JPH06204901A - Ｆｍ受信装置 - Google Patents
Ｆｍ受信装置Info
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- JPH06204901A JPH06204901A JP20476793A JP20476793A JPH06204901A JP H06204901 A JPH06204901 A JP H06204901A JP 20476793 A JP20476793 A JP 20476793A JP 20476793 A JP20476793 A JP 20476793A JP H06204901 A JPH06204901 A JP H06204901A
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Landscapes
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 ＦＭ受信装置の弱電界時の感度を向上させる
ことである。 【構成】 加算回路２、可変遅延回路３及び利得制御回
路が閉ループをなすように接続されて巡回フィルタを構
成しており、ＩＦ信号１が加算回路２に入力され、利得
制御回路４からの利得制御信号と合成され、その合成Ｉ
Ｆ信号がＦＭ復調回路６で復調されベースバンド信号８
を得る。このベースバンド信号８は遅延時間制御回路７
に加えられ、該回路７はこの信号に応じて可変遅延回路
３の遅延時間を制御する。
ことである。 【構成】 加算回路２、可変遅延回路３及び利得制御回
路が閉ループをなすように接続されて巡回フィルタを構
成しており、ＩＦ信号１が加算回路２に入力され、利得
制御回路４からの利得制御信号と合成され、その合成Ｉ
Ｆ信号がＦＭ復調回路６で復調されベースバンド信号８
を得る。このベースバンド信号８は遅延時間制御回路７
に加えられ、該回路７はこの信号に応じて可変遅延回路
３の遅延時間を制御する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はＦＭ受信装置に係り、特
に信号とノイズの相関性を利用してＦＭ受信の高感度化
を図るためにＩＦ（中間周波数）段の構成を改良したＦ
Ｍ受信装置に関する。
に信号とノイズの相関性を利用してＦＭ受信の高感度化
を図るためにＩＦ（中間周波数）段の構成を改良したＦ
Ｍ受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＦＭ受信機は弱電界になると主にその受
信機の初段の素子のノイズのためにＦＭ復調ができなく
なる。この電界はスレッシュホールドと呼ばれている。
この場合、受信機の初段の素子のＮＦ（雑音指数）の低
いものを使用してＣ／Ｎの改善を図ることも行われてい
たが、十分なものではない。このためＦＭ受信の感度向
上のためにＦＭフィードバック方式などが用いられてい
る。このＦＭフィードバック方式は等価的にＩＦのＦＭ
変調波の周波数偏移を小さくしてＩＦを狭帯域にしてノ
イズを低減しようとする方式である。
信機の初段の素子のノイズのためにＦＭ復調ができなく
なる。この電界はスレッシュホールドと呼ばれている。
この場合、受信機の初段の素子のＮＦ（雑音指数）の低
いものを使用してＣ／Ｎの改善を図ることも行われてい
たが、十分なものではない。このためＦＭ受信の感度向
上のためにＦＭフィードバック方式などが用いられてい
る。このＦＭフィードバック方式は等価的にＩＦのＦＭ
変調波の周波数偏移を小さくしてＩＦを狭帯域にしてノ
