JPH06197532A

JPH06197532A - 電源回路

Info

Publication number: JPH06197532A
Application number: JP34050992A
Authority: JP
Inventors: Mikihiro Yamashita; 幹弘山下; Atsushi Isaka; 篤井坂; Kaoru Furukawa; 薫古川
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1992-12-21
Filing date: 1992-12-21
Publication date: 1994-07-15

Abstract

(57)【要約】【目的】２００Ｖ系のような高レベルの交流入力に対
してもスイッチング素子の損失の増大を防止しうるよう
にする。【構成】ダイオードＤ３とツェナーダイオードＤ４
は、ベース巻線Ｌ３の誘起電圧を検出し、ツェナーダイ
オードＤ４に印加される電圧がツェナー電圧以上になる
と、ツェナーダイオードＤ４は導通してトランジスタＱ
２にベース電流を供給するようになっている。トランジ
スタＱ２は、オンになると、可変抵抗Ｒ５を介してトラ
ンジスタＱ１に供給されていたベース電流をアースライ
ンに落とすようにしている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はリンギングチョークコン
バータ（ＲＣＣ）方式の電源回路に係り、特に１００Ｖ
系、２００Ｖ系等、異なる交流入力に対して出力の一定
化を図る自動電圧切換機能を有する電源回路に関するも
のである。

【０００２】

【従来の技術】自動電圧切換機能を有する従来の電源回
路について、図１５，図１６を用いて説明する。交流入
力がＡＣ１００Ｖのときは、ベース巻線Ｌ３の誘起電圧
がツェナーダイオードＤ１３のツェナー電圧より小さい
ため、トランジスタＱ１３はオフのままである。従っ
て、トランジスタＱ１のエミッタ電流Ｉ_Eによりエミッ
タ抵抗Ｒ１の両端に発生する電圧がダイオードＤ１１と
トランジスタＱ１２のベース−エミッタ電圧の和に達す
ると、トランジスタＱ１２がオンし、トランジスタＱ１
のベース電流Ｉ_Bが零となって、トランジスタＱ１がオ
フになる。一方、交流入力がＡＣ２４０Ｖのときは、ベ
ース巻線Ｌ３の誘起電圧がツェナーダイオードＤ１３の
ツェナー電圧より大きいため、トランジスタＱ１３がオ
ンしてダイオードＤ１１を短絡する。従って、トランジ
スタＱ１のエミッタ抵抗Ｒ１の両端に発生する電圧が、
トランジスタＱ１２のベース−エミッタ電圧に達する
と、トランジスタＱ１２がオンし、トランジスタＱ１を
オフにする。このように、異なる交流入力に対してトラ
ンジスタＱ１をオフにするエミッタ電流Ｉ_Eの大きさを
切り換えることにより出力をほぼ一定にして、電池Ｂへ
供給していた。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の電源回路では、抵抗Ｒ６、ベース巻線Ｌ３の両端電
圧がブリッジダイオードＢＤでの整流電圧に左右される
ため、図１６（ｂ）に示すように、ＡＣ２４０Ｖ接続時
にトランジスタＱ１のベース電流Ｉ_Bが大きくなるた
め、その分トランジスタＱ１のオンからオフへのスイッ
チング効率を低下させ、このときのスイッチング損失に
よってトランジスタＱ１が発熱するという問題があり、
放熱構造を考慮すると小型化にも限界があった。

【０００４】本発明は、上記課題に鑑みてなされたもの
で、２００Ｖ系のような高レベルの交流入力に対しても
スイッチング素子の損失の増大を防止しうる電源回路を
提供することを目的とする。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明は、交流入力を整流して得られた直流電源の
両端に第１の巻線とスイッチング素子との直列回路が介
在されるとともに、上記スイッチング素子の制御端子に
帰還用の第２の巻線を有し、上記スイッチング素子のオ
ン、オフにより上記直流電源を上記第１の巻線を介して
出力するリンギングチョークコンバータ方式の電源回路
において、上記交流入力の電圧を検出する電圧検出手段
と、検出された上記交流入力の電圧に応じて上記スイッ
チング素子の制御端子に供給される電流レベルを制御す
る制御手段とを備えた構成である（請求項１）。

