ係数を更新するために、単純演算を余り
多数必要とせずに最大収束速度を達成できるアルゴリズ
ムを選択して、ＶＬＳＩ集積回路による実施を可能にし
ている。

選択したアルゴリズムは、指数ｋを個別時変数の指数、
ｍ（０≦ｍ≦Ｍ−１）をＭ個のタップを有する遅延線フ
ィルタのｍ番目のタップ、 ｈ_k+1(ｍ)およびｈ_k(ｍ)をそれぞれ時点ｋ＋１およびｋ
における遅延線フィルタのｍ番目の係数、ｘ(ｋ−ｍ)を
時点ｋ−ｍにおける信号標本、αを更新率を表すパラメ
ータ、 を信号ｘ(ｋ)の分散量とする時、 の形のアルゴリズムである。

収束速度はＭは依存し、遅延線フィルタが短いほど前記
速度が高くなることが証明された。またＭを固定した場
合α＝1/Ｍに設定することによって収束速度が最大にな
る は信号ｘ(ｋ)の平均二乗値であるδ_ｘを二乗して求めら
れる。

第２図においては、ブロックＡＣＦが式（１）により係
数を更新し、入力において受信する信号ｘ(ｋ)に基いて を計算し、これに信号標本ｅ(ｋ)を掛けて、その積に時
点ｋ−ｍにおける信号ｘ(ｋ)の標本を再び掛ける。その
積が時点ｋ＋１におけるｍ番目の係数の更新となり、次
にその値を先の標本化時点でｍ番目の係数がとっていた
値ｈ_k(ｍ)に加算することにより、現時点ｋ＋１におけ
るｍ番目の係数の値ｈ_k+1(ｍ)を求める。

ＡＣＦの行う計算は、パルス応答の有効部分に相当する
有効係数（すなわち０でない係数）についてのみ、各標
本化期間Ｔにおいて実行される。

これに対して従来の消去装置では全ての係数について計
算を行う。

信号ＩＮＴ（第１図）の存在時には、ブロックＡＣＦ全
体の動作が禁止される。

こうして求めた更新値ｈ_k+1(ｍ)がＭＣＯに書込まれ
る。ＭＣＯは係数の数と等しい数のセルを有する記憶装
置から成るのが普通であり、セル番号はその更新値が先
行の値にとって代わる係数の番号に対応する。

次にエコー信号の について見ると、 は下記のコンボリューション積によって求められる： −ション積によって求められる： この式が理論的に有効となるのは、特性が経時変化しな
い場合、または接続状態にのみ依存する場合に限られ
る。

システムが位相ロールの影響を受ける場合、発明者らの
得た知見によると、Ｍを遅延線フィルタのタップ数、Ｔ
を標本化期間とする時、Ｍ・Ｔに等しい時間、すなわち
遅延線フィルタの遅延線によってもたらされる遅延全体
に等しい時間に亘って、上記式（２）はエコーの影響を
受けた信号の位相を一定と仮定した場合でも有効であ
る。

Ｍが小さいほど（すなわちフィルタが短いほど）、その
仮説はますます有効になる。

通常の場合、遅延線フィルタの長さ（すなわちタップ
数）は、コピーしようとする等価エコーチャネルに対す
るパルス応答の長さに応じて決定される。

第３図は典型的なエコーチャネルのパルス応答が下記の
ような３つの区間に分割できることを示している： 第１区間Ｔ−−上述のように常遅延からなり、パルス
応答に関して一定数Ｗ−１のゼロ初期値を生じる。これ
らの初期値は、フィルタ全体の長さおよび前記初期値に
関連して等しく演算を行う消去装置の複雑さに同様にか
つ無効の影響を及ぼすものである； 第２区間Ｔ２−パルス応答の有効部分から成り、 の有効係数値を指数ＷからＷ＋Ｎ−１の間で与える； 第３区間Ｔ３−Ｗ＋Ｎ以降であり、電話信号ベースバ
ンドのＤＣ値までの最低周波数が寄与するところに相当
する。これらの周波数は最高群遅延歪みの影響を受ける
ものであり、通常は伝送中に除去される。よってこの第
３区間も遅延線フィルタの長さを無意味に増大している
に過ぎないと考えられる。

本発明の方法によると、定遅延に相当する区間Ｔ１の振
幅を推定する。このような推定は区間Ｔ２の場所（一定
長であると考える）の推定から求められる。

そのため、式（２）のコンボリューション積に関しては
パルス応答の有効部分のみを使用し、純定遅延から成る
初期部分および信号ＲＩＮ（第１図）の低周波数の寄与
から成る最終部分については考慮しない。信号ＲＩＮの
低周波数はフィルタＦＰＢＩによって除去するが、この
場合のフィルタは低域フィルタではなく、帯域フィルタ
である。

また、式（１）による係数の更新についても、区間Ｔ２
（第２図）に含まれる指数を有する係数のみについて、
更新率α＝1/Ｎとして行う。

全体としては、式（１）および（２）を計算するのに必
要な総演算数が基本的に減少できると共にフィルタ長も
短くできる。経時変化の速い特性を有するシステムにつ
いても式（２）が有効であるという仮説を冒頭で立てた
が、その仮説がこれによってさらに有効になると同時
に、係数更新処理の収束速度も向上する。

このように本発明のエコー消去装置は、定遅延が高い値
をとる位相ロールの影響を受けるシステムにおいても動
作させることができる。

その場合の式（２）は、Ｗを定遅延に対応する標本数と
する時、下記のようになる： 第２図においてＭＣＡはフィルタ遅延線を示しており、
通常は信号ｘ(ｋ)の標本を書込む記憶装置から成る。本
発明の方法によると、 を推定する現時点ｋに関して、（ｋ−Ｗ）から（ｋ−Ｗ
−Ｎ＋１）までの標本化時点に対応する記憶装置ＭＣＡ
の位置から、それに対応する標本だけを読出す。

次に掛算器Ｍ１において前記標本ｘ(ｋ−ｍ)にＭＣＯで
読出した係数ｈ_k(ｍ)の値を掛け、その積を加算器ＳＡ
１において合算して、各標本化期間を過ぎる毎に出力に を得る。