イズを低減しようとする方式である。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしこのＦＭフィー
ドバック方式は上述した理由で音声ステレオのＦＭ波の
ように周波数偏移がＩＦの帯域に比べてそんなに大きく
ない方式ではあまり効果が上がらないという問題があ
る。本発明の目的はかかる問題を改善するため、信号と
ノイズの相関性を利用してＦＭ受信での感度向上を図っ
たＦＭ受信装置を提案することにある。
ドバック方式は上述した理由で音声ステレオのＦＭ波の
ように周波数偏移がＩＦの帯域に比べてそんなに大きく
ない方式ではあまり効果が上がらないという問題があ
る。本発明の目的はかかる問題を改善するため、信号と
ノイズの相関性を利用してＦＭ受信での感度向上を図っ
たＦＭ受信装置を提案することにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本願の第１の発明のＦＭ受信装置は、受信信号から
得られたＩＦ成分信号と利得制御信号とを合成し合成Ｉ
Ｆ成分信号を出力する合成手段と、上記合成ＩＦ成分信
号を遅延して遅延信号を得る遅延手段と、所定の制御信
号により上記遅延信号の利得を制御して前記利得制御信
号を得る利得制御手段と、から成る巡回フィルタを備
え、前記合成ＩＦ成分信号のＦＭ復調成分信号によって
前記遅延手段の遅延時間を制御して上記巡回フィルタの
ループ伝達時間が前記ＩＦ成分信号の瞬時周波数の周期
に対応するようにする遅延時間制御手段を有することを
特徴とする。
め、本願の第１の発明のＦＭ受信装置は、受信信号から
得られたＩＦ成分信号と利得制御信号とを合成し合成Ｉ
Ｆ成分信号を出力する合成手段と、上記合成ＩＦ成分信
号を遅延して遅延信号を得る遅延手段と、所定の制御信
号により上記遅延信号の利得を制御して前記利得制御信
号を得る利得制御手段と、から成る巡回フィルタを備
え、前記合成ＩＦ成分信号のＦＭ復調成分信号によって
前記遅延手段の遅延時間を制御して上記巡回フィルタの
ループ伝達時間が前記ＩＦ成分信号の瞬時周波数の周期
に対応するようにする遅延時間制御手段を有することを
特徴とする。
【０００５】また、この発明において、第２の発明のよ
うに、前記ＦＭ復調成分信号の周波数に応じて前記遅延
信号の利得を制御するための前記制御信号を出力する補
正手段を設けてもよい。
うに、前記ＦＭ復調成分信号の周波数に応じて前記遅延
信号の利得を制御するための前記制御信号を出力する補
正手段を設けてもよい。
【０００６】本願の第３の発明のＦＭ受信装置は、受信
信号から得られたＩＦ成分信号と利得制御信号とを合成
し合成ＩＦ成分信号を出力する合成手段と、上記合成Ｉ
Ｆ成分信号を遅延して遅延信号を得る遅延手段と、所定
の制御信号により上記遅延信号の利得を制御して前記利
得制御信号を得る利得制御手段と、から成る巡回フィル
タを備え、前記合成ＩＦ成分信号をエンベロープ検波し
て検波信号を得るエンベロープ検波部と、上記検波信号
を所定の同期信号で同期検波して同期検波信号を得る同
期検波部と、上記同期検波信号と同期信号とを合成して
前記遅延手段の遅延時間を制御する遅延時間制御信号を
出力する合成部と、を含む遅延時間制御手段を有し、上
記遅延時間制御信号によって前記遅延手段が制御され
て、前記合成ＩＦ成分信号のレベルが最大となって、か
つ前記巡回フィルタのループ伝達時間が前記ＩＦ成分信
号の瞬時周波数の周期に対応することを特徴とする。
信号から得られたＩＦ成分信号と利得制御信号とを合成