【０００６】また、上記制御手段は、上記スイッチング
素子の電流増幅率に応じて上記電流レベルの調整を可能
にする調整手段を備えている（請求項２）。

【０００７】また、上記制御手段は、上記検出された交
流入力の電圧に比例したレベルの電流を出力するもので
ある（請求項３）。

【０００８】また、請求項３記載の電源回路において、
上記スイッチング素子を流れるピーク電流を検出する電
流検出手段を備え、上記制御手段は、上記検出電流のレ
ベルに応じて上記電流レベルを制御するものである（請
求項４）。

【０００９】また、上記電圧検出手段は、上記スイッチ
ング素子を流れるピーク電流から、上記交流入力の電圧
を検出するものである（請求項５）。

【００１０】また、請求項１記載の電源回路において、
上記第１の巻線を介して出力された上記直流電源の出力
を検出する出力検出手段を備え、上記制御手段は、検出
された出力レベルに応じて、上記電流レベルを補正する
ようになされている（請求項６）。

【００１１】

【作用】本発明によれば、交流入力電圧が高いときは、
スイッチング素子の制御端子に供給される電流レベルが
低減され、交流入力電圧が高い場合でもスイッチング素
子のオンからオフへの切り換えが高速になり、スイッチ
ング損失が低減する。

【００１２】また、請求項２記載の発明によれば、スイ
ッチング素子の電流増幅率が高いときは、スイッチング
素子の制御端子に供給される電流レベルが低減される。

【００１３】また、請求項３記載の発明によれば、スイ
ッチング素子の制御端子に供給される電流レベルが交流
入力の電圧に比例してきめ細かに制御されることとな
る。

【００１４】また、請求項４記載の発明によれば、スイ
ッチング素子を流れるピーク電流が検出され、この検出
電流によりスイッチング素子の制御端子に供給される電
流レベルがきめ細かに制御される。

【００１５】また、請求項５記載の発明によれば、交流
入力がスイッチング素子を流れるピーク電流により検出
され、交流入力電圧が高いときは、スイッチング素子の
制御端子に供給される電流レベルが低減される。

【００１６】また、請求項６記載の発明によれば、直流
電源の出力が増大すると、出力の増大に応じてスイッチ
ング素子の制御端子に供給される電流レベルが補正さ
れ、出力が一定レベルに保持される。

【００１７】

【実施例】本発明に係る電源回路の第１実施例を図１〜
図３を用いて説明する。なお、図２（ａ）は交流入力が
ＡＣ１００Ｖ、（ｂ）はＡＣ２４０Ｖである。ブリッジ
ダイオードＢＤ１及びコンデンサＣ１は、交流入力ＡＣ
を整流、平滑して得られた直流電源をトランスＴの１次
巻線Ｌ１に出力するもので、１次側回路となる１次巻線
Ｌ１には、さらにスイッチング用のトランジスタＱ１と
エミッタ抵抗Ｒ１とが直列に接続されている。

【００１８】トランスＴは、１次巻線Ｌ１、２次巻線Ｌ
２及びベース巻線Ｌ３からなり、スイッチング素子とし
てのトランジスタＱ１のオン、オフにより１次巻線Ｌ１
に流入する電流がスイッチングされ、これにより２次巻
線Ｌ２及びベース巻線Ｌ３に電圧が誘起されるようにな
っている。

【００１９】２次側回路を構成する２次巻線Ｌ２には、
ダイオードＤ２が直列接続され、２次巻線Ｌ２に誘起さ
れた電力をダイオードＤ１により整流し、出力端子から
電池Ｂへ直流電流を供給可能にしている。

【００２０】トランジスタＱ１の制御端子であるベース
には、ベース巻線Ｌ３、抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ２か
らなるベース回路が接続されている。起動抵抗Ｒ６は、
コンデンサＣ２を充電し、この充電電圧によりトランジ
スタＱ１を起動するものである。そして、トランジスタ
Ｑ１のオン立上りに伴う１次巻線Ｌ１への電流流入によ
り生じるベース巻線Ｌ３の誘起電圧によりトランジスタ
Ｑ１にベース電流Ｉ_Bを供給してこれを急激にオンさせ
るようになっている。

【００２１】ダイオードＤ３とツェナーダイオードＤ４
は、ベース巻線Ｌ３の誘起電圧を検出する電圧検出回路
を構成し、ツェナーダイオードＤ４に印加される電圧が
ツェナー電圧以上になると、ツェナーダイオードＤ４は
導通してトランジスタＱ２に抵抗Ｒ３を介してベース電
流を供給する。トランジスタＱ２は、オンになると、可
変抵抗Ｒ５を介してトランジスタＱ１に供給されている
ベース電流をアースラインに落とすものである。

