JPH06196974A - Oscillation circuit and oscillation frequency adjustment method - Google Patents
Oscillation circuit and oscillation frequency adjustment methodInfo
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、コンデンサの充電およ
び放電に要する時間によって発振周波数が決定される発
振回路に関し、さらにこのような発振回路の発振周波数
を調整する発振周波数調整方法に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an oscillation circuit whose oscillation frequency is determined by the time required for charging and discharging a capacitor, and more particularly to an oscillation frequency adjusting method for adjusting the oscillation frequency of such an oscillation circuit. .
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来技術として、たとえばSignetics 19
87 Linear Data Manual vol.1:Communicationsには、Ｎ
Ｅ５６４という形式の半導体集積回路（以下、「半導体
ＩＣ」という。）１０１を用いた発振器が示されてい
る。この発振器は、図６のような構成になっており、半
導体ＩＣ１０１に発振周波数を決定するコンデンサＣ１
が接続され、そのコンデンサＣ１に並列に可変コンデン
サＶＣが接続されている。この構成では、可変コンデン
サＶＣの容量を調整することにより、発振周波数を調整
することができる。2. Description of the Related Art As a conventional technique, for example, Signetics 19
87 Linear Data Manual vol.1: Communications has N
An oscillator using a semiconductor integrated circuit (hereinafter referred to as “semiconductor IC”) 101 of the type E564 is shown. This oscillator has a structure as shown in FIG. 6, and a capacitor C1 that determines the oscillation frequency is applied to the semiconductor IC 101.
Is connected, and the variable capacitor VC is connected in parallel to the capacitor C1. With this configuration, the oscillation frequency can be adjusted by adjusting the capacitance of the variable capacitor VC.
【０００３】図７は従来の発振回路の他の構成例を示す
電気回路図である（稲葉 保著「発振回路完全マスタ
ー」日本放送出版協会参照）。この発振回路は３つのＣ
−ＭＯＳインバータ１０２，１０３，１０４と、発振周
波数を決定するコンデンサＣとを有しており、コンデン
サＣには直列に抵抗Ｒおよび可変抵抗ＶＲが接続されて
いる。この構成では、コンデンサＣに流入する電流を抵
抗Ｒおよび可変抵抗ＶＲで調整して、発振周波数が調整
される。FIG. 7 is an electric circuit diagram showing another example of the configuration of a conventional oscillation circuit (see "Insulation Circuit Complete Master" by Yasushi Inaba, Japan Broadcast Publishing Association). This oscillator circuit has three C
-MOS inverters 102, 103 and 104, and a capacitor C that determines the oscillation frequency are included, and a resistor R and a variable resistor VR are connected in series to the capacitor C. In this configuration, the oscillation frequency is adjusted by adjusting the current flowing into the capacitor C with the resistor R and the variable resistor VR.
【０００４】一方、発振周波数の調整を可変抵抗を用い
ることなく行うために、トリミングという技術がある。
これは、半導体集積回路や混成厚膜集積回路などにすで
に実装または構成されている抵抗体を研磨粉やレーザを
用いて削り、所定の抵抗値を得るものである。前者の研
磨粉を用いるトリミングをサンドブラスト法、後者のレ
ーザを用いるトリミングをレーザトリミングという。抵
抗体の抵抗値は抵抗体の長さに比例し、その幅と膜厚と
に反比例する。すでに実装または構成されている抵抗体
の膜厚を変えることは困難なため、上記のトリミング技
術では、幅を狭くしたり長さを長くしたりして、所定の
抵抗値を得ている。これらトリミング技術は方法によっ
て差異はあるが、一般的に高精度で所定の抵抗値が得ら
れる。そして、その結果、発振回路の発振周波数を調整
できる。On the other hand, there is a technique called trimming in order to adjust the oscillation frequency without using a variable resistor.
In this method, a resistor that is already mounted or configured on a semiconductor integrated circuit, a hybrid thick film integrated circuit, or the like is ground with polishing powder or a laser to obtain a predetermined resistance value. The former trimming using polishing powder is called a sandblast method, and the latter trimming using a laser is called laser trimming. The resistance value of the resistor is proportional to the length of the resistor and inversely proportional to its width and film thickness. Since it is difficult to change the film thickness of the resistor that is already mounted or configured, the above trimming technique narrows the width or lengthens the resistor to obtain a predetermined resistance value. Although these trimming techniques differ depending on the method, generally, a predetermined resistance value can be obtained with high accuracy. As a result, the oscillation frequency of the oscillation circuit can be adjusted.