し合成ＩＦ成分信号を出力する合成手段と、上記合成Ｉ
Ｆ成分信号を遅延して遅延信号を得る遅延手段と、所定
の制御信号により上記遅延信号の利得を制御して前記利
得制御信号を得る利得制御手段と、から成る巡回フィル
タを備え、前記合成ＩＦ成分信号をエンベロープ検波し
て検波信号を得るエンベロープ検波部と、上記検波信号
を所定の同期信号で同期検波して同期検波信号を得る同
期検波部と、上記同期検波信号と同期信号とを合成して
前記遅延手段の遅延時間を制御する遅延時間制御信号を
出力する合成部と、を含む遅延時間制御手段を有し、上
記遅延時間制御信号によって前記遅延手段が制御され
て、前記合成ＩＦ成分信号のレベルが最大となって、か
つ前記巡回フィルタのループ伝達時間が前記ＩＦ成分信
号の瞬時周波数の周期に対応することを特徴とする。
【０００７】本願の第４の発明のＦＭ受信装置は、受信
信号から得られたＩＦ成分信号と利得制御信号とを合成
し合成ＩＦ成分信号を出力する合成手段と、上記合成Ｉ
Ｆ成分信号を遅延して遅延信号を得る遅延手段と、所定
の制御信号により上記遅延信号の利得を制御して前記利
得制御信号を得る利得制御手段と、から成る巡回フィル
タを備え、前記合成ＩＦ成分信号をエンベロープ検波し
て検波信号を得るエンベロープ検波部と、上記検波信号
を所定時間遅延して遅延検波信号を得る遅延部と、前記
検波信号と遅延検波信号の差分信号を得る演算部と、上
記差分信号の正負を判定し、その判定結果に応じて前記
遅延手段の遅延時間を制御する遅延時間制御信号を出力
する判定部と、を含む遅延時間制御手段を有し、上記遅
延時間制御信号によって前記遅延手段が制御されて前記
合成ＩＦ成分信号のレベルが最大となって、かつ前記巡
回フィルタのループ伝達時間が前記ＩＦ成分信号の瞬時
周波数の周期に対応することを特徴とする。
信号から得られたＩＦ成分信号と利得制御信号とを合成
し合成ＩＦ成分信号を出力する合成手段と、上記合成Ｉ
Ｆ成分信号を遅延して遅延信号を得る遅延手段と、所定
の制御信号により上記遅延信号の利得を制御して前記利
得制御信号を得る利得制御手段と、から成る巡回フィル
タを備え、前記合成ＩＦ成分信号をエンベロープ検波し
て検波信号を得るエンベロープ検波部と、上記検波信号
を所定時間遅延して遅延検波信号を得る遅延部と、前記
検波信号と遅延検波信号の差分信号を得る演算部と、上
記差分信号の正負を判定し、その判定結果に応じて前記
遅延手段の遅延時間を制御する遅延時間制御信号を出力
する判定部と、を含む遅延時間制御手段を有し、上記遅
延時間制御信号によって前記遅延手段が制御されて前記
合成ＩＦ成分信号のレベルが最大となって、かつ前記巡
回フィルタのループ伝達時間が前記ＩＦ成分信号の瞬時
周波数の周期に対応することを特徴とする。
【０００８】更に本願の第５の発明のＦＭ受信装置は、
受信信号から得られたＩＦ成分信号と利得制御信号とを
合成し合成ＩＦ成分信号を出力する合成手段と、上記合
成手段からの合成ＩＦ成分信号を遅延して遅延信号を得
る遅延手段と、上記遅延信号の利得を所定値に制御して
前記利得制御信号を得る利得制御手段と、から成る巡回
フィルタを備え、前記遅延手段の遅延時間は上記巡回フ
ィルタのループ伝達時間が前記ＩＦ成分信号の瞬時周期
に対応するように設定されていて、ＩＦ帯域の異なる上
記巡回フィルタが複数段縦列的に接続され、最終段の巡
回フィルタの合成ＩＦ信号をＦＭ復調することを特徴と
する。
受信信号から得られたＩＦ成分信号と利得制御信号とを
合成し合成ＩＦ成分信号を出力する合成手段と、上記合