【００２２】次に、この電源回路の動作を説明する。起
動抵抗Ｒ６を介して、交流入力を整流、平滑して得られ
た直流電源によりコンデンサＣ２が充電され、トランジ
スタＱ１がベース電流を供給されて、オンする。そし
て、トランジスタＱ１のオン立上りに伴う１次巻線Ｌ１
への電流流入により生じるベース巻線Ｌ３の誘起電圧に
よりコンデンサＣ２の充電電圧レベルが上昇し、トラン
ジスタＱ１が急激にオンする。ここで、交流入力として
ＡＣ１００Ｖが接続された場合、電圧検出回路のツェナ
ーダイオードＤ４に印加される電圧がツェナー電圧以下
になるので、ツェナーダイオードＤ４は導通せず、トラ
ンジスタＱ２はオフになっている。また、トランジスタ
Ｑ１には図２（ａ）に示すような低レベルのベース電流
Ｉ_Bが供給される。従って、トランジスタＱ１は、エミ
ッタ電流Ｉ_Eの増加により、所定レベルで飽和してオフ
になり、スイッチング動作を行う。

【００２３】一方、交流入力としてＡＣ２４０Ｖが接続
された場合、ベース巻線Ｌ３の誘起電圧が増大し、電圧
検出回路のツェナーダイオードＤ４に印加される電圧が
ツェナー電圧以上になるので、ツェナーダイオードＤ４
は導通し、トランジスタＱ２にベース電流が供給され
る。このため、トランジスタＱ２がオンし、ベース電流
Ｉ_Bの一部が可変抵抗Ｒ５を介してアースラインに流れ
る。

【００２４】このため、トランジスタＱ１のベース電流
Ｉ_Bは、トランジスタＱ２がオフの場合（図２（ｂ）
中、破線）に比して減少することとなる。従って、トラ
ンジスタＱ１は、ＡＣ１００Ｖの接続時と同様に、エミ
ッタ電流Ｉ_Eの増加により所定レベルで飽和してオフに
なる。

【００２５】このときのベース電流Ｉ_Bを１００Ｖ接続
時に比して低くなるように設定しておくことにより、図
３に示すように、１００Ｖ接続時と同レベルの出力電流
を得ることができる。

【００２６】なお、可変抵抗Ｒ５は一定抵抗でもよい
が、可変抵抗とすることにより、トランジスタＱ１の電
流増幅率ｈ_FEのバラツキを調整することが可能になる。

【００２７】次に、本発明に係る電源回路の第２実施例
を図４〜図７を用いて説明する。なお、第１実施例と同
一物については同一符号を付し、説明を省略する。この
実施例では、ダイオードＤ３及びツェナーダイオードＤ
４からなる電圧検出回路に代えて、マイコン１を使用し
ている。

【００２８】マイコン１は、入力端子Ｐ１１で、交流入
力ＡＣの電圧に比例するベース巻線Ｌ３の誘起電圧を検
出するものである。また、マイコン１は、図５に示すよ
うに検出した電圧に比例した電圧を出力端子Ｐ１２から
トランジスタＱ２のベースに出力するようになってい
る。

【００２９】次に、第２実施例の動作を図６のフローチ
ャートを用いて説明すると、入力端子Ｐ１１で電圧を検
出し（ステップＳ１）、その検出電圧に応じて図５に示
す電圧を出力端子Ｐ１２から出力する（ステップＳ
２）。トランジスタＱ２は、この出力電圧に応じてベー
ス電流が変化する。従って、交流入力電圧が増大するに
伴って、トランジスタＱ１に供給されていたベース電流
の内トランジスタＱ２へ流れる電流の比率が変化するこ
ととなり、図７に示すように、交流入力電圧のレベルに
関係なく一定の出力電流を得ることができる。

【００３０】次に、本発明に係る電源回路の第３実施例
を図８，図９を用いて説明する。図９（ａ）はトランジ
スタＱ６有り、（ｂ）はトランジスタＱ６無しの波形図
である。なお、第１実施例と同一物については同一符号
を付し、説明を省略する。