【０００５】[0005]
【発明が解決しようとする課題】上述の図６の構成で
は、発振周波数の調整のために、可変コンデンサを用い
ている。ところが、この可変コンデンサは部品コストが
高く、しかも実装形態が大型化するという欠点があっ
た。さらに、可変コンデンサを用いた場合は、発振周波
数の安定度が悪化するという欠点もあった。In the configuration shown in FIG. 6, the variable capacitor is used to adjust the oscillation frequency. However, this variable capacitor has the drawbacks of high component cost and a large mounting form. Further, when the variable capacitor is used, there is a drawback that the stability of the oscillation frequency deteriorates.
【０００６】また、上述の図７の構成では、発振周波数
決定用のコンデンサに直列に抵抗を接続し、抵抗により
コンデンサへの充放電電流を加減することにより発振周
波数の調整を行っている。ところが、この回路では、Ｉ
Ｃ化により抵抗がＩＣ内に組み込まれていると調整がで
きなくなるという欠点がある。特に、コンデンサに直列
に接続される抵抗はＩＣ化になじみやすく、ＩＣ内部に
設けられることが多い。なお、ＩＣ化された抵抗体をト
リミングして発振周波数の調整を行うことは非常に困難
である。Further, in the configuration of FIG. 7 described above, the oscillation frequency is adjusted by connecting a resistor in series to the capacitor for determining the oscillation frequency and adjusting the charging / discharging current to / from the capacitor by the resistor. However, in this circuit, I
There is a drawback that adjustment cannot be performed if a resistor is incorporated in the IC due to the conversion to C. In particular, a resistor connected in series with a capacitor is easy to adapt to an IC and is often provided inside the IC. In addition, it is very difficult to trim an IC resistor to adjust the oscillation frequency.
【０００７】そこで、本発明の目的は、上述の技術的課
題を解決し、発振周波数を安定性よく所望の値に調整す
ることができ、しかも小型化を図りやすい発振回路およ
び発振周波数調整方法を提供することである。Therefore, an object of the present invention is to solve the above technical problems and to provide an oscillation circuit and an oscillation frequency adjusting method which can adjust the oscillation frequency to a desired value with good stability and which can be easily downsized. Is to provide.
【０００８】[0008]
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の請求項１記載の発振回路は、コンデンサを備え、上記
コンデンサの充電および放電に要する時間で発振周波数
が決定される発振回路であって、上記コンデンサに並列
に接続された発振周波数調整用の抵抗を含むことを特徴
とするものである。According to another aspect of the present invention, there is provided an oscillator circuit which comprises a capacitor and whose oscillation frequency is determined by the time required to charge and discharge the capacitor. A resistor for adjusting an oscillation frequency connected in parallel to the capacitor is included.
【０００９】また、請求項２記載の発振周波数調整方法
は、コンデンサの充電および放電に要する時間で発振周
波数が決定される発振回路の発振周波数を調整する方法
において、上記コンデンサに並列に抵抗を接続し、上記
抵抗の抵抗値を変化させることを特徴とするものであ
る。According to a second aspect of the present invention, there is provided an oscillation frequency adjusting method for adjusting the oscillation frequency of an oscillation circuit, the oscillation frequency of which is determined by the time required to charge and discharge the capacitor. However, the resistance value of the resistor is changed.
【００１０】[0010]
【作用】上記の構成によれば、発振周波数を決定するコ
ンデンサに発振周波数調整用の抵抗が並列に接続され
る。そうすると、電流の一部が抵抗に流れることになる
ので、コンデンサの充電電流および放電電流は抵抗の抵
抗値に対応して変化する。すなわち、充電および放電に
要する時間が変化する。このため、発振周波数を調整す
ることができる。また、抵抗の抵抗値を適当に変化させ
れば、所望の値に発振周波数を調整することができる。According to the above structure, the oscillation frequency adjusting resistor is connected in parallel to the capacitor that determines the oscillation frequency. Then, a part of the current flows through the resistor, so that the charging current and the discharging current of the capacitor change corresponding to the resistance value of the resistor. That is, the time required for charging and discharging changes. Therefore, the oscillation frequency can be adjusted. Further, the oscillation frequency can be adjusted to a desired value by appropriately changing the resistance value of the resistor.