次に第３図の第１区間Ｔ１の振幅の推定について考えて
みよう。この推定は式（３）が最初に有効に寄与する
値、すなわち指数ｍ＝Ｗとなる値を決定することによっ
て行われる。

指数ｍ＝Ｗ＋Ｎ−１となる最後の有効寄与、すなわちパ
ルス応答の有効部分の長さは、フィルタ遅延線の実際の
タップ総数Ｎを一定として考えているため、自動的に決
定される。

反復形式の推定手順は下記のようになる： 前回の反復で決定されたＷからＷ＋Ｎ−１までの指数
を有する遅延線フィルタ係数を、初回の反復のＷ＝Ｏか
ら始めて検査する。最大絶対値を有する係数を決定し、
その指数Ｗ_MAX（第２図も参照のこと）を基準値とす
る； 数値Ｗ_MAXから一定の整数値を引いて数値Ｗを求め
る； Ｎが一定である数値Ｎ＋Ｎ−１も求められる。その後
第２図の第２区間の場所を決定する。

上記の手順を各標本化期間毎に実施しても良いが、計算
速度ひいてはこれを実行する回路の複雑さを低減するた
めには、係数ｈ(ｍ)の最大値を探す作業を分割して１回
の標本化期間についてまとまった係数に対してのみ探索
するようにすることによって、いくつかの連続標本化期
間に１回の反復動作を完結するようにするのが望まし
い。

第２図のブロックＤＥＳは前記アルゴリズムを実行する
ように構成されており、ブロックＩＮＤ１，ＩＮＤ２で
それぞれ行われる記憶装置ＭＣＯ，ＭＣＡへのアドレス
の生成を制御する。

１回の反復毎にＤＥＳが係数ｈ(ｍ)を次の係数ｈ(ｍ＋
１)と比較して、高い値を有する方と関連アドレスを記
憶する。前回の反復で決定した区間Ｔ２に含まれる指数
を有する係数全部についてこの動作を行う。終了時にＤ
ＥＳは最大値係数に対応する指数Ｗ_MAX を獲得してい
る。ＤＥＳはこの指数Ｗ_MAXから一定値（経験的に決定
される）を引いて指数Ｗを求める。次に、やはり経験的
に決定された、フィルタの有効タップ数に相当する別の
一定値ＮをＷ−１に加算して、区間Ｔ２（第３図）の他
方の限界である指数Ｗ＋Ｎ−１を求める。

従ってＤＥＳは読取り・書込みを行う記録装置ＭＣＯ，
ＭＣＡの位置の初期アドレスを決定し、これらのアドレ
スをＩＮＤ１およびＩＮＤ２に供給する。

各標本化期間にＩＮＤ１がｈ(Ｗ)からｈ(Ｗ＋Ｎ−１)ま
での係数の更新値を読出した後書込みを行うＭＣＯの位
置のアドレスを生成するのに対し、ＩＮＤ２はｘ(ｋ−
Ｗ−Ｎ＋１)からｘ(ｋ−Ｗ)までの標本値を式（２）の
計算用に読出すＭＣＡの位置のアドレスを生成する。

ＤＥＳによって実行される反復は各回毎に幾つかの期間
Ｔに亘って持続するため、この間ずっと、ＭＣＯおよび
ＭＣＡにおいてアドレスされる、前回の反復で決定され
た極限位置は変更されないままとなる。

次に、本発明により提供されるエコー消去装置を実施す
るための装置について説明する。

先にも述べたように、ＦＰＢＩ（第１図）が３００Ｈｚ
から３４００Ｈｚの帯域を有する通常の帯域フィルタか
ら成るのに対し、ブロックＦＰＢ２，ＦＰＢ３，ＦＰＢ
４は３０００Ｈｚの遮断周波数を有する普通の低域フィ
ルタから成る。

第１図においてＣＯＤ１，ＤＥＣ１およびＣＯＤ２，Ｄ
ＥＣ２の記号で示したブロックは、市販されている公知
形式のＡ法則ＰＣＭのコーデックによって実施される。

それに対して、本発明により提供されるエコー消去装置
のその他の機能は全て第４図に示すマイクロプログラム
ユニット（以下、ユニットと略称する）によって実施さ
れる。特に第４図のユニットは第１図のブロックＦＴＲ
の機能（その機能図は第２図に示す）および第１図のブ
ロックＲＤＣ，ＳＯＭ，ＳＥＲの機能を実行する。

第４図のブロックＭＵＸ１，ＳＥＱ，ＲＯＭＰ，ＰＩＰ
Ｅで該ユニットの公知形式の制御部を形成する。

参照記号ＲＯＭＰはマイクロ全部のシーケンスを内容と
する読取り専用記憶装置を示す。その流れ図については
後述することにする。

ＰＩＰＥは周知の「パイプライン」機能を実行するよう
に構成された普通のレジスタを示す。

各マイクロ周期毎にＰＩＰＥはＲＯＭＰから受信したマ
イクロ命令を記憶して、それをマイクロ周期に等しい時
間に亘ってその出力に並行形式で呈示する。

ＰＩＰＥの出力から該ユニットの各種回路の動作を決定
する制御信号およびアドレスバスＡＤＲＡおよびＡＤＲ
Ｂに供給されるアドレスが与えられる。

ＰＩＰＥは出力Ｃに制御信号Ｃ1,Ｃ2,Ｃ3,Ｃ4,Ｃ5,Ｃ6,
Ｃ7,Ｃ8,Ｃ9,Ｃ10，ＣＸ,ＣＹ,ＣＰを供給する。出力Ｒ
Ｗにおいて読取り／書込み信号ＲＷ１，ＲＷ２，ＲＷＡ
および読取り信号Ｒ３を供給し、出力ＵＤにおいて制御
信号ＵＤ1,ＵＤ2,ＵＤ3 を供給し、出力ＰＬにおいて制
御信号ＰＬ1,ＰＬ2,ＰＬ3 を出力Ｓにおいて演算装置Ｍ
ＡＣ用の制御信号を供給する。

ＰＩＰＥから出た信号は局部発振器ＯＬからのクロック
信号ＣＬＫによって同期化される。信号ＣＬＫの周期は
マイクロ周期と等しい。ユニットの他方の回路ブロック
は、ＰＩＰＥから来る関連制御信号によって自動的に同
期化されるため、前記クロック信号を要しない。

