JPH0619323Y2 - 定電流電源回路 - Google Patents
定電流電源回路Info
- Publication number
- JPH0619323Y2 JPH0619323Y2 JP1987047110U JP4711087U JPH0619323Y2 JP H0619323 Y2 JPH0619323 Y2 JP H0619323Y2 JP 1987047110 U JP1987047110 U JP 1987047110U JP 4711087 U JP4711087 U JP 4711087U JP H0619323 Y2 JPH0619323 Y2 JP H0619323Y2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- power supply
- constant current
- voltage
- supply circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
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- Dc-Dc Converters (AREA)
- Control Of Voltage And Current In General (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】 ［考案の目的］ （産業上の利用分野） この考案は、例えば進行波管のヒータに印加する定電流
を発生する定電流電源回路に関する。
を発生する定電流電源回路に関する。
（従来の技術） 一般に、進行波管のヒータに定電流を印加する場合、第
４図に示すような定電流電源回路が用いられる。この定
電流電源回路は、ソース電源ＰＳの出力電圧をコンバー
タトランスＴの一次巻線Ｎ１に印加し、この一次巻線Ｎ
１に流れる電流をスイッチングトランジスタＱのオン・
オフ制御によって断続させ、これによって二次巻線Ｎ２
に誘導電流を発生させる。そして、ダイオードＤ１，Ｄ
２、チョークコイルＬ、コンデンサＣによって誘導電流
を平滑して負荷ＲＬに供給する。このとき、トランジス
タＱの出力電流をモニタ抵抗ＲＳに流し、その発生電圧
により電流制御回路（電圧制御型パルス幅制御回路で構
成される）ＣＴの出力パルス幅を制御してトランジスタ
Ｑのオン期間を制御し、抵抗ＲＳの発生電圧が一定にな
るようにする。これによって、負荷ＲＬに定電流を供給
するようにしたものである。
４図に示すような定電流電源回路が用いられる。この定
電流電源回路は、ソース電源ＰＳの出力電圧をコンバー
タトランスＴの一次巻線Ｎ１に印加し、この一次巻線Ｎ
１に流れる電流をスイッチングトランジスタＱのオン・
オフ制御によって断続させ、これによって二次巻線Ｎ２
に誘導電流を発生させる。そして、ダイオードＤ１，Ｄ
２、チョークコイルＬ、コンデンサＣによって誘導電流
を平滑して負荷ＲＬに供給する。このとき、トランジス
タＱの出力電流をモニタ抵抗ＲＳに流し、その発生電圧
により電流制御回路（電圧制御型パルス幅制御回路で構
成される）ＣＴの出力パルス幅を制御してトランジスタ
Ｑのオン期間を制御し、抵抗ＲＳの発生電圧が一定にな
るようにする。これによって、負荷ＲＬに定電流を供給
するようにしたものである。
尚、この回路はスイッチングトランジスタ１個によるフ
ォワード型スイッチング制御を行っているため、トラン
ジスタＱのオフ時に発生する逆電圧をコンバータトラン
スＴのリセット巻線Ｎ３及びダイオードＤ３によってリ
セットしている。
ォワード型スイッチング制御を行っているため、トラン
ジスタＱのオフ時に発生する逆電圧をコンバータトラン
スＴのリセット巻線Ｎ３及びダイオードＤ３によってリ
セットしている。
すなわち、この定電流電源回路は、トランジスタＱの出
力電流をモニタ抵抗ＲＳに流すことによって負荷ＲＬに
流れる電流をモニタしており、このモニタ抵抗ＲＳに発
生する電圧が一定となるように電流制御回路ＣＴを通じ
てスイッチングトランジスタＱをオン・オフ制御し、こ
れによって負荷ＲＬに流れる電流を一定にしている。し
