JPH047668Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 (イ) 産業上の利用分野 本考案はテレビジヨン受像機等の電源として使
用されるスイツチング制御型電源回路に関する。

(ロ) 従来の技術 スイツチング制御型電源回路の一つの方式にブ
ロツキング発振型のものがあり、これは例えば第
２図のような構成である。即ち、この第２図の電
源回路に於いて、交流電源入力がラツシユ電流制
限用抵抗R₁を介してブリツジ整流回路BDに入力
され、その整流出力をコンデンサC₁によつて平
滑して得た非安定の直流電圧がコンバータトラン
スＴの入力巻線N₁、スイツチングトランジスタ
Q₁及び電流検出用抵抗R₃の直列回路に印加され
る。スイツチングトランジスタQ₁は上記トレン
スＴの帰還巻線N₂及び先の入力巻線N₁とでブロ
ツキング発振回路を構成しており、そのため上記
帰還巻線N₂がコンデンサC₅とダイオードD₅の並
列回路及び抵抗R₅を介してスイツチングトラン
ジスタQ₁のベース・エミツタ間及び電流検出用
抵抗R₃と直列に接続されている。

前記トランスＴの出力巻線N₄に密結合された
検出巻線N₃からダイオードD₆と平滑用コンデン
サC₆によつて取り出される直流電圧に対して、
トランジスタQ₃、ツエナーダイオードD₇、及び
抵抗R₇〜R₁₂からなる誤差検出部が設けられてお
り、そのＡ点に得る出力電圧が後述の各電圧と合
成されて制御トランジスタQ₂のベース・エミツ
タ間に印加されるようになつている。即ち、前記
Ａ点の電圧は、スイツチングトランジスタQ₁の
オフ期間に充電されたコンデンサC₄の両端間電
圧、及びスイツチングトランジスタQ₁のコレク
タ電流Iiによつて抵抗R₃に生じコンデンサC₃と抵
抗R₆を介してＢ点に導かれる電圧と合成されて
印加されるのである。なお、上記コンデンサC₄
の充電は、帰還巻線N₂のｄ端側から制御トラン
ジスタQ₂のベース・コレクタ間を通る図示の経
路で流れる電流Icによつて行なわれるようになつ
ている。

この電源回路の各部の電圧・電流波形は第３図
のようになるが、特に定常状態でのスイツチング
トランジスタQ₁のオン、オフは次のように行な
われる。即ち、今、スイツチングトランジスタ
Q₁のオン期間では、そのコレクタ電流Iiが時間に
つれて増大し、それによつて抵抗R₃の両端間の
電圧も増大して行く。従つて、このオン期間に制
御トランジスタQ₂のベース・エミツタ間に印加
される前述の合成電圧は、ラインＬを基準電位と
すると、オン期間の初めはOVよりも僅かに低い
負の状態になつており、この状態から正の方向に
変化して行く。そして、制御トランジスタQ₂の
ベース・エミツタ間立上り電圧Vbeを越えた時点
で、この制御トランジスタQ₂がターンオンする。
すると、上記オン期間に帰還巻線N₂からの正帰
還電流（ベース電流）Ifがその制御トランジスタ
Q₂によつてバイパスされることになり、このた
めスイツチングトランジスタQ₁がターンオフす
る。そして、スイツチングトランジスタQ₁はそ
のターンオフから一定時間経過後に、通常のブロ
ツキング発振動作によつて再びオン状態になり、
以後はこれまでの動作を繰り返す訳である。

(ハ) 考案が解決しようとする問題点 さて、第２図の電源回路では、交流入力電圧が
変化すると、スイツチングトランジスタQ₁のベ
ースに供給される正帰還電流Ifも変化するため、
次のような問題が生じる。即ち、交流入力電圧が
変化すると、スイツチングトランジスタQ₁のオ
ン期間に入力巻線N₁に印加される電圧も変化す
るため、入力巻線N₁との巻数比によつて決まる
オン期間の帰還巻線N₂の両端間電圧も変化する。
そして、この帰還巻線の電圧が変化すると、帰還
電流路内のダイオードD₅及び抵抗R₅等のインピ
ーダンスは略一定であるから、この経路を流れる
正帰還電流Ifは上記巻線N₂の電圧に比例して変
化することになる。なかでも特に入力電圧が高い
場合には、上記正帰還電流Ifが大きく増大し、こ
のためスイツチングトランジスタQ₁のベースに
蓄積される過剰電荷が多くなるので、このトラン
ジスタQ₁のターンオフ時のホールタイムが長く
なる。即ち、この場合はスイツチングトランジス
タQ₁のオン、オフのデユーテイ比制御が正確に
行なわれなくなり、出力巻線N₄からダイオード
D₃とコンデンサC₇によつて取り出される直流出
力電圧は、入力電圧が高くなると上昇することに
なる。このため、交流入力電圧に対する定電圧制
御範囲を広く設定できないと云う問題があつた。