参照記号ＳＥＱはシーケンサとして作用する回路ブロッ
クを示している。ＳＥＱは各マイクロ周期毎に、ＰＩＰ
Ｅにおいて実行、記憶させようとするマイクロ命令のア
ドレスをＲＯＭＰに供給する。アドレスの生成は計数器
によって行われる。計数器は通常の条件下では各クロッ
ク周期毎にその内容を１ずつ増分して行く。ＰＩＰＥか
らの制御信号が接続線Ｅ１を通って来ると同時にＳＥＱ
は生成されたアドレスの通常のシーケンスから抜け出し
てバスＡＤＲＢを介して供給されるアドレスで飛び越し
を行うことができる。前記飛び越しは、ＭＵＸ１から出
る信号の論理レベルによる条件飛び越しとしても良い
し、また無条件飛び越しとしても良い。

また、ＳＥＱはバスＡＤＲＢを介して供給される数値に
プログラム可能なダウン計数器（以下、ＣＴと略称す
る）も含んでいる。この計数器は該計数器にロードされ
た数に等しい回数だけマイクロ命令のシーケンスを繰返
し実行する働きをする。

ブロックＭＵＸ１は基本的に通常のマルチプレクサを含
んで成り、ＰＩＰＥからの制御信号が接続線Ｅ２を通っ
て来ると、同時に、その入力に印加された上記条件付き
飛び越しを決定する信号の１つをＳＥＱに向けて出力す
る。特にＰＣＭコーダＣＯＤ１（第１図）から抽出され
た標本化周波数ｆｃの信号がその入力の１つに印加され
る。第５図に関連して後述するように、この信号によっ
てユニットの同期化が可能になる。ＭＵＸ１に入力され
る制御信号はまた、やはりＰＩＰＥからの制御信号が接
続線Ｅ２を通って来ると同時にＭＵＸ１の中に含まれる
通常の記憶素子の中に一時的に記憶させることもでき
る。

参照記号ＲＡＭＡは、バスＡＤＲＡに存在する特定アド
レス値を記憶すると共に読取り／書込み制御信号がＰＩ
ＰＥから到着すると同時にそれらのアドレス値を同じバ
スに供給するように構成された通常のランダムアクセス
記憶装置を示す。ＲＡＭＡはバスＡＤＲＡからアドレス
を受信する。

ＲＡＭ１およびＲＡＭ２はそれぞれブロックＣＴ１およ
びＣＴ２からアドレスを、ＰＩＰＥから読取り／書込み
ＲＷ１，ＲＷ２を受信する２つの通常のランダムアクセ
ス記憶装置を指す。ＲＡＭ１とＲＡＭ２はそれぞれバス
ＢＦ１とＢＦ２のデータを記憶したり該バスにデータを
供給したりする。

ＲＯＭＣは所定の通常値を内容とする通常の読取り専用
記憶装置を指しており、ＰＩＰＥから適当な制御信号Ｒ
３が到来し、ブロックＣＴ３からアドレス指定を与えら
れると同時にその内容をバスＢＦ２に供給する。

ＣＴ1,ＣＴ2,ＣＴ3 はそれぞれ通常のプログラム可能ア
ップダウン計数器を示している。

ＣＴ1,ＣＴ2,ＣＴ3 はブロックＰＩＰＥからそれぞれ線
Ｃ1,Ｃ2,Ｃ3 を介して許可信号を受信する。線ＰＬ1,Ｐ
Ｌ2,ＰＬ3 に特定の制御信号が存在する時、これらの計
数器はバスＡＤＲＢに存在するアドレス値を記憶してそ
れを関連する記憶装置に供給することができる。

また、該計数器は前記アドレスを、順次アドレスする関
連記憶装置の連続セルの始点とみなすことができる。実
際にこれらの計数器はプログラムされた値、すなわちバ
スＡＤＲＢで読取った値から開始してカウントアップ、
またはカウントダウンして行って（それぞれ制御信号Ｕ
Ｄ1,ＵＤ2,ＵＤ３に基いて）、各計数段階で獲得した値
を関連記憶装置に供給することができる。

また、計算されたアドレスのいくつかの位置のビットを
条件信号として使用して、それぞれ接続線Ｆ1,Ｆ2,Ｆ3
を介してＭＵＸ１の入力に印加することができる。

ＣＴ１，ＣＴ２の出力に存在するアドレスも同じバスＡ
ＤＲＢに供給される。

参照記号ＰＡ１，ＰＡ２は２つの通常の二方向性受信機
を指しており、これらの受信機は制御信号Ｃ４，Ｃ６に
基いてそれぞれバスＡＤＲＢ，ＢＵＳＰおよびＢＦ１，
ＢＦ２に存在するデータを二方向的に交換することを可
能にする。

ＲＤは制御信号Ｃ５に基いて、適当な瞬間にバスＢＦ１
に存在するデータを記憶して同じバスに記憶データを再
送信するように構成された通常のレジスタを示してい
る。

ＲＦ１およびＲＦ２は制御信号Ｃ７およびＣ８に基い
て、所定の瞬間にＢＵＳＰに存在するデータをそれぞれ
バスＢＦ１およびＢＦ２に供給するように構成された２
つの通常のトリステートゲートを示している。

ＭＡＣはＰＩＰＥから制御信号Ｓを受信する周知形式の
高速掛算器／累算器から基本的に成る演算装置を示して
いる。

ＭＡＣはさらにデータをロードする２つのレジスタＲ
Ｘ，ＲＹも含んでいる。レジスタＲＸ，ＲＹは制御信号
ＣＸ，ＣＹの存在時にバスＢＦ１，ＢＦ２にそれぞれ存
在する２つのオペランドを形成する。

ＭＡＣはまたレジスタＲＰも含んでおり、その中に実行
した演算の２倍精度の結果が存在する。

制御信号ＣＰが存在する時、ＲＰの内容がバスＢＵＳＰ
に出力される。さらに線ＳＧＰ上には条件信号としてマ
ルチプレクサＭＵＸ１に送られた演算結果の符号が存在
する。

バスＢＵＳＰもデータの入出力動作に使用される。制御
信号Ｃ９に基いてＢＵＳＰ上のデータがレジスタＲＵに
記憶され、出力されて第１図のブロックＤＥＣ２に与え
る信号Ｕ(ｋ)を形成する。