かし、このような定電流化方式では次のような欠点があ
る。
力電流をモニタ抵抗ＲＳに流すことによって負荷ＲＬに
流れる電流をモニタしており、このモニタ抵抗ＲＳに発
生する電圧が一定となるように電流制御回路ＣＴを通じ
てスイッチングトランジスタＱをオン・オフ制御し、こ
れによって負荷ＲＬに流れる電流を一定にしている。し
かし、このような定電流化方式では次のような欠点があ
る。
すなわち、コンバータトランスＴの巻線は励磁インダク
タンスを有するため、電圧が印加されると励磁電流が発
生する。この励磁電流は印加される電圧と通電時間（ト
ランジスタＱのオン期間）の積に比例して増加する。し
たがって、モニタ抵抗ＲＳに流れる電流は第５図（ａ）
に示すようになる。同図において、Ｉ０はトランジスタ
Ｑがオンとなったときの出力電流に巻線比を乗じた電流
値である。ここで、トランジスタＱがオンされてからｔ
１時間後、ｔ２時間後にはコンバータトランスＴの励磁
電流が比例的に増加して加算され、それぞれＩ１，Ｉ２
まで増加する。
タンスを有するため、電圧が印加されると励磁電流が発
生する。この励磁電流は印加される電圧と通電時間（ト
ランジスタＱのオン期間）の積に比例して増加する。し
たがって、モニタ抵抗ＲＳに流れる電流は第５図（ａ）
に示すようになる。同図において、Ｉ０はトランジスタ
Ｑがオンとなったときの出力電流に巻線比を乗じた電流
値である。ここで、トランジスタＱがオンされてからｔ
１時間後、ｔ２時間後にはコンバータトランスＴの励磁
電流が比例的に増加して加算され、それぞれＩ１，Ｉ２
まで増加する。
このような現象は、例えば負荷ＲＬのインピーダンスが
増加してコンバータトランスＴの通電時間が増加するよ
うになった場合、第５図（ａ）に示したように実際の出
力電流以上にモニタ電圧が増加してしまうが、この電圧
変化が見掛け上の変化であるにもかかわらずそのまま電
流制御回路ＣＴに入力されるため、実際の出力電流は、
それぞれ第３図中に示すように、負荷ＲＬのインピー
ダンス増加によって低下してしまう。尚、第５図（ｂ）
はコンバータトランスの励磁インダクタンスが（ａ）図
の場合より大きい場合を示しており、この場合の実際の
出力電流は第３図中に示すように低下してしまう。同
図からわかるように、励磁電流の増大は励磁インダクタ
ンスの大きさによっても異なるものである。また、コン
バータトランスに印加される電圧変化によっても影響さ
れるものである。
増加してコンバータトランスＴの通電時間が増加するよ
うになった場合、第５図（ａ）に示したように実際の出
力電流以上にモニタ電圧が増加してしまうが、この電圧
変化が見掛け上の変化であるにもかかわらずそのまま電
流制御回路ＣＴに入力されるため、実際の出力電流は、
それぞれ第３図中に示すように、負荷ＲＬのインピー
ダンス増加によって低下してしまう。尚、第５図（ｂ）
はコンバータトランスの励磁インダクタンスが（ａ）図
の場合より大きい場合を示しており、この場合の実際の
出力電流は第３図中に示すように低下してしまう。同
図からわかるように、励磁電流の増大は励磁インダクタ
ンスの大きさによっても異なるものである。また、コン
バータトランスに印加される電圧変化によっても影響さ
れるものである。
（考案が解決しようとする問題点） 以上述べたように、従来の定電流電源回路は、負荷のイ
ンピーダンス変化、入力電圧の変動等により、出力電流
が変化し、高精度の定電流を得ることができなかった。
ンピーダンス変化、入力電圧の変動等により、出力電流
が変化し、高精度の定電流を得ることができなかった。
この考案は上記のような問題を解決するためになされた
もので、負荷のインピーダンス変化、入力電圧の変動等
が生じても高精度の定電流を供給し得る定電流電源回路
を提供することを目的とする。
もので、負荷のインピーダンス変化、入力電圧の変動等
が生じても高精度の定電流を供給し得る定電流電源回路
を提供することを目的とする。
［考案の構成］ （問題点を解決するための手段） 上記目的を達成するためにこの考案に係る定電流電源回
路は、コンバータトランスの一次側に流れる電流をスイ
ッチ素子のオン・オフ制御で断続させ、二次側に誘導電