【００３１】トランジスタＱ３は、トランジスタＱ１の
エミッタ電流によりエミッタ抵抗Ｒ１の両端に発生する
電圧が所定レベル以上になると、オンするもので、トラ
ンジスタＱ３がオンすると、トランジスタＱ４がオン
し、トランジスタＱ１のベース電流をアースラインにバ
イパスして、トランジスタＱ１をオフにするようになっ
ている。

【００３２】ダイオードＤ５とツェナーダイオードＤ６
は、交流入力電圧に比例するベース巻線Ｌ３の誘起電圧
を検出する電圧検出回路を構成し、ツェナーダイオード
Ｄ６に印加される電圧がツェナー電圧以上のときは導通
してトランジスタＱ５，Ｑ６をオンするようになってい
る。トランジスタＱ５は、オン状態では、エミッタ抵抗
Ｒ１の電圧がトランジスタＱ５オフのときに比して、
（トランジスタＱ４のＶ_BE）−（トランジスタＱ５のＶ
_CE，_SAT）分だけ低い電圧で、トランジスタＱ３をオン
させるものである。

【００３３】次に、動作について説明する。交流入力と
して高い電圧が投入された場合、抵抗Ｒ６によりトラン
ジスタＱ１がオンを開始し、ベース巻線Ｌ３の誘起電圧
が、ダイオードＤ５、トランジスタＱ５のＶ_BE電圧及び
ツェナーダイオードＤ６のツェナー電圧を越え、トラン
ジスタＱ５，Ｑ６がオンする。一方、抵抗Ｒ１にはトラ
ンジスタＱ１オンによりエミッタ電流が流れ、電圧が上
昇する。そして、エミッタ抵抗Ｒ１の両端に発生する電
圧が上記のように低いレベルでトランジスタＱ３をオン
させる。従って、高い交流入力電圧に対しては、トラン
ジスタＱ１のオフタイミングが速くなって、その分オン
時間が短縮されるので、出力電流は増大が抑制され、一
定化される。

【００３４】ところが、交流入力電圧が２倍になると、
トランジスタＱ１のベース電流も２倍になるので、トラ
ンジスタＱ１のベース領域の電荷を放電する時間が長く
なり、この結果図９（ｂ）のｔ_dに示すように、トラン
ジスタＱ１が急峻にオフせずその間に生じる損失が増大
することとなる。しかも、交流入力電圧が高くなると、
オン期間が短縮される分発振周波数が上昇するので、損
失は低い交流入力電圧の場合に比べてより増大する。

【００３５】そこで、本実施例では、ベースがトランジ
スタＱ５のベースに、コレクタが抵抗Ｒ７を介してトラ
ンジスタＱ１のベースに、エミッタがアースラインに接
続されたトランジスタＱ６を設け、トランジスタＱ５の
オンと連動してオンさせ、抵抗Ｒ７によりトランジスタ
Ｑ１のベース電流の一部を消費させ、ベース電流を低い
交流入力電圧の場合と同様なレベルにするようにしてい
る。

【００３６】これによって、図９（ａ）に示すように、
トランジスタＱ１のオフへの移行時間を短縮できる。従
って、トランジスタＱ１の電流増幅率ｈ_FEに関係無く、
高低の交流入力電圧に対して一定の出力電流を低損失で
得ることができる。

【００３７】次に、本発明に係る電源回路の第４実施例
を図１０を用いて説明する。なお、第１実施例と同一物
については同一符号を付し、説明を省略する。マイコン
２は、エミッタ抵抗Ｒ１の両端に発生する電圧を入力端
子Ｐ２１から入力して検出し、この検出電圧が所定レベ
ル以上になると、出力端子Ｐ２２から抵抗Ｒ９を介して
トランジスタＱ２のベースにオン電圧を出力してこれを
オンさせるものである。そして、トランジスタＱ１は、
このトランジスタＱ２のオンによりオフにされる。

【００３８】また、マイコン２は、入力端子Ｐ２３でベ
ース巻線Ｌ３の誘起電圧を検出し、検出電圧が所定レベ
ル以上であれば、出力端子Ｐ２４から電圧を出力し、抵
抗Ｒ１０（＞Ｒ９）を介してトランジスタＱ２に微小の
ベース電流を供給して、トランジスタＱ２を飽和領域で
動作させるものである。これにより、トランジスタＱ１
のベース電流の一部がトランジスタＱ２に流れ、トラン
ジスタＱ１のベース電流の増大を抑制することができる
ので、トランジスタＱ１の損失が低減されることにな
る。また、マイコン２は、検出電圧が高い場合に、トラ
ンジスタＱ２をオンさせるエミッタ抵抗Ｒ１の電圧の上
記所定レベルを低下させるようにして、自動電圧切換を
行う。なお、抵抗Ｒ１０に加えて順次値の異なる抵抗を
並列に接続してトランジスタＱ２に供給するベース電流
を制御すれば、さらにきめ細かいトランジスタＱ１のベ
ース電流を制御することが可能になる。