【００１１】[0011]
【実施例】以下では、本発明の実施例を、添付図面を参
照して詳細に説明する。図１は、本発明の一実施例の無
安定マルチバイブレータの電気回路図を示す。図１の無
安定マルチバイブレータ１の特徴は、発振周波数を決め
るコンデンサＣに並列に可変抵抗ＶＲが接続されている
ことである。この並列接続された可変抵抗ＶＲによって
発振周波数を調整することができる。Embodiments of the present invention will be described in detail below with reference to the accompanying drawings. FIG. 1 shows an electric circuit diagram of an astable multivibrator according to an embodiment of the present invention. A feature of the astable multivibrator 1 shown in FIG. 1 is that a variable resistor VR is connected in parallel with a capacitor C that determines an oscillation frequency. The oscillation frequency can be adjusted by the variable resistor VR connected in parallel.
【００１２】より詳しく構成を説明すると、２つのトラ
ンジスタＴｒ１，Ｔｒ２が対称に接続されており、トラ
ンジスタＴｒ１，Ｔｒ２のコレクタにはそれぞれ抵抗Ｒ
L が接続されている。そして、抵抗ＲL を介してトラン
ジスタＴｒ１，Ｔｒ２には電源電圧＋Ｖｃｃが印加され
ている。トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のエミッタにはそ
れぞれ抵抗ＲC が接続されている。トランジスタＴｒ１
のベースはトランジスタＴｒ２のコレクタに接続されて
おり、トランジスタＴｒ２のベースはトランジスタＴｒ
１のコレクタに接続されている。また、トランジスタＴ
ｒ１，Ｔｒ２のエミッタ間はコンデンサＣで接続されて
おり、このコンデンサＣには可変抵抗ＶＲが並列に接続
されている。Explaining the structure in more detail, two transistors Tr1 and Tr2 are connected symmetrically, and resistors R and R are respectively connected to the collectors of the transistors Tr1 and Tr2.
L is connected. The power supply voltage + Vcc is applied to the transistors Tr1 and Tr2 via the resistor R L. The resistors R C are connected to the emitters of the transistors Tr1 and Tr2, respectively. Transistor Tr1
Is connected to the collector of the transistor Tr2, and the base of the transistor Tr2 is the transistor Tr2.
1 is connected to the collector. Also, the transistor T
A capacitor C is connected between the emitters of r1 and Tr2, and a variable resistor VR is connected in parallel to this capacitor C.
【００１３】図２は、図１に示す無安定マルチバイブレ
ータの各部の電圧波形を示す波形図である。図２(a) は
トランジスタＴｒ１のエミッタ電圧Ｖｅ１の波形、図２
(b)はトランジスタＴｒ２のエミッタ電圧Ｖｅ２の波
形、図２(c) はトランジスタＴｒ１のコレクタ電圧Ｖｃ
１の波形、図２(d) はトランジスタＴｒ２のコレクタ電
圧Ｖｃ２の波形、図２(e) は出力電圧Ｖｏの波形を表し
ている。以下では、図１および図２を参照しつつ、無安
定マルチバイブレータの動作を説明する。FIG. 2 is a waveform diagram showing voltage waveforms at various parts of the astable multivibrator shown in FIG. 2A shows the waveform of the emitter voltage Ve1 of the transistor Tr1, and FIG.
2B shows the waveform of the emitter voltage Ve2 of the transistor Tr2, and FIG. 2C shows the collector voltage Vc of the transistor Tr1.
2 shows the waveform of the collector voltage Vc2 of the transistor Tr2, and FIG. 2 (e) shows the waveform of the output voltage Vo. The operation of the astable multivibrator will be described below with reference to FIGS. 1 and 2.
【００１４】通電初期において、回路が不安定な状態に
あるとき、仮にトランジスタＴｒ１がＯＮであるとする
と（図２のイ）、トランジスタＴｒ１のエミッタ電圧Ｖ
ｅ１は、Ｖｅ１＝Ｖｃｃ−ＲL ＩONで表される。ただ
し、ＩONはトランジスタＴｒ１がＯＮのときのコレクタ
電流である。このエミッタ電圧Ｖｅ１は、トランジスタ
Ｔｒ１がＯＮ状態の間、一定に保たれている。If the transistor Tr1 is ON when the circuit is unstable at the initial stage of energization (a in FIG. 2), the emitter voltage V of the transistor Tr1 is
e1 is represented by Ve1 = Vcc-R L I ON . However, I ON is a collector current when the transistor Tr1 is ON. The emitter voltage Ve1 is kept constant while the transistor Tr1 is in the ON state.