流を発生させてこれを平滑することにより定電流を生成
するものにおいて、前記コンバータトランスの一次側に
流れる電流を入力してその電流変化に比例したモニタ電
圧を発生するモニタ電圧発生手段と、この手段で得られ
るモニタ電圧を前記スイッチ素子のオン・タイミング直
後にサンプルホールドすることで前記スイッチ素子のオ
ン期間内に前記コンバータトランスの一次側に発生する
励磁電流を除去した電流分のみの変化をモニタするサン
プルホールド回路と、このサンプルホールド回路のホー
ルド電圧に基づいて前記スイッチ素子のオン期間を制御
することにより前記二次側の出力電流から前記励磁電流
による影響を排除しつつ当該出力電流を定電流化する電
流制御回路とを具備して構成される。
路は、コンバータトランスの一次側に流れる電流をスイ
ッチ素子のオン・オフ制御で断続させ、二次側に誘導電
流を発生させてこれを平滑することにより定電流を生成
するものにおいて、前記コンバータトランスの一次側に
流れる電流を入力してその電流変化に比例したモニタ電
圧を発生するモニタ電圧発生手段と、この手段で得られ
るモニタ電圧を前記スイッチ素子のオン・タイミング直
後にサンプルホールドすることで前記スイッチ素子のオ
ン期間内に前記コンバータトランスの一次側に発生する
励磁電流を除去した電流分のみの変化をモニタするサン
プルホールド回路と、このサンプルホールド回路のホー
ルド電圧に基づいて前記スイッチ素子のオン期間を制御
することにより前記二次側の出力電流から前記励磁電流
による影響を排除しつつ当該出力電流を定電流化する電
流制御回路とを具備して構成される。
（作用） 上記構成による電流電源回路は、モニタ電圧にコンバー
タトランスのオン期間に比例して増大する励磁電流によ
る変化分が加算される前に、モニタ電圧の初期電圧をサ
ンプルホールドし、そのホールド電圧によってスイッチ
素子のオン期間を制御するので、負荷インピーダンスの
低下、入力電圧の変動等にかかわらず、定電流を発生す
ることができる。
タトランスのオン期間に比例して増大する励磁電流によ
る変化分が加算される前に、モニタ電圧の初期電圧をサ
ンプルホールドし、そのホールド電圧によってスイッチ
素子のオン期間を制御するので、負荷インピーダンスの
低下、入力電圧の変動等にかかわらず、定電流を発生す
ることができる。
（実施例） 以下、第１図乃至第３図を参照してこの考案の一実施例
を説明する。
を説明する。
第１図は第４図に示した定電流電源回路にこの考案を適
用した場合の構成を示すものである。第１図において、
第４図と同一部分には同一符号を付して示し、ここでは
異なる部分について述べる。
用した場合の構成を示すものである。第１図において、
第４図と同一部分には同一符号を付して示し、ここでは
異なる部分について述べる。
この定電流電源回路は、前記モニタ抵抗ＲＳに発生する
電圧をサンプル・ホールドするサンプル・ホールド回路
Ｓ／Ｈを有している。このサンプル・ホールド回路Ｓ／
Ｈは電流制御回路ＣＴから出力されるサンプルパルスＳ
Ｐを入力し、このサンプルパルスＳＰを入力したときの
抵抗ＲＳの発生電圧を抽出し、この抽出した電圧を次の
サンプルパルスＳＰが供給されるまで保持し、モニタ電
圧として電流制御回路ＣＴに供給するものである。上記
サンプルパルスＳＰはトランジスタＱのオン・タイミン
グに出力されるように設定される。
電圧をサンプル・ホールドするサンプル・ホールド回路
Ｓ／Ｈを有している。このサンプル・ホールド回路Ｓ／
Ｈは電流制御回路ＣＴから出力されるサンプルパルスＳ
Ｐを入力し、このサンプルパルスＳＰを入力したときの
抵抗ＲＳの発生電圧を抽出し、この抽出した電圧を次の
サンプルパルスＳＰが供給されるまで保持し、モニタ電
圧として電流制御回路ＣＴに供給するものである。上記
サンプルパルスＳＰはトランジスタＱのオン・タイミン
グに出力されるように設定される。
上記構成において、以下第２図及び第３図を参照してそ
の動作について説明する。
の動作について説明する。
モニタ抵抗ＲＳに流れる電流ＩＣは、第２図（ａ）に示
すように、トランジスタＱがオンになったとき、ソース
電源ＰＳの出力電流だけのレベルであるが、その後コン