【００３９】次に、本発明に係る電源回路の第５実施例
を図１１，図１２を用いて説明する。なお、第２実施例
と同一物については同一符号を付し、説明を省略する。
出力電流検出回路３は、この電源回路の出力電流を検出
するもので、出力電流を電圧として取り出す検出抵抗Ｒ
１１、増幅器３１及び発光ダイオードとフォトトランジ
スタからなるフォトカプラＰＣで構成されている。この
出力電流検出回路３は、出力電流の増減に応じたフォト
トランジスタの発生電流を入力端子Ｐ１３に導くように
なっている。

【００４０】マイコン１は、第２実施例で説明した機能
に加えて、上記フォトトランジスタに発生する電流を入
力端子Ｐ１３で電圧として検出し、この検出電圧レベル
に応じて、出力電流が一定になるように出力端子Ｐ１２
から出力する電圧レベルを補正する機能を有するもの
で、検出電圧Ｖが所定値Ｖ₂を越えるときは、出力電圧
を上昇させ、所定値Ｖ₁未満のときは、出力電圧を低下
させるようになっている。

【００４１】次に、第５実施例の動作を図１２のフロー
チャートを用いて説明すると、入力端子Ｐ１１で電圧を
検出し（ステップＳ１１）、その検出電圧に応じて図５
に示したように出力端子Ｐ１２から電圧を出力する（ス
テップＳ１２）。次に、出力電流をフォトカプラＰＣの
出力電圧によって入力端子Ｐ１３で検出し（ステップＳ
１３）、その電圧Ｖのレベルを判別する（ステップＳ１
４）。そして、Ｖ＜Ｖ₁ならば、出力端子Ｐ１２から出
力する電圧を低下するように補正して（ステップＳ１
５）、ステップＳ１３に戻り、Ｖ₂＜Ｖならば、出力端
子Ｐ１２から出力する電圧を上昇するように補正して
（ステップＳ１６）、ステップＳ１３に戻り、一方、Ｖ
₁≦Ｖ≦Ｖ₂ならば、出力電流が適正範囲にあるので、補
正することなく終了する。

【００４２】このようにして、出力電流をより精度良く
一定レベルに保持することが可能となる。

【００４３】次に、本発明に係る電源回路の第６実施例
を図１３を用いて説明する。なお、第１，第３実施例と
同一物については同一符号を付し、説明を省略する。こ
の実施例では、トランジスタＱ１のベース電流を制御す
る抵抗Ｒ５とトランジスタＱ２との間に、発光ダイオー
ドＬＤ１を挿入している。これによって、トランジスタ
Ｑ１の損失を低減するとともに、発光ダイオードＬＤ１
を点灯させて入力電圧が２００Ｖ系であることを表示す
ることができるので、抵抗Ｒ５、トランジスタＱ２で消
費する電流を無駄にすることがない。

【００４４】次に、本発明に係る電源回路の第７実施例
を図１４を用いて説明する。なお、第５実施例と同一物
については同一符号を付し、説明を省略する。この実施
例は、上記図１１の第５実施例に加えて、発光ダイオー
ドＬＤ２及び抵抗Ｒ５をトランジスタＱ２のコレクタ側
に接続すとともに、トランジスタＱ２のコレクタ、アー
ス間に抵抗Ｒ８を接続したものである。

【００４５】交流入力が投入されて、本回路の動作が開
始すると、ベース巻線Ｌ３の誘起電圧により発光ダイオ
ードＬＤ２が点灯することとなるので、電源回路が動作
中であることを表示することができる。なお、発光ダイ
オードは、１個に限らず、数を増やしたり、異なる発光
色のものを用いてもよい。また、交流入力電圧が２００
Ｖ系のときはベース巻線Ｌ３の誘起電圧が高くなって、
発光ダイオードＬＤ２の点灯がより明るくなるので、投
入された交流入力を識別することができる。