【００１５】トランジスタＴｒ１がＯＮであるとトラン
ジスタＴｒ１の内部抵抗はほぼ零なので、トランジスタ
Ｔｒ１のコレクタ電圧Ｖｃ１はほぼエミッタ電圧Ｖｅ１
に等しい。したがって、トランジスタＴｒ１のコレクタ
電圧Ｖｃ１は、Ｖｃ１≒Ｖｅ１＝Ｖｃｃ−ＲL ＩONで表
される。トランジスタＴｒ２のベースはトランジスタＴ
ｒ１のコレクタと接続されているので、トランジスタＴ
ｒ２のベース電圧Ｖｂ２はトランジスタＴｒ１のコレク
タ電圧Ｖｃ１と等しい。したがって、トランジスタＴｒ
２のベース電圧Ｖｂ２は、Ｖｂ２＝Ｖｃ１≒Ｖｃｃ−Ｒ
L ＩONで表される。Since the internal resistance of the transistor Tr1 is almost zero when the transistor Tr1 is ON, the collector voltage Vc1 of the transistor Tr1 is almost the emitter voltage Ve1.
be equivalent to. Therefore, the collector voltage Vc1 of the transistor Tr1 is represented by Vc1≈Ve1 = Vcc−R L I ON . The base of the transistor Tr2 is the transistor T
Since it is connected to the collector of r1, the transistor T
The base voltage Vb2 of r2 is equal to the collector voltage Vc1 of the transistor Tr1. Therefore, the transistor Tr
2 has a base voltage Vb2 of Vb2 = Vc1≈Vcc-R
It is represented by L I ON .
【００１６】また、トランジスタＴｒ２のエミッタ電圧
Ｖｅ２は、トランジスタＴｒ１のエミッタ電圧Ｖｅ１
に、コンデンサＣの両極間の電位差Ｖcap を加えた電圧
となる。すなわち、Ｖｅ２＝Ｖｅ１＋Ｖcap ＝Ｖｃｃ−
ＲL ＩON＋Ｖcap で表される。したがって、Ｖｂ２≒Ｖ
ｃｃ−ＲL ＩONおよびＶｅ２＝Ｖｃｃ−ＲL ＩON＋Ｖca
p からトランジスタＴｒ２のベース・エミッタ間の電位
差Ｖｂｅ２は、Ｖｂｅ２＝Ｖｂ２−Ｖｅ２≒−Ｖcap と
表される。この式から、トランジスタＴｒ２のベース・
エミッタ間の電位差Ｖｂｅ２は負であるので、トランジ
スタＴｒ２はＯＦＦ状態にあることがわかる。The emitter voltage Ve2 of the transistor Tr2 is equal to the emitter voltage Ve1 of the transistor Tr1.
Is added to the potential difference V cap between both electrodes of the capacitor C. That is, Ve2 = Ve1 + V cap = Vcc-
It is represented by R L ION + V cap . Therefore, Vb2≈V
cc-R L I ON and Ve2 = Vcc-R L I ON + V ca
potential Vbe2 between the base and emitter of the transistor Tr2 from p is expressed as Vbe2 = Vb2-Ve2 ≒ -V cap . From this equation, the base of the transistor Tr2
Since the potential difference Vbe2 between the emitters is negative, it can be seen that the transistor Tr2 is in the OFF state.
【００１７】このようにトランジスタＴｒ１がＯＮでト
ランジスタＴｒ２がＯＦＦのとき、コンデンサＣは矢印
Ａ方向から充電される。このため、図２のイからロまで
の間、トランジスタＴｒ２のエミッタ電圧Ｖｅ２は除々
に低下する。これにより、トランジスタＴｒ２のベース
・エミッタ間の電位差Ｖｂｅ２は増大し、やがてベース
・エミッタ間のスイッチング電圧Ｖｓｗを越える。この
結果、トランジスタＴｒ２はＯＮに転じる（この動作
は、図２のロでの状態に相当する。）。Thus, when the transistor Tr1 is on and the transistor Tr2 is off, the capacitor C is charged in the direction of arrow A. Therefore, the emitter voltage Ve2 of the transistor Tr2 gradually decreases from a to b in FIG. As a result, the base-emitter potential difference Vbe2 of the transistor Tr2 increases, and eventually exceeds the base-emitter switching voltage Vsw. As a result, the transistor Tr2 turns ON (this operation corresponds to the state in B of FIG. 2).