指令Ｃ１０が与えられると、マルチプレクサＭＵＸ２が
バスＢＵＳＰへの２入力のうち一方を接続して、ＣＯＤ
１およびＣＯＤ２（第１図）から送られて来る信号ｘ
(ｋ)，ｙ(ｋ)の何れかを入力させる。

後に概略を説明するように、記憶装置ＲＡＭ２が遅延性
フィルタの遅延線（第４図ではＭＣＡで示される）を構
成しており、ここに記載する非限定的な特定例では１２
８の連続標本抽出時に関連する標本ｘ(ｋ)を記憶する。
それに対して記憶装置ＲＡＭ１は１２８に等しい使用可
能位置の総数Ｍに関する係数ｈ(ｍ)を内容とする。また
ＲＡＭ１には後述するＵ(ｋ)，ｙ(ｋ)等の値も記憶され
ている。この時Ｎ＝４８が選択される。

次に、第５,６,７図を参照して第４図のユニットの動作
について説明する。第５図は該ユニットが実行する全て
の動作のシーケンスを示す流れ図である。

位相５０で通常の初期化を行った後、位相５１の同期化
動作に進む。ＭＵＸ１（第４）はＰＩＰＥからの制御信
号が到来すると同時に8 k Hzの標本化周波数の信号ｆｃ
をＳＥＱに向かう出力に接続する。信号ｆｃにレベル
“０”からレベル“１”への遷移が生じると、ＳＥＱが
ＲＯＭＰに、次に実行する命令のアドレスを与える。こ
のアドレスは先にＰＩＰＥからバスＡＤＲＢを介してＳ
ＥＱに与えられていたものである。この遷移の時点が１
回の反復の開始点になる。

以下、反復という用語は位相５１から６４までの一連の
動作を指すものとする。

次にユニットは位相５２，５３の入力動作を実行する。
前回の反復で計算されてＲＡＭ１に記憶されている標本
Ｕ(ｋ−１)が制御信号Ｃ９を介してＢＵ(第４図)の出力
に供給される。次に制御信号Ｃ１０を介してまずｘ(ｋ)
の標本が、次いでｙ(ｋ)の標本がバスＢＵＳＰに転送さ
れ、それぞれレジスタＲＦ２およびＲＦ１を介してＲＡ
Ｍ２およびＲＡＭ１に記憶される。

位相５４でユニットは信号ｘ(ｋ)とｙ(ｋ)の平均二乗値
の計算を行い、ＲＡＭ１に記憶される２つの絶対値Ｐ
(ｋ)とＱ(ｋ)を求める。絶対値Ｐ(ｋ)とＱ(ｋ)の計算方
法は周知であるため、前記絶対値を表す下記の式を示す
だけで十分であろう： Ｐ(ｋ)＝(１−ａ)・Ｐ(ｋ−１)＋ｂ・|ｘ(ｋ)｜ Ｑ(ｋ)＝(１−ｃ)・Ｑ(ｋ−１)＋ｄ・|ｙ(ｋ)｜ 式中のＰ(ｋ−１)およびＱ(ｋ−１)は前回の反復で求め
たＰおよびＱの値であり、ａ,ｂ,ｃ,ｄは適当な定数値
である。

従ってユニットは位相５５において、Ｗ≦ｍ≦Ｗ＋Ｎ−
１の場合の係数ｈ(ｍ)と標本ｘ(ｋ−ｍ)がそれぞれ記憶
されているＲＡＭ１およびＲＡＭ２の連続位置の開始ア
ドレスに相当する、ＲＡＭＡで読取られて前回の反復の
位相６２，６３で計算された数値に従って絶対値ｘ(ｋ
−ｍ)およびｈ(ｍ)のコンボリューションを行うことに
よって、 を算出する。次に計数器によってアドレスされている係
数と標本をそれぞれレジスタＲＸとＲＹに転送する。Ｍ
ＡＣが前記レジスタの内容に対して掛算と累算を行っ
て、レジスタＲＰにおいて を求める。

はＲＡＭ１に記載される。位相５５の開示時に、ＳＥＱ
の計数器ＣＴがＮ＝４８にプログラムされているため、
ＣＴがゼロに達すると上述のＭＡＣ動作を終了して良
い。

その後ユニットは位相５６において残存エコー を計算し、その結果を再びＲＡＭ１に書込む。

続く位相５７では、信号ＩＮＴ（前回の反復の位相６０
で生成されている場合がある）が存在しなければ残存エ
コーの消音動作を行い、ＭＡＣが位相５６で計算したｅ
(ｋ)の値とＲＯＭＣで読取った定閾値を、比較してｅ
(ｋ)の方が閾値より低い場合はＵ(ｋ)＝０に設定し、そ
の他の場合はＵ(ｋ)＝ｅ(ｋ)に設定する。反対に信号Ｉ
ＮＴが存在する場合は常にＵ(ｋ)＝ｅ(ｋ)に設定する。

数値Ｕ(ｋ)はＲＡＭ１に記憶されて、次回の反復の位相
５２において出力に送られる（レジスタＲＵを介して）
標本を形成する。

位相５８ではＰ(ｋ)およびＱ(ｋ)に関連する種類の式を
用いてその結果をＲＡＭ１に再書込みすることによって
ｅ(ｋ)の平均二乗値Ｒ(ｋ)を計算する。

次いで位相５９において の計算を行うが、これは係数ｈ(ｍ)の計算に役立つもの
である。上でも述べたようにδ_ｘはＰ(ｋ)に比例し、α
＝１／Ｎである。記憶装置ＲＯＭＣ（第４図）に の可能値を内容とする表が記憶されており、この表への
アドレスはＲＡＭ１で読取ったＰ(ｋ)の最上位ビットに
よって行われて、 が求められる。この値がＲＹに書込まれる。一方ｅ(ｋ)
はＲＡＭ１において読取られてＲＸに書込まれる。次に
ＭＡＣがそれらの積Ａ(ｋ)を計算してＲＡＭ１に書込み
を行う。