成手段からの合成ＩＦ成分信号を遅延して遅延信号を得
る遅延手段と、上記遅延信号の利得を所定値に制御して
前記利得制御信号を得る利得制御手段と、から成る巡回
フィルタを備え、前記遅延手段の遅延時間は上記巡回フ
ィルタのループ伝達時間が前記ＩＦ成分信号の瞬時周期
に対応するように設定されていて、ＩＦ帯域の異なる上
記巡回フィルタが複数段縦列的に接続され、最終段の巡
回フィルタの合成ＩＦ信号をＦＭ復調することを特徴と
する。
【０００９】更に本願の第６の発明のＦＭ受信装置は、
受信信号から得られたＩＦ成分信号を複数の系統に分配
する分配手段と、各系統に分配されたＩＦ成分信号を遅
延させる可変遅延手段と、遅延された各ＩＦ成分信号と
遅延されていない１系統のＩＦ成分信号とを加算する加
算手段と、加算されたＩＦ成分信号を検波する検波手段
と、検波されたＦＭ復調信号に応じて上記可変遅延手段
の遅延量を制御する制御手段と、を備えたことを特徴と
する。
受信信号から得られたＩＦ成分信号を複数の系統に分配
する分配手段と、各系統に分配されたＩＦ成分信号を遅
延させる可変遅延手段と、遅延された各ＩＦ成分信号と
遅延されていない１系統のＩＦ成分信号とを加算する加
算手段と、加算されたＩＦ成分信号を検波する検波手段
と、検波されたＦＭ復調信号に応じて上記可変遅延手段
の遅延量を制御する制御手段と、を備えたことを特徴と
する。
【００１０】
【作用】第１の発明のＦＭ受信装置において、巡回フィ
ルタを構成する遅延手段の遅延時間はＦＭ復調成分信号
によって制御され、巡回フィルタのループ伝達時間がＩ
Ｆ成分信号の瞬時周波数の周期に対応するようにされ
る。この場合、第２の発明の装置においては、前記ＦＭ
復調成分信号の周波数に応じて前記遅延信号の利得を制
御するための制御信号が前記利得制御手段に与えられ
る。
ルタを構成する遅延手段の遅延時間はＦＭ復調成分信号
によって制御され、巡回フィルタのループ伝達時間がＩ
Ｆ成分信号の瞬時周波数の周期に対応するようにされ
る。この場合、第２の発明の装置においては、前記ＦＭ
復調成分信号の周波数に応じて前記遅延信号の利得を制
御するための制御信号が前記利得制御手段に与えられ
る。
【００１１】第３の発明の装置おいては、前記合成ＩＦ
信号をエンベロープ検波して得られた検波信号を所定の
同期信号で同期検波する。その結果得られた同期検波信
号と同期信号との合成信号で、前記遅延手段の遅延時間
が制御される。また、第４の発明の装置では、前記エン
ベロープ検波信号を所定時間、遅延させた遅延検波信号
と上記検波信号との差分信号の正負を判定して、その判
定結果に応じて前記遅延手段の遅延時間が制御される。
信号をエンベロープ検波して得られた検波信号を所定の
同期信号で同期検波する。その結果得られた同期検波信
号と同期信号との合成信号で、前記遅延手段の遅延時間
が制御される。また、第４の発明の装置では、前記エン
ベロープ検波信号を所定時間、遅延させた遅延検波信号
と上記検波信号との差分信号の正負を判定して、その判
定結果に応じて前記遅延手段の遅延時間が制御される。
【００１２】更に、第５の発明の装置においては巡回フ
ィルタが複数縦列的に接続されており、最終段の巡回フ
ィルタの合成ＩＦ信号がＦＭ復調される。更にまた、第
６の発明の装置において、各系統に分配されたＩＦ成分
信号は遅延され、遅延されていない１系統のＩＦ成分信
号と加算されて検波される。検波されたＦＭ復調信号に
よりＩＦ成分信号の遅延量が制御される。
ィルタが複数縦列的に接続されており、最終段の巡回フ