【００１８】トランジスタＴｒ２がＯＮに転じるとトラ
ンジスタＴｒ２に電流が流れこむので、コレクタ電圧Ｖ
ｃ２は低下し、Ｖｃ２≒Ｖｃｃ−ＲL ＩONとなる。但
し、Ｉ ONはトランジスタＴｒ２がＯＮのときのコレクタ
電流である。また、トランジスタＴｒ１のベース・エミ
ッタ間の電位差Ｖｂｅ１は、Ｖｂｅ１＝Ｖｃ１−Ｖｅ１
≒−Ｖcap となるから、負になる。このため、トランジ
スタＴｒ１がＯＦＦに転じる。このとき、コンデンサＣ
は矢印Ｂの方向から充電され始める。そして、出力電圧
Ｖｏは、図２(e) のように負側の一定値である。When the transistor Tr2 turns on, the transistor
Since a current flows into the transistor Tr2, the collector voltage V
c2 decreases and Vc2≈Vcc-RLIONBecomes However
Then I ONIs the collector when the transistor Tr2 is ON
It is an electric current. Also, the base emitter of the transistor Tr1
The potential difference Vbe1 between the two terminals is Vbe1 = Vc1-Ve1
≒ -VcapTherefore, it becomes negative. Because of this,
The star Tr1 turns off. At this time, the capacitor C
Starts to be charged in the direction of arrow B. And the output voltage
Vo is a constant value on the negative side as shown in FIG.
【００１９】トランジスタＴｒ１がＯＦＦ、トランジス
タＴｒ２がＯＮのときは、図２のロ〜ハに表されるよう
に、各部の電圧波形が変化する。すなわち、トランジス
タＴｒ１のエミッタ電圧Ｖｅ１はスイッチング電圧Ｖｓ
ｗを越えるまで下降し、コレクタ電圧Ｖｃ１は一定に推
移する。また、トランジスタＴｒ２のエミッタ電圧Ｖｅ
２およびコレクタ電圧Ｖｃ２は、一定に推移する。この
ときの出力電圧Ｖｏは、正側の一定値である。When the transistor Tr1 is OFF and the transistor Tr2 is ON, the voltage waveform of each part changes as shown in FIGS. That is, the emitter voltage Ve1 of the transistor Tr1 is equal to the switching voltage Vs.
It falls until it exceeds w, and the collector voltage Vc1 changes constantly. Also, the emitter voltage Ve of the transistor Tr2
2 and the collector voltage Vc2 change constantly. The output voltage Vo at this time is a constant value on the positive side.
【００２０】その後、これらの動作がそれぞれ繰り返さ
れる。すなわち、無安定マルチバイブレータ１において
は、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２が交互にＯＮ／ＯＦＦ
しながら、出力が正／負に反転を繰り返す発振動作が行
われる。以上説明したように、本実施例の無安定マルチ
バイブレータは、一対のトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２に
よってコンデンサＣの充電方向を交互に切り換えること
で動作している。Thereafter, these operations are repeated. That is, in the astable multivibrator 1, the transistors Tr1 and Tr2 are alternately turned on / off.
However, the oscillation operation is repeated in which the output is repeatedly inverted between positive and negative. As described above, the astable multivibrator of this embodiment operates by alternately switching the charging direction of the capacitor C by the pair of transistors Tr1 and Tr2.
【００２１】次に、理論的な面からの考察をする。コン
デンサＣの両電極電圧、すなわちトランジスタＴｒ１，
Ｔｒ２のエミッタ電圧Ｖｅ１，Ｖｅ２は、図２(a) ，
(b) のように変化している。すなわち、コンデンサＣの
電極が接続されている側のトランジスタがＯＮ状態のと
き、電極電圧は一定電圧Ｖeon であり、トランジスタが
ＯＦＦに転ずると、このときコンデンサが有している電
荷分の電位差Ｖst分上昇する。そして、接続されている
トランジスタがＯＦＦに転じるまで、すなわちコンデン
サの電位差Ｖstがベース・エミッタ間のスイッチング電
圧Ｖstを越えるまで漸減する。この漸減過程を式で表す
と、ＯＦＦ状態のトランジスタ側のコンデンサの電極電
位ｖ(t) は、次式(1) で表される。Next, a theoretical consideration will be given. Both electrode voltages of the capacitor C, that is, the transistors Tr1,
The emitter voltages Ve1 and Ve2 of Tr2 are as shown in FIG.