そこで、斯る問題を解決する一つの方法とし
て、例えば特開昭59−2570号公報の電源回路で
は、帰還巻線からスイツチングトランジスタのベ
ースに供給する正帰還電流を、トランジスタやツ
エナーダイオード等からなる回路によつて定電流
化している。しかし、この方法では、定電流用ト
ランジスタ等に帰還電流即ちスイツチングトラン
ジスタのベース電流が直接流れるために、そのト
ランジスタ等での消費電力が大きく、しかも、部
品点数が多くなり相当のコストアツプを招くと言
う欠点があつた。

したがつて、本考案は、ブロツキング発振方式
のスイツチング制御型電源回路に於いて、入力電
圧に対する定電圧制御範囲を充分広く設定でき、
しかも、それを非常に簡単な構成で、且つ、余分
な電力消費を伴なわずに実現することを目的とす
る。

(ニ) 問題点を解決するための手段 本考案では、コンバータトランスの帰還巻線に
発生する電圧が所定値以上の状態を検出する手段
を設け、この手段の出力電圧を前記トランスから
得る直流出力電圧の検出出力電圧に重畳して、ス
イツチングトランジスタのベース・エミツタ間に
接続された正帰還電流バイパス用の制御素子の制
御電極に印加するようにした。

(ホ) 作用 上記構成に依れば、入力電圧が上昇して帰還巻
線の電圧が増大したときは、前記検出手段の出力
電圧が重畳された分だけ、前記制御素子の動作を
促進させ、それによつてスイツチングトランジス
タのターンオフタイミングの遅れが解消される。

(ヘ) 実施例 第１図は本考案の一実施例を示しており、第２
図と同じ記号を付した部分は同一構成であるが、
その他に次の構成が追加されている。先ず、その
第１の点は、正帰還電流経路内のダイオードD₅
及びコンデンサC₅の並列回路と抵抗R₅の接続中
点Ｃと制御トランジスタQ₂のベースＢとの間に、
ツエナーダイオードD₉と、ダイオードD₁₀と、抵
抗R₁₃を図示の如く接続した点である。また、第
２の点は、上記制御トランジスタＱのベース・エ
ミツタ間のコンデンサC₄に並列にダイオードD₁₁
を図示の如く接続した点である。

さて、斯る実施例に於いて、交流入力電圧が比
較的低く、そのためスイツチングトランジスタ
Q₁のオン期間での帰還巻線N₂の電圧が低い状態
では、ツエナーダイオードD₉及びダイオードD₁₀
はオフとなつている。従つてこの場合には、スイ
ツチングトランジスタQ₁の前述したターンオフ
動作、及び、誤差検出部のＡ点の電圧を出力電圧
の変動に応じて変化させ、それにより上記ターン
オフ動作のタイミングを可変せしめて行なう定電
圧制御等の動作は第２図の従来例の場合と全く同
じである。

ここで、制御トランジスタQ₁のベース・エミ
ツタ間のダイオードD₁₁は、前述した電流路で充
電されるコンデンサC₄の両端間電圧を約0.7Vに
固定するためのものである。即ち、上記ダイオー
ドD₁₁がなければ、スイツチングトランジスタQ₁
のオフ期間に帰還巻線N₂に発生する電圧が大き
くなると、上記コンデンサC₄の電圧も増大し、
そのため制御トランジスタQ₁のベース・エミツ
タ間が必要以上に負方向に逆バイアスされること
になり、定電圧制御感度が劣化するので、これを
改善するため、上記ダイオードD₁₁を設けている
のである。