位相６０では二重送話検出機能を実施する。ＭＡＣがＲ
ＡＭ１に存在するＰ(ｋ)の値とＱ(ｋ)の値を比較して
（第４図）、Ｐ(ｋ)≦2・Ｑ(ｋ)であれば、既に第１図に
関連して見たようにＭＡＣが信号ＩＮＴを生成する。信
号ＩＮＴは比較結果の符号ビットＳＰＧ（第４図）であ
り、マルチプレクサＭＵＸ１に印加されて次回反復の位
相６０までそこに一時的に記憶される。

ビットＳＧＰを条件信号として用いて位相５７および６
４の動作を行う。

位相６１,６２,６３において、ユニットは数Ｗを決定す
る計算を行う。前回の反復で決定された範囲Ｗ≦ｍ≦Ｗ
＋Ｎ−１に指数ｍが該当する係数を、接続確立後最初の
反復のＷ＝０から始めて検査して行く。

先にも述べたように、この試験は全部一度に実施するの
ではなく、４８個の係数に等しい一定の長さのＷからＷ
＋Ｎ−１までの間隔を各々８つの連続係数から成るブロ
ックに分割し、１回の反復で１つの係数ブロックを対象
として最大部分値の探索を行う。

従って全体としての探索動作は連続６回の反復に亘って
継続されることになる。この方法を選択したことによ
り、全体的を探索継続時間と１回の反復において実行す
る動作の数がうまく折合うようになる。

次に位相６１において、探索が終了したかどうかの点検
を行う。終了していなければ、係数ブロックに対して部
分的な探索を行い、終了していれば係数ｈ(ｍ)と標本ｘ
(ｋ−ｍ)に関して決定したばかりの新しい区間限界値と
それまでの値を置き換えると共に、それまで考慮されて
いなかったセルｈ(ｍ)をゼロにリセットする。

以上の説明から明らかなように、ユニットは連続６回の
反復については位相６２の手続きを実行するが、７番目
の反復では位相６３の手続きを実行する。

位相６１,６２,６３の手続きについては、第６図および
第７図を参照しながら詳しく説明することにする。

位相６４において、ユニットは信号ＩＮＴの有無、すな
わちＭＵＸ１に記憶されているビットＳＧＰの論理レベ
ルを点検する。

ＩＮＴが無ければ、指数Ｗ≦ｍ≦Ｗ＋Ｎ−１を有する係
数の更新手続きを実行する。

最大値の係数位置を新たに探索する作業を継続している
限り、先行区間が維持されており、それによって位相６
４で更新すべき係数ｈ(ｍ)、および位相５５で を計算する時に考慮すべき標本ｘ(ｋ−ｍ)が決定され
る。

位相６４においては、式（１）による計算を実行して係
数の更新を行う。対象となるそれぞれのｍについて、Ｒ
ＡＭ１（第４図）で現在値Ａ(ｋ)を読取り、ＲＡＭ２に
おいてｘ(ｋ−ｍ)の値を読取る。これらの値をＭＡＣに
より相互に掛合わせ、こうして得た値にＲＡＭ１に記憶
されている係数ｈ(ｍ)の値を加算する。

ＲＡＭ１の係数およびＲＡＭ２の標本のアドレス指定は
位相５５の場合と同様である。係数ｈ(ｍ)の更新値とし
て結果的に得た値が先行値の代わりにＲＡＭ１に再書込
みされる。

数値ｈ(ｍ)およびｘ(ｋ−ｍ)を読取るためには先に説明
した方法により計数器ＣＴ1,ＣＴ2 を用いて記憶装置Ｒ
ＡＭ1,ＲＡＭ2 の後続位置にアドレスする。

位相６４の終了を以て１回の反復の終了となり、ユニッ
トは同期化位相５１に復帰する。このために位相５１か
ら６４までの動作を実行するのにかかる全時間を常に１
２５μｓ未満、すなわち標本化時間より短くする。

すると、ユニットが位相５１に復帰する時点、すなわち
シーケンサＳＥＱ（第４図）をＭＵＸ１から信号ｆｃを
受信するようにリセットする時点の方が、信号ｆｃが次
にレベル“０”からレベル“１”へ遷移する時点よりも
確実に速くなる。

第６図および第７図は、それぞれ位相６２と６３におい
てユニットが実行する演算を詳細に示す流れ図である。
以下、これらの演算について第４図のユニットの動作方
法の一例として詳細に説明する。

参照符号ＨＷＭＡＸで示される記憶装置ＲＡＭ１（第４
図）のセルの中に数値｜ｈ(Ｗ_MAX)｜、すなわち係数の
最大絶対値が記憶される。この最大値はＷからＷ＋Ｎ−
１までの先行区間の係数の中での最大値であっても良い
し、先行係数群を部分的に分析して決定した相対的最大
値でも良い。

記憶装置ＲＡＭＡに下記のデータが記憶される： ＡＤＲＨＷで示されるセルの中に、前回の反復で決定
された係数ｈ(Ｗ)が記憶されているＲＡＭ１のセルのア
ドレス； セルＡＤＲＸＷの中に、対応する標本ｘ(ｋ−Ｗ)が記
憶されているＲＡＭ２のセルのアドレス； セルＡＤＲＸＯの中に標本ｘ(Ｏ)が記憶されているＲ
ＡＭ２のセルのアドレス； セルＡＤＲＢＬの中に、次回の反復で分析する係数群
の最初の係数のアドレス； セルＭＣＰの中に、検査済みの係数の数を示す部分計
数器の値。第２区間の最初の有効係数は最大係数(Ｗ
_MAX ＝Ｗ＋６)より前に来る６つの位置の係数とされる
ため、この計数値は予め−６の値に設定される； セルＤＨの中に前回の反復と現在の反復の最大値係数
の指数の差。この数は、−６と＋４１の間に含まれる数
である。

記憶装置ＲＯＭＣでは、−１の値もＡで示されるセルに
記憶される。

位相６１（第５図）において探索未完了であるとユニッ
トが判断した場合、第６図に詳細に示す位相６２に入
る。

位相７０において、データＨＷＭＡＸがレジスタＲＤ
（第４図）にロードされる。またデータＡＤＲＢＬが計
数器ＣＴ１に、データＭＣＰがＣＴ２に、データＬＢが
ＳＥＱの計数器ＣＴにロードされる。さらにＲＯＭのセ
ルＡのアドレスがＣＴ３にロードされる。