It is changing as shown in (b). That is, when the transistor on the side to which the electrode of the capacitor C is connected is in the ON state, the electrode voltage is a constant voltage Veon, and when the transistor turns OFF, at this time, the potential difference Vst corresponding to the electric charge of the capacitor has. To rise. Then, it gradually decreases until the connected transistor turns off, that is, until the potential difference Vst of the capacitor exceeds the switching voltage Vst between the base and the emitter. When this gradual decrease process is expressed by an equation, the electrode potential v (t) of the capacitor on the transistor side in the OFF state is expressed by the following equation (1).
【００２２】[0022]
【数１】 [Equation 1]
【００２３】これを解き、初期条件ｔ＝０、ｖ(t) ＝Ｖ
eon ＋Ｖstを考慮すると、Solving this, initial conditions t = 0, v (t) = V
Considering eon + Vst,
【００２４】[0024]
【数２】 [Equation 2]
【００２５】と表せる。また、発振周期Ｔとすると、ｔ
＝Ｔ／２のときｖ(t) ＝Ｖeon −Ｖstであるから、発振
周波数ｆ＝１／Ｔの関係から、Can be expressed as Also, assuming that the oscillation period is T, t
= T / 2, v (t) = Veon−Vst, so from the relationship of the oscillation frequency f = 1 / T,
【００２６】[0026]
【数３】 [Equation 3]
【００２７】と表せる。次に、本発明を適用し、コンデ
ンサＣに可変抵抗ＲＶを並列接続した回路では、同様に
して以下の関係が成り立つ。ただし、Ｒv は可変抵抗Ｒ
Ｖの抵抗値を表す。Can be expressed as Next, in the circuit to which the present invention is applied and the variable resistance RV is connected in parallel to the capacitor C, the following relationships are similarly established. However, Rv is a variable resistor R
Indicates the resistance value of V.
【００２８】[0028]
【数４】 [Equation 4]
【００２９】これを解き、ｔ＝０のとき、ｖ(t) ＝Ｖeo
n ＋Ｖstという初期条件より、Solving this, when t = 0, v (t) = Veo
From the initial condition of n + Vst,
【００３０】[0030]
【数５】 [Equation 5]
【００３１】となる。また、ｔ＝Ｔ／２のときには、ｖ
(t) ＝Ｖeon −Ｖstであるから、It becomes When t = T / 2, v
Since (t) = Veon-Vst,
【００３２】[0032]
【数６】 [Equation 6]
【００３３】という式を得る。この式から発振周波数は
可変抵抗ＲＶの抵抗値Ｒv の関数で表され、抵抗によっ
ても発振周波数は調整可能であることがわかる。図３
は、上記無安定マルチバイブレータ１の可変抵抗ＶＲの
抵抗値Ｒv と発振周波数ｆとの対応関係を示すグラフで
ある。横軸は可変抵抗ＶＲの抵抗値の自然対数を採り、
縦軸は発振周波数ｆ[kHz] を採っている。また、「＋」
点は本件出願人が実際に測定したサンプル値を表し、実
線は上で求めた式(6) で求められた計算値を表してい
る。The following equation is obtained. From this equation, the oscillation frequency is represented by a function of the resistance value Rv of the variable resistor RV, and it can be seen that the oscillation frequency can be adjusted also by the resistor. Figure 3
4 is a graph showing a correspondence relationship between the resistance value Rv of the variable resistor VR of the astable multivibrator 1 and the oscillation frequency f. The horizontal axis is the natural logarithm of the resistance value of the variable resistor VR,
The vertical axis represents the oscillation frequency f [kHz]. Also, "+"
The dots represent the sample values actually measured by the applicant, and the solid lines represent the calculated values obtained by the above equation (6).
【００３４】この図より、実測値と理論値とが一致して
いることがわかる。ところで、抵抗値が比較的低い場合
（対数抵抗値が約２．２〜３．０）、発振周波数ｆは急
激に変化する。ところが、抵抗値が高い領域では（対数
抵抗値が約３．０以上）、発振周波数ｆの変化が少な
い。したがって、図において抵抗値の変化に対して発振
周波数ｆの変化が少ない範囲Ｑ１で発振周波数ｆの調整
を行えば、発振周波数ｆの微調整が行える。From this figure, it can be seen that the measured value and the theoretical value match. By the way, when the resistance value is relatively low (logarithmic resistance value is about 2.2 to 3.0), the oscillation frequency f changes rapidly. However, in the region where the resistance value is high (logarithmic resistance value is about 3.0 or more), the change of the oscillation frequency f is small. Therefore, in the figure, if the oscillation frequency f is adjusted in the range Q1 in which the change in the oscillation frequency f is small with respect to the change in the resistance value, the oscillation frequency f can be finely adjusted.