一方、交流入力電圧が上昇し、それに伴なつて
帰還巻線N₂のオン期間の電圧が増大し、Ａ点の
電圧が、ツエナーダイオードD₉のツエナー電圧
とダイオードD₁₀の立上り電圧の和以上、Ｂ点の
電圧より高くなると、その両ダイオードD₉，D₁₀
が共にオンとなる。これによりＢ点の電圧はこれ
らのダイオードD₉，D₁₀や抵抗R₁₃を設けてない
場合よりも上昇する。従つて、この場合の帰還巻
線N₂のオン期間の電圧の増大により、前述の如
く制御トランジスタQ₁のホールタイムが長くな
つても、ツエナーダイオードD₉や抵抗R₁₃の値を
適当に選定しておけば、その分だけ上記トランジ
スタQ₁のターンオフタイミングを早めることが
できることになる。

したがつて、この実施例では、Ａ点の電圧変化
に応じてスイツチングトランジスタQ₁のターン
オフタイミングを忠実に可変制御して正確な定電
圧制御を達成できる訳である。

なお、ツエナダイオードD₉と直列のダイオー
ドD₁₀を設けたのは、このダイオードD₁₀がなけ
れば、スイツチングトランジスタQ₁のオフ期間
でのコンデンサC₄の充電が第２図図示の経路の
他に上記ツエナダイオードD₉及び抵抗R₁₃を通る
経路によつても行なわれ、この経路の電流によつ
てＢ点の電圧が変化し、定電圧制御動作に悪影響
を与えるからである。

また、本考案は、この実施例以外に次のような
方式のブロツキング発振型電源にも適用できる。
即ち、それは制御トランジスタをスイツチングト
ランジスタのオン期間中続けてオン（能動）状態
になるように構成し、その制御トランジスタによ
りスイツチングトランジスタへの正帰還電流の分
流量を直流出力電圧の変動に応じて制御し、それ
によつてスイツチングトランジスタのターンオフ
タイミングを制御するようにした電源回路であ
る。

(ト) 考案の効果 本考案の電源回路に依れば、入力電圧の変化に
よつてスイツチングトランジスタへの正帰還電流
が変動しても、スイツチングトランジスタのター
ンオフタイミングを正確に制御できるので、入力
電圧に対する定電圧制御範囲を充分広く設定でき
る。しかも、そのような制御を行なう回路部分は
上記正帰還電流を直接制御する構成ではないの
で、その回路部分での消費電力が問題にならず、
且つ、非常に簡単な構成により安価に実現でき
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案電源回路の一実施例を示す回路
図、第２図は従来のスイツチング制御型電源回路
を示す回路図、第３図はその各部の電圧、電流波
形図である。 Ｔ……コンバータトランス、N₂……帰還巻線、
Q₁……スイツチングトランジスタ、Q₂……制御
トランジスタ（制御素子）、D₉……検出手段とし
てのツエナーダイオード。

Claims (1)

1. 【実用新案登録請求の範囲】 直流入力に対してコンバータトランスＴの入力
   巻線N₁とスイツチングトランジスタQ₁のコレク
   タ・エミツタ間を直列に接続し、このスイツチン
   グトランジスタQ₁のベース・エミツタ間に前記
   コンバータトランスの帰還巻線N₂を接続してブ
   ロツキング発振回路を構成すると共に、前記帰還
   巻線N₂からの正帰還電流をバイパスする制御素
   子Q₂を前記ベース・エミツタ間に接続し、この
   制御素子Q₂を前記コンバータトランスＴから得
   る直流電圧の検出出力電圧に応じて制御すること
   により、前記スイツチングトランジスタQ₁のタ
   ーンオフタイミングを可変するようにした電源回
   路に於いて、 前記帰還巻線N₂の一端側Ｃと前記制御素子Q₂
   の制御電極との間に接続され、前記スイツチング
   トランジスタQ₁のオン期間に前記帰還巻線N₂に
   発生する正帰還電圧が所定値以上のときに導通す
   る定電圧ダイオードD₉及び電流制限抵抗R₁₃を含
   む直列回路と、 前記帰還巻線N₂の他端側ｄと前記制御電極と
   の間に接続され、前記スイイチングトランジスタ
   Q₁のオフ期間に充電されるコンデンサC₄と、 このコンデンサC₄に並列に接続されるダイオ
   ードD₁₁と、 を備えることを特徴とするスイツチング制御型電
   源回路。