バータトランスＴの励磁インダクタンスによって増大す
る励磁電流が加算されて時間と共に増加していく。ここ
で、電流制御回路ＣＴは、同図（ｂ）に示すように、ト
ランジスタＱのオンタイミングと同時にサンプルパルス
ＳＰを出力する。このため、サンプルホールド回路Ｓ／
Ｈは、同図（ｃ）に示すように、モニタ電流ＩＣの立上
がり時の電圧値ＶＳＨをサンプルホールドして電流制御
回路ＣＴに送る。よって、電流制御回路ＣＴは励磁電流
に関係なくトランジスタＱをオン・オフ制御するので、
モニタ抵抗ＲＳに生じる見掛け上の電圧変化に影響され
ず、例えば負荷のインピーダンスが増加してトランジス
タのオン期間が長くなっても、励磁電流によるモニタ電
圧の変化を無視するので、第３図中に示すように出力
電流を一定に維持することができる。また、入力電圧の
変化、励磁インダクタンスの大きさにも影響されない。
すように、トランジスタＱがオンになったとき、ソース
電源ＰＳの出力電流だけのレベルであるが、その後コン
バータトランスＴの励磁インダクタンスによって増大す
る励磁電流が加算されて時間と共に増加していく。ここ
で、電流制御回路ＣＴは、同図（ｂ）に示すように、ト
ランジスタＱのオンタイミングと同時にサンプルパルス
ＳＰを出力する。このため、サンプルホールド回路Ｓ／
Ｈは、同図（ｃ）に示すように、モニタ電流ＩＣの立上
がり時の電圧値ＶＳＨをサンプルホールドして電流制御
回路ＣＴに送る。よって、電流制御回路ＣＴは励磁電流
に関係なくトランジスタＱをオン・オフ制御するので、
モニタ抵抗ＲＳに生じる見掛け上の電圧変化に影響され
ず、例えば負荷のインピーダンスが増加してトランジス
タのオン期間が長くなっても、励磁電流によるモニタ電
圧の変化を無視するので、第３図中に示すように出力
電流を一定に維持することができる。また、入力電圧の
変化、励磁インダクタンスの大きさにも影響されない。
したがって、上記のように構成した定電流電源回路は、
ソース電源の変動や負荷インピーダンスの変動によって
変化するトランジスタのオン期間の変化に対して、励磁
電流によるモニタ電圧の変化分を無視することができる
ので、より精度の高い定電流を供給することができる。
ソース電源の変動や負荷インピーダンスの変動によって
変化するトランジスタのオン期間の変化に対して、励磁
電流によるモニタ電圧の変化分を無視することができる
ので、より精度の高い定電流を供給することができる。
尚、上記実施例では説明を簡単化するため、ダイオード
Ｄ１，Ｄ２によりトランジスタのオン時に発生するリカ
バリ電流を考慮していないが、より精度を向上させるた
めにはこのリカバリ電流発生時を避け、若干遅れたタイ
ミングでサンプルホールドを行なうようにすればよい。
また、スイッチング用トランジスタＱはプッシュプル接
続でもよく、電流モニタもカレントトランスを利用して
行なうこともできる。
Ｄ１，Ｄ２によりトランジスタのオン時に発生するリカ
バリ電流を考慮していないが、より精度を向上させるた
めにはこのリカバリ電流発生時を避け、若干遅れたタイ
ミングでサンプルホールドを行なうようにすればよい。
また、スイッチング用トランジスタＱはプッシュプル接
続でもよく、電流モニタもカレントトランスを利用して
行なうこともできる。
［考案の効果］ 以上のようにこの考案によれば、負荷のインピーダンス
変化、入力電圧の変動等が生じても高精度の定電流を供
給し得る定電流電源回路を提供することができる。
変化、入力電圧の変動等が生じても高精度の定電流を供
給し得る定電流電源回路を提供することができる。
第１図はこの考案に係る定電流電源回路の一実施例を示
す回路図、第２図は同実施例の動作を説明するための波
形図、第３図は従来回路及び実施例の回路の負荷インピ
ーダンスの増加に対する出力電流の変化を示す特性図、
第４図はこの考案が適用される従来の定電流電源回路の
構成を示す回路図、第５図は第４図の回路の動作を説明
するための波形図である。 ＰＳ……ソース電源、Ｔ……コンバータトランス、Ｑ…
…スイッチングトランジスタ、ＲＳ……モニタ抵抗、Ｒ
Ｌ……負荷、ＣＴ……電流制御回路、Ｓ／Ｈ……サンプ
ルホールド回路、ＳＰ……サンプルパルス、ＶＳＨ……