【００３５】図４は、本発明の他の実施例の発振回路の
電気回路図である。この発振回路１００は従来技術の項
で説明したＮＥ５６４という形式の半導体ＩＣ１０１を
用いたもので、図１の実施例で説明した発振回路と基本
的に同じ回路を有している。なお、図１の抵抗ＲL ，Ｒ
C に対応する抵抗は半導体ＩＣ１０１に内蔵されてい
る。FIG. 4 is an electric circuit diagram of an oscillator circuit according to another embodiment of the present invention. This oscillator circuit 100 uses a semiconductor IC 101 of the type NE564 described in the section of the prior art, and basically has the same circuit as the oscillator circuit described in the embodiment of FIG. The resistors R L and R in FIG.
A resistor corresponding to C is built in the semiconductor IC 101.
【００３６】図４の発振回路の特徴は、発振周波数ｆを
決定するコンデンサＣ１に可変抵抗ＶＲが並列に接続さ
れている点である。この可変抵抗ＶＲの抵抗値を変化さ
せることで、発振周波数ｆの調整ができる。図５は、上
記発振回路１００の可変抵抗ＶＲの抵抗値Ｒv と発振周
波数ｆとの対応関係を示すグラフである。横軸は可変抵
抗ＶＲの抵抗値Ｒv の自然対数を採り、縦軸は発振周波
数ｆ[MHz] を採っている。また、「＋」点は本件出願人
が実際に測定したサンプル値を表し、実線は回路シミュ
レーションの結果を表している。この図でも、実測値と
シミュレーション結果とがほぼ同じような形で変化して
おり、コンデンサＣ１に並列接続した可変抵抗ＶＲによ
り発振周波数ｆを調整できることがわかる。The oscillation circuit of FIG. 4 is characterized in that the variable resistor VR is connected in parallel to the capacitor C1 which determines the oscillation frequency f. The oscillation frequency f can be adjusted by changing the resistance value of the variable resistor VR. FIG. 5 is a graph showing the correspondence between the resistance value Rv of the variable resistor VR of the oscillator circuit 100 and the oscillation frequency f. The horizontal axis represents the natural logarithm of the resistance value Rv of the variable resistor VR, and the vertical axis represents the oscillation frequency f [MHz]. The "+" points represent the sample values actually measured by the applicant, and the solid line represents the result of the circuit simulation. Also in this figure, the measured value and the simulation result are changed in substantially the same manner, and it can be seen that the oscillation frequency f can be adjusted by the variable resistor VR connected in parallel to the capacitor C1.
【００３７】本発明に係る実施例の説明は以上のとおり
であるが、本発明は上述の実施例に限定されるものでは
ない。上述の実施例では、発振回路として無安定マルチ
バイブレータ１を例にとって説明したが、本発明は、発
振周波数がコンデンサの充電および放電によって決定さ
れるようなすべての発振回路に広く適用することができ
る。Although the embodiments of the present invention have been described above, the present invention is not limited to the above embodiments. In the above-described embodiments, the astable multivibrator 1 is described as an example of the oscillation circuit, but the present invention can be widely applied to all oscillation circuits in which the oscillation frequency is determined by charging and discharging the capacitor. .
【００３８】その他、本発明の要旨を変更しない範囲で
種々の設計変更を施すことは可能である。Besides, it is possible to make various design changes within the scope of the present invention.
【００３９】[0039]
【発明の効果】以上のように本発明によれば、発振周波
数を決定するコンデンサに発振周波数調整用の抵抗が並
列に接続されているので、コンデンサの充電電流および
放電電流を制御できる。このため、コンデンサの充電お
よび放電に要する時間を制御することができるので、発
振周波数を調整することができる。As described above, according to the present invention, since the resistor for adjusting the oscillation frequency is connected in parallel with the capacitor for determining the oscillation frequency, the charging current and discharging current of the capacitor can be controlled. Therefore, the time required for charging and discharging the capacitor can be controlled, and the oscillation frequency can be adjusted.
【００４０】また、本発明では抵抗を用いているので、
従来技術と比べて回路の構成を小型化することができ、
回路の設計の自由度を増やすことができる。さらに、本
発明では、発振周波数調整用に抵抗を用いているので、
たとえば厚膜抵抗をトリミングする方法を用いることが
でき、発振周波数を高精度に調整することができる。Since a resistor is used in the present invention,
The circuit configuration can be downsized compared to the conventional technology,
The degree of freedom in circuit design can be increased. Further, in the present invention, since the resistor is used for adjusting the oscillation frequency,
For example, a method of trimming the thick film resistor can be used, and the oscillation frequency can be adjusted with high accuracy.