位相７１において、ＣＴ１にロードされたアドレスＡＤ
ＲＢＬでＲＡＭ１の係数ｈ(ｍ)の値が読取られてＲＸに
転送される。一方、ＲＯＭＣのセルＡの内容、すなわち
−１（セルＡは計数器ＣＴ３によってアドレスされる）
がＲＹに転送される。次にＭＡＣがレジスタＲＸ，ＲＹ
の内容を掛け合わせて、その積をＲＰに書込む。

結果の符号ビットは線ＳＧＰで獲得することができ、次
の位相７２においてシーケンサＳＥＱによる点検を受け
る。符号ビットが１の場合、すなわちｈ(ｍ)＞０の場
合、ユニットは位相７３に入るが、その他の場合は位相
７４に入る。

位相７３および７４において、ユニットが絶対値｜ｈ
(ｍ)｜とＲＤに存在する｜ｈ(Ｗ_MAX )｜とを比較する。

位相７３でＭＡＣが位相７１での手続きに続いてＲＰの
内容に“−１”を掛けることにより正の値とし、その結
果をＲＰに再書込みする。次にＲＤの内容に“−１”を
掛け、それをＲＰに加算して、その結果をＲＰに再書込
みした後、位相７５に移る。

位相７４でＭＡＣがブロック７３からＲＰの当初の符号
を逆にしたもの（既に正になっているため）を引いた
後、位相７５に入る。

位相７５において、ユニットは位相７３または７４の演
算結果の符号について検討する。ＳＧＰ＝１であれば｜
ｈ(ｍ)｜＜｜ｈ(Ｗ_MAX )｜となり、ユニットは位相７９
に入る。逆にＳＧＰ＝０であれば、｜ｈ(ｍ)｜≧｜ｈ
(Ｗ_MAX )｜となり、ユニットは位相７６に入って係数ｈ
(ｍ)を新たな相対値最大値とみなす。

位相７６において、ＣＴ２の内容がバスＡＤＲＢを介し
てＲＡＭＡのセルＤＨに記憶される。次に位相７１の手
順により、ＭＡＣが係数ｈ(ｍ)に−１を掛けてＲＰにそ
の結果を書込む。次いで｜ｈ(ｍ)｜が｜ｈ(Ｗ_MAX )｜の
代わりにＲＤに書込まれる。

次の位相７７において、ユニットはｈ(ｍ)の符号の点検
を行う。ＳＧＰ＝１の時、ＲＤの中の値ｈ(ｍ)が既に正
になっていることを意味するため、ユニットは位相７９
に入る。ＳＧＰ＝０の時は、ＲＰの内容が正であること
を意味するため、その内容が位相７８においてＲＤに書
込まれる。

この時点でＲＤには、検査した係数の中から新たに選定
した相対的最大値の絶対値が存在する。

次に位相７９において接続線ＵＤ1,ＵＤ2 の制御信号に
より計数器ＣＴ１およびＣＴ２が１だけ増分される。

続く位相８０において、ＳＥＱの計数器ＣＴがゼロの値
に達していなければ終了していないことを意味するの
で、ＳＥＱは再び位相７１の最初のマイクロ命令にアド
レスし、位相７１においてＣＴ１の新内容によってアド
レスされる新しい係数ｈ(ｍ＋１)がＲＡＭ１において読
出され、再び位相８０までの手続き全体を行う。

反対にＣＴ＝０であれば、係数群の８つの全部の係数の
検査が終了しているため、次の位相８１において計数器
ＣＴ1,ＣＴ2 の内容を再びバスＡＤＲＢを介してＲＡＭ
ＡのセルＡＤＲＢＬおよびＭＣＰに記憶させる。またＲ
Ｄの内容はＲＡＭ１のセルＨＷＭＡＸに記憶させる。

次にユニットは位相６４（第５図）に入る。

第７図は第５図の位相６３を詳細に示したものであり、
ユニットは位相６１において最大値の位置の探索が完了
したことを確認した後、係数ｈ(Ｗ)と標本ｘ(ｋ−Ｗ)に
関して新しいアドレス値を算出する。

位相８５において、ユニットはＲＦ１（第４図）にＲＡ
ＭＡのセルＡＤＲＨＷの内容を、ＲＦ２にＲＡＭＡのセ
ルＤＨの内容をロードする。これらのデータはＲＡＭＡ
からバスＡＤＲＢを通って転送された後、レジスタＰＡ
１を経由してバスＢＵＳＰを通りレジスタＲＦ１および
ＲＦ２に入る。この時ＲＦ１には旧係数ｈ(Ｗ)のアドレ
スが存在し、ＲＦ２には先行指数と現在指数Ｗ_MAX の間
の符号および絶対値の差が存在する。

従って位相８６でＭＡＣ（第４図）は、ＲＸとＲＹにそ
れぞれ転送されるＲＦ１およびＲＦ２の内容を加算し、
その結果をＲＰに書込むため、ＲＰに存在する値は係数
ｈ(Ｗ)が記憶されているＲＡＭ１のアドレス値に対応す
る新しい指数Ｗの値となる。

位相８７においてＲＰの符号ビットＳＧＰが条件信号と
してシーケンサＳＥＱに送られる。符号ビットが１の場
合、ユニットは位相８８に入るが、その他の場合は位相
８９に入る。

ＳＧＰ＝１の状態が生じるのは、最大値係数の指数Ｗ
_MAX が６未満の場合である。この場合、位相８８におい
て０未満の指数が誤って生成されることのないように、
ユニットはセルＡＤＲＨＷの内容を“０”に設定する、
すなわちＷ＝０に設定する。

さらにユニットはセルＡＤＲＸＷまたはＲＡＭＡにもＡ
ＤＲＸＯの内容を同様に書込む、すなわちｘ(ｋ−Ｗ)＝
ｘ(ｋ)に設定した後、位相９６に入る。この場合、第３
図の第１区間は存在せず、定遅延はゼロとなる。