【００４６】

【発明の効果】以上説明したように、本発明は、交流入
力電圧を検出し、入力電圧が高くなると、スイッチング
素子の制御端子に供給される電流レベルを低減するよう
にしたので、スイッチング素子の損失を低減するととも
に、その発熱を抑制することができる。従って、自動電
圧切換機能を有する高効率で小型の電源回路を供給する
ことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る電源回路の第１実施例を示す回路
図である。

【図２】第１実施例の電源回路のトランジスタＱ１のコ
レクタ−エミッタ電圧、エミッタ電流、ベース電流を示
す波形図で、（ａ）は交流入力がＡＣ１００Ｖの場合、
（ｂ）はＡＣ２４０Ｖの場合である。

【図３】第１実施例の入力電圧と出力電流との関係を示
す図である。

【図４】本発明に係る電源回路の第２実施例を示す回路
図である。

【図５】交流入力電圧とマイコンの出力電圧との関係を
示す図である。

【図６】第２実施例の動作を示すフローチャートであ
る。

【図７】第２実施例の入力電圧と出力電流との関係を示
す図である。

【図８】本発明に係る電源回路の第３実施例を示す回路
図である。

【図９】第３実施例の電源回路の交流入力２４０Ｖ時の
トランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ電圧、エミッタ
電流、ベース電流を示す波形図で、（ａ）はトランジス
タＱ６が有る場合、（ｂ）はトランジスタＱ６が無い場
合である。

【図１０】本発明に係る電源回路の第４実施例を示す回
路図である。

【図１１】本発明に係る電源回路の第５実施例を示す回
路図である。

【図１２】第５実施例の動作を示すフローチャートであ
る。

【図１３】本発明に係る電源回路の第６実施例を示す回
路図である。

【図１４】本発明に係る電源回路の第７実施例を示す回
路図である。

【図１５】従来の電源回路を示す回路図である。

【図１６】同電源回路のトランジスタＱ１のコレクタ−
エミッタ電圧、エミッタ電流、ベース電流を示す波形図
で、（ａ）は交流入力がＡＣ１００Ｖの場合、（ｂ）は
ＡＣ２４０Ｖの場合である。

【符号の説明】

１，２マイコン３電流検出回路３１増幅器Ｃ１，Ｃ２コンデンサＤ２，Ｄ３，Ｄ５ダイオードＤ４，Ｄ６ツェナーダイオードＬ１１次巻線Ｌ２２次巻線Ｌ３ベース巻線ＰＣフォトカプラＱ１トランジスタ（スイッチング素子）Ｑ２〜Ｑ６トランジスタＲ１〜Ｒ３，Ｒ５〜Ｒ１１抵抗

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流入力を整流して得られた直流電源の
両端に第１の巻線とスイッチング素子との直列回路が介
在されるとともに、上記スイッチング素子の制御端子に
帰還用の第２の巻線を有し、上記スイッチング素子のオ
ン、オフにより上記直流電源を上記第１の巻線を介して
出力するリンギングチョークコンバータ方式の電源回路
において、上記交流入力の電圧を検出する電圧検出手段
と、検出された上記交流入力の電圧に応じて上記スイッ
チング素子の制御端子に供給される電流レベルを制御す
る制御手段とを備えたことを特徴とする電源回路。
【請求項２】上記制御手段は、上記スイッチング素子
の電流増幅率に応じて上記電流レベルの調整を可能にす
る調整手段を備えていることを特徴とする請求項１記載
の電源回路。
【請求項３】上記制御手段は、上記検出された交流入
力の電圧に比例したレベルの電流を出力するものである
ことを特徴とする請求項１記載の電源回路。
【請求項４】請求項３記載の電源回路において、上記
スイッチング素子を流れるピーク電流を検出する電流検
出手段を備え、上記制御手段は、上記検出電流のレベル
に応じて上記電流レベルを制御するものであることを特
徴とする電源回路。
【請求項５】上記電圧検出手段は、上記スイッチング
素子を流れるピーク電流から、上記交流入力の電圧を検
出するものであることを特徴とする請求項１記載の電源
回路。
【請求項６】請求項１記載の電源回路において、上記
第１の巻線を介して出力された上記直流電源の出力を検
出する出力検出手段を備え、上記制御手段は、検出され
た出力レベルに応じて、上記電流レベルを補正するよう
になされていることを特徴とする電源回路。