ィルタの合成ＩＦ信号がＦＭ復調される。更にまた、第
６の発明の装置において、各系統に分配されたＩＦ成分
信号は遅延され、遅延されていない１系統のＩＦ成分信
号と加算されて検波される。検波されたＦＭ復調信号に
よりＩＦ成分信号の遅延量が制御される。
【００１３】
【実施例】以下図面に示す各発明の実施例を説明する。
図１は本願の第１の発明の一実施例で、１はＦＭ受信信
号から得られたＩＦ信号、２は加算回路で、前記合成手
段に相当する。３は前記遅延手段としての可変遅延回
路、４は前記利得制御手段としての利得制御回路で、加
算回路２、可変遅延回路３及び利得制御回路４により巡
回フィルタが構成される。
図１は本願の第１の発明の一実施例で、１はＦＭ受信信
号から得られたＩＦ信号、２は加算回路で、前記合成手
段に相当する。３は前記遅延手段としての可変遅延回
路、４は前記利得制御手段としての利得制御回路で、加
算回路２、可変遅延回路３及び利得制御回路４により巡
回フィルタが構成される。
【００１４】ＩＦ信号１は利得制御回路４からの利得制
御信号と加算回路２で合成され、その合成ＩＦ信号は可
変遅延回路３及びＦＭ復調回路６に加えられる。可変遅
延回路３からの遅延信号は利得制御回路４で利得制御さ
れてから前記利得制御信号として加算回路２にフィード
バックされる。
御信号と加算回路２で合成され、その合成ＩＦ信号は可
変遅延回路３及びＦＭ復調回路６に加えられる。可変遅
延回路３からの遅延信号は利得制御回路４で利得制御さ
れてから前記利得制御信号として加算回路２にフィード
バックされる。
【００１５】ＦＭ復調回路６からのＦＭ復調信号をロー
パスフィルタ（ＬＰＦ）を介して得たベースバンド信号
８が遅延時間制御回路７に加えられ、該回路から出力さ
れる遅延時間制御信号により可変遅延回路３の遅延時間
τが制御されて、巡回フィルタのループ伝達時間がＦＭ
受信信号（ＩＦ信号）の瞬時周波数の周期に対応するよ
うになされる。
パスフィルタ（ＬＰＦ）を介して得たベースバンド信号
８が遅延時間制御回路７に加えられ、該回路から出力さ
れる遅延時間制御信号により可変遅延回路３の遅延時間
τが制御されて、巡回フィルタのループ伝達時間がＦＭ
受信信号（ＩＦ信号）の瞬時周波数の周期に対応するよ
うになされる。
【００１６】また、利得制御回路４の利得ｋは、所定の
制御信号、例えば、ＩＦ信号の振幅に応じた制御信号５
で制御され、ｋ＜１ならば、加算回路２の入力であるＩ
Ｆ信号に対し出力の合成ＩＦ信号は１／（１−ｋ）とな
る。従ってＣ／Ｎが改善され、ＦＭ受信感度が向上す
る。
制御信号、例えば、ＩＦ信号の振幅に応じた制御信号５
で制御され、ｋ＜１ならば、加算回路２の入力であるＩ
Ｆ信号に対し出力の合成ＩＦ信号は１／（１−ｋ）とな
る。従ってＣ／Ｎが改善され、ＦＭ受信感度が向上す
る。
【００１７】図２は遅延時間τ＝τ0＝１／ｆ0に固定し
た場合の巡回フィルタの特性、即ち、加算回路２の出力
である合成ＩＦ信号を示す。同図から明らかなように、
ｆ＝ｆ0では振幅は入力の１／（１−ｋ）になるが、周
波数ｆがずれると、出力は低下する。ＦＭ波の場合には
変調信号で周波数ｆが変化するので、前述したようにＦ
Ｍ復調信号に応じて遅延時間τを制御して１／（１−
ｋ）の振幅を保持する。
た場合の巡回フィルタの特性、即ち、加算回路２の出力
である合成ＩＦ信号を示す。同図から明らかなように、
ｆ＝ｆ0では振幅は入力の１／（１−ｋ）になるが、周
波数ｆがずれると、出力は低下する。ＦＭ波の場合には
変調信号で周波数ｆが変化するので、前述したようにＦ
Ｍ復調信号