位相８９においてユニットはＲＰの内容が８０より大き
いかどうかを点検する。８０より大きい場合には指数ｍ
＞Ｍ＝８０＋４８＝１２８が誤って生成される場合があ
る。位相８８だけでなく位相９０においてもＲＰの内容
が８０より大きい場合、ユニットはＡＤＲＨＷを“０”
に設定してＡＤＲＸＯの内容をＡＤＲＸＷに書込む、す
なわちユニットはＷ＝０から開始する最大値位置の探索
を再開するように事前設定されるのである。さらにユニ
ットは指数が０≦ｍ≦４７の条件を満たす係数、すなわ
ち新たに決定された第２区間（第２図）の全ての係数の
値をリセットして、位相６４（第５図）の更新動作をよ
り正確なものにすることによって、先行時の数値ｈ(ｍ)
を時点ｋの数値ｈ(ｍ)と誤認するような誤りを防止す
る。

このゼロへのリセットは、最初ＣＴ＝４７（第４図）に
設定し、ＣＴ１にゼロの値をロードすることによって実
施される。ゼロへのリセットが終わると、ＣＴ１の内容
がユニットによって増分されて後続の係数をアドレスす
る一方、ＣＴはユニットによって自動的に減分される。
ＣＴ＝０になると動作完了であり、シーケンサＳＥＱは
位相９６の第１アドレスへ飛び越しを行う。

位相８９においてＲＰ≦８０が獲得された場合、ユニッ
トは位相９１に入って、ＲＰの内容をｈ(Ｗ)の新アドレ
ス値としてＲＡＭＡのＡＤＲＨＷセルに記憶させる。

次に位相９２においてＲＦ２の（すなわちＤＨの）内容
の符号を検討する。その符号が負であれば（第３図の第
２区間が低い指数に向かって変位する）、ユニットは位
相９３に入るが、その他の場合は（高い指数へ向かって
変位する）位相９４に入る。

位相９３,９４においてユニットは、新しい第２区間に
は含まれるが先の第２区間には含まれていなかった係数
を、位相９０と同じ方法により、ＣＴに絶対値をロード
し、ＣＴ１にＡＤＲＨＷに記憶されているアドレスをロ
ードしてゼロにリセットする。

位相９３においては、リセットを１回行う毎にＣＴ１の
内容を減分して行くことにより、Ｗ＋ＤＨ≦ｍ≦Ｗの指
数を有する係数（ＤＨがゼロ未満）のリセットが行われ
る。その後位相９４が開始する。

位相９４においては、リセットを１回行う毎にＣＴ１の
内容を増分して行くことにより、Ｗ＋Ｎ≦ｍ≦Ｗ＋Ｎ＋
ＤＨの指数を有する係数がゼロにリセットされた後、位
相９５が始まる。

位相９５においてｘ(ｋ−Ｗ)の新アドレスを計算する。
ＲＦ２にはまだＤＨが存在しており、ＲＡＭＡのセルＡ
ＤＲＸＷの内容がＲＦ１にロードされる。次にＭＡＣが
ＲＦ１の内容とＲＦ２の内容を加算して、予めＲＸとＲ
Ｙにロードしておき、その結果をＲＰに書込む。次にＭ
ＡＣはＲＰの内容をＡＤＲＸＷに書込み、位相９６に入
る。

位相９６においてユニットは次回の反復の位相６２（第
５図）で開始される新たな群毎の係数探索のためにＡＤ
ＲＢＬ，ＨＷＭＡＸ，ＭＣＰ，ＤＨのリセットを行う。
次いでユニットはＡＤＲＨＷの新内容をＡＤＲＢＬに記
憶させ、ＨＷＭＡＸとＤＨをゼロにリセットすると共に
ＭＣＰを“−６”に設定する。

その後ユニットは位相６４（第５図）に入る。

本発明の範囲から逸脱することなく、いろいろな変更、
修正が可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は公知のエコー消去装置の構造を示す。 第２図は本発明により変更したブロックＦＴＲの機能図
である。 第３図は等価エコーチャネルのパルス応答の典型的な時
系列を示す。 第４図は本発明により提供される方法を実施すべく構成
されたマイクロプログラムユニットの一実施態様を非限
定的な例として示す。 第５,６,７図は第４図のユニットの実行する動作を示す
流れ図である。 ＭＡＣ……演算装置、 ＭＡＸ1,ＭＡＸ2 ……マルチプレクサ、 ＳＥＱ……シーケンサ、 ＲＯＭＰ……読取り専用記憶装置、 ＰＩＰＥ……レジスタ、 ＲＯＭＣ……読取り専用記憶装置、 ＣＴ1,ＣＴ2,ＣＴ3 ……プログラム可能計数器、 ＡＤＲＢ……アドレスバス、 ＲＡＭ1,ＲＡＭ2,ＲＡＭＡ……ランダムアクセス記憶装
置、ＲＵ……レジスタ、 ＢＵＳＰ……内部バス、ＢＦ1,ＢＦ2 ……入力バス、 ＰＡ１……二方向性受信機。

フロントページの続き (72)発明者 ルチアーノ・ネツビア イタリア国トリノ、ヴイア・モンテ・オル デイガラ 41 (72)発明者 ロベルト・モンターニア イタリア国 トリノ、ヴイア・アロナ ８ (56)参考文献 特開 昭52−25516（ＪＰ，Ａ) 米国特許 3721777（ＵＳ，Ａ)