【図１】本発明の一実施例の無安定マルチバイブレータ
の構成を示す電気回路図である。FIG. 1 is an electric circuit diagram showing a configuration of an astable multivibrator according to an embodiment of the present invention.
【図２】上記無安定マルチバイブレータの各部の電圧波
形を示す波形図である。FIG. 2 is a waveform diagram showing voltage waveforms at various parts of the astable multivibrator.
【図３】上記無安定マルチバイブレータの発振周波数と
抵抗との関係に関し、サンプル値と計算値とを示したグ
ラフである。FIG. 3 is a graph showing sample values and calculated values regarding the relationship between the oscillation frequency and resistance of the astable multivibrator.
【図４】本発明の他の実施例の発振回路の構成を示す電
気回路図である。FIG. 4 is an electric circuit diagram showing a configuration of an oscillator circuit according to another embodiment of the present invention.
【図５】上記他の実施例の発振回路における発振周波数
と抵抗との関係のサンプル値とシミュレーション結果と
を示したグラフである。FIG. 5 is a graph showing sample values and simulation results of the relationship between the oscillation frequency and the resistance in the oscillation circuit of the other example.
【図６】従来の発振回路の構成例を示す電気回路図であ
る。FIG. 6 is an electric circuit diagram showing a configuration example of a conventional oscillation circuit.
【図７】従来の発振回路の他の構成例を示す電気回路図
である。FIG. 7 is an electric circuit diagram showing another configuration example of a conventional oscillation circuit.
Ｃ コンデンサ ＶＲ 可変抵抗器 C capacitor VR variable resistor
【手続補正書】[Procedure amendment]
【提出日】平成５年２月５日[Submission date] February 5, 1993
【手続補正１】[Procedure Amendment 1]
【補正対象書類名】図面[Document name to be corrected] Drawing
【補正対象項目名】図２[Name of item to be corrected] Figure 2
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【図２】 [Fig. 2]
Claims (2)
および放電に要する時間で発振周波数が決定される発振
回路において、 上記コンデンサに並列に接続された発振周波数調整用の
抵抗を含むことを特徴とする発振回路。1. An oscillation circuit comprising a capacitor, the oscillation frequency of which is determined by the time required to charge and discharge the capacitor, including an oscillation frequency adjusting resistor connected in parallel to the capacitor. Oscillator circuit.
で発振周波数が決定される発振回路の発振周波数を調整
する方法において、 上記コンデンサに並列に抵抗を接続し、上記抵抗の抵抗
値を変化させることを特徴とする発振周波数調整方法。2. A method for adjusting the oscillation frequency of an oscillation circuit, the oscillation frequency of which is determined by the time required to charge and discharge the capacitor, wherein a resistor is connected in parallel to the capacitor and the resistance value of the resistor is changed. A method for adjusting an oscillation frequency, characterized by:
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP43A JPH06196974A (en) | 1992-12-24 | 1992-12-24 | Oscillation circuit and oscillation frequency adjustment method |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP43A JPH06196974A (en) | 1992-12-24 | 1992-12-24 | Oscillation circuit and oscillation frequency adjustment method |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06196974A true JPH06196974A (en) | 1994-07-15 |
Family
ID=18372003
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP43A Pending JPH06196974A (en) | 1992-12-24 | 1992-12-24 | Oscillation circuit and oscillation frequency adjustment method |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06196974A (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2008047692A1 (en) * | 2006-10-18 | 2008-04-24 | Niigata Seimitsu Co., Ltd. | Voltage control oscillation circuit |
| CN114301394A (en) * | 2021-12-28 | 2022-04-08 | 努比亚技术有限公司 | Double-emitter clock oscillator and mobile terminal |
-
1992
- 1992-12-24 JP JP43A patent/JPH06196974A/en active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2008047692A1 (en) * | 2006-10-18 | 2008-04-24 | Niigata Seimitsu Co., Ltd. | Voltage control oscillation circuit |
| JP2008103888A (en) * | 2006-10-18 | 2008-05-01 | Niigata Seimitsu Kk | Voltage controlled oscillator circuit |
| CN114301394A (en) * | 2021-12-28 | 2022-04-08 | 努比亚技术有限公司 | Double-emitter clock oscillator and mobile terminal |
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