ホールド電圧。
す回路図、第２図は同実施例の動作を説明するための波
形図、第３図は従来回路及び実施例の回路の負荷インピ
ーダンスの増加に対する出力電流の変化を示す特性図、
第４図はこの考案が適用される従来の定電流電源回路の
構成を示す回路図、第５図は第４図の回路の動作を説明
するための波形図である。 ＰＳ……ソース電源、Ｔ……コンバータトランス、Ｑ…
…スイッチングトランジスタ、ＲＳ……モニタ抵抗、Ｒ
Ｌ……負荷、ＣＴ……電流制御回路、Ｓ／Ｈ……サンプ
ルホールド回路、ＳＰ……サンプルパルス、ＶＳＨ……
ホールド電圧。
Claims (1)
- 【請求項１】コンバータトランスの一次側に流れる電流
をスイッチ素子のオン・オフ制御で断続させ、二次側に
誘導電流を発生させてこれを平滑することにより定電流
を生成する定電流電源回路において、前記コンバータト
ランスの一次側に流れる電流を入力してその電流変化に
比例したモニタ電圧を発生するモニタ電圧発生手段と、
この手段で得られるモニタ電圧を前記スイッチ素子のオ
ン・タイミング直後にサンプルホールドすることで前記
スイッチ素子のオン期間内に前記コンバータトランスの
一次側に発生する励磁電流を除去した電流分のみの変化
をモニタするサンプルホールド回路と、このサンプルホ
ールド回路のホールド電圧に基づいて前記スイッチ素子
のオン期間を制御することにより前記二次側の出力電流
から前記励磁電流による影響を排除しつつ当該出力電流
を定電流化する電流制御回路とを具備することを特徴と
する定電流電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1987047110U JPH0619323Y2 (ja) | 1987-03-30 | 1987-03-30 | 定電流電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1987047110U JPH0619323Y2 (ja) | 1987-03-30 | 1987-03-30 | 定電流電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63156583U JPS63156583U (ja) | 1988-10-13 |
| JPH0619323Y2 true JPH0619323Y2 (ja) | 1994-05-18 |
Family
ID=30867398
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1987047110U Expired - Lifetime JPH0619323Y2 (ja) | 1987-03-30 | 1987-03-30 | 定電流電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0619323Y2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009289491A (ja) * | 2008-05-27 | 2009-12-10 | Panasonic Electric Works Co Ltd | 放電灯点灯装置 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5812029A (ja) * | 1981-07-15 | 1983-01-24 | Hitachi Ltd | スイツチングレギユレ−タの制御回路 |
| JPS61262081A (ja) * | 1985-05-13 | 1986-11-20 | Sanken Electric Co Ltd | 直流安定化電源装置 |
-
1987
- 1987-03-30 JP JP1987047110U patent/JPH0619323Y2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63156583U (ja) | 1988-10-13 |
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