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】平坦な遅延特性の第１区間と音声時間周期
   より短かい時間周期を有する一定長の第２区間と音声時
   間周期より長い時間周期を有する第３区間とから構成さ
   れる３つの区間に分割可能と考えられるエコーチャネル
   パルス応答の推定値に基いて作動し、遠距離通話者の信
   号のディジタル標本ｘ（ｋ）と、上記遠距離通話者の信
   号によるエコー信号ｚ（ｋ）が付加された近距離通話者
   の信号のディジタル標本ｙ（ｋ）とを受信すると共に、
   このエコー信号ｚ（ｋ）が除去された送信用標本ｕ
   （ｋ）を供給する遅延線フィルタ（トランスバーサルフ
   ィルタ）を有する適応型ディジタルエコー消去装置にお
   いて、前記ディジタルエコー消去装置には処理装置を含
   み、この処理装置は： 前記消去装置の他の回路の動作を決定する制御信号
   （Ｃ，ＵＤ，ＰＬ，Ｓ）と、読取／書込み信号（ＲＷ）
   と、メモリ用のアドレスとを供給する制御部（ＭＵＸ
   １，ＳＥＱ，ＲＯＭＰ，ＰＩＰＥ）と； 第１入力バス（ＢＦ１）と第２入力バス（ＢＦ２）とを
   有し、前記第２区間に含まれるフィルタ係数ｈ（ｍ）と
   このフィルタ係数に対応する信号標本ｘ（ｋ−ｍ）との
   間のコンボリューション（畳み込み） （ｋは離散形態の時間変数）及びフィルタ係数ｈ（ｍ）
   の演算を行ない演算結果を内部バス（ＢＵＳＰ）に供給
   する演算装置（ＭＡＣ）と； 前記第２入力バス（ＢＦ２）に接続され、前記フィルタ
   係数ｈ（ｍ）の演算における所定の一定値（α／δ
   ｘ^２）を保持する読み取り専用記憶装置（ＲＯＭＣ）
   と； 内部バス（ＢＵＳＰ）上に存在する係数ｈ（ｍ）を記憶
   し、ここで係数のｍ（０≦ｍ≦Ｍ）は、遅延線フィルタ
   のｍ番目のフィルタタップの指数を表わし、更に、この
   係数ｈ（ｍ）を前記演算装置（ＭＡＣ）の第１入力バス
   （ＢＦ１）に供給する第１ランダムアクセスデータ記憶
   装置（ＲＡＭ１）と； 前記演算装置（ＭＡＣ）の第２入力バス（ＢＦ２）に存
   在する前記ディジタル標本ｘ（ｋ）の最新の（Ｍ＋１）
   個を記憶し、前記遅延線フィルタの遅延を実現する第２
   ランダムアクセスデータ記憶装置（ＲＡＭ２）と； アドレスバス（ＡＤＲＢ）に接続され、前記第１および
   第２ランダムアクセスデータ記憶装置（ＲＡＭ１，ＲＡ
   Ｍ２）のアドレスおよび、前記第２区間の決定に関連し
   た値を記憶する第３ランダムアクセスデータ記憶装置
   （ＲＡＭＡ）と； 上記記憶装置をアドレスするため、前記アドレスバス
   （ＡＤＲＢ）に接続された第１乃至第３プログラム可能
   計数器（ＣＴ１，ＣＴ２，ＣＴ３）と； 内部バス（ＢＵＳＰ）に接続され、出力標本ｕ（ｋ）を
   記憶し、更に、入力標本ｘ（ｋ），ｙ（ｋ）を選択的に
   供給する入出力装置（ＲＵ，ＭＵ，Ｘ２）と； 前記アドレスバス（ＡＤＲＢ）と前記内部バス（ＢＵＳ
   Ｐ）とを接続する双方向受信器（ＰＡ１）と； 前記第１入力バス（ＢＦ１）に接続される第１レジスタ
   （ＲＤ）と、前記内部バス（ＢＵＳＰ）を前記第１及び
   第２入力バス（ＢＦ１，ＢＦ２）にそれぞれ接続する第
   ２及び第３レジスタ（ＲＦ１，ＲＦ２）とを具え、 前記演算されたフィルタ係数ｈ（ｍ）に基づいて新たな
   第２区間を決定するに当たり、前記第２プログラム計数
   器（ＣＴ２）は前記係数ｈ（ｍ）の最大絶対値をとる指
   数から第２区間の開始点（Ｗ）を定める負の値に設定さ
   れ、第２区間に含まれる係数ｈ（ｍ）の各々の絶対値
   と、先行して行った反復動作によって決定され第１レジ
   スタ（ＲＤ）に記憶された係数ｈ（ｍ）の最大絶対値と
   の差が前記演算装置（ＭＡＣ）によって演算される毎に
   係数値が１だけ増加され、 前記差が正の場合にこの係数の絶対値が新たな最大絶対
   値として第１レジスタ（ＲＤ）に書き込まれると共に前
   記第２プログラム計数器（ＣＴ２）の計数値が新しい第
   ２区間を決定する指数の差（ＤＨ）として第３ランダム
   アクセスデータ記憶装置（ＲＡＭＡ）に書き込まれ、 更に、この第２区間の総ての係数の検査が完了した場合
   に、前記演算装置（ＭＡＣ）によって、前記第２区間の
   第１係数のアドレス（ＡＤＲＨＷ）と前記差（ＤＨ）を
   前記第３ランダムアクセスデータ記憶装置（ＲＡＭＡ）
   から読み出して加算し、この加算の結果が負の値でな
   く、かつ前記第２区間に含まれるフィルタ係数の数をＮ
   として（Ｍ−Ｎ）より大きくない場合に、この加算の結
   果を前記第３ランダムアクセスデータ記憶装置（ＲＡＭ
   Ａ）中に新しい第２区間の第１係数のアドレスとして書
   込み、ついで、前記第３ランダムアクセスデータ記憶装
   置（ＲＡＭＡ）から前記第３レジスタ（ＲＦ２）を介し
   て前記第２内部バス（ＢＦ２）上に転送される標本ｘ
   （ｋ−ｗ）のアドレス（ＡＤＲＸＷ）と、前記差（Ｄ
   Ｈ）間の加算を実行し、この加算結果を、前記第３ラン
   ダムアクセスデータ記憶装置（ＲＡＭＡ）内の以前の加
   算結果の記憶位置に、標本ｘ（ｋ−ｗ）の新しいアドレ
   スとして書込み、 また、前記第１の係数のアドレス（ＡＤＲＨＷ）とこの
   差（ＤＨ）の値との間で前記演算装置により行われた加
   算演算結果が、負の値であるか又はＭ−Ｎより大きい場
   合には、係数ｈ（０）のアドレスを、新しい第２区間の
   第１係数のアドレスとして、および標本ｘ（ｋ）のアド
   レスを標本ｘ（ｋ−ｗ）の新しいアドレスとして前記第
   ３データ記憶装置（ＲＡＭＡ）中に書込むことを特徴と
   する適応型ディジタルエコー消去装置。
2. 【請求項２】前記演算装置が前記最初の係数のアドレス
   （ＡＤＲＨＷ）と前記差（ＤＨ）の値とを加算して新し
   い第２区間を決定する際に、前記新しく第２区間に含ま
   れる前記第１記憶装置（ＲＡＭ１）のアドレスがリセッ
   トされる請求項１に記載の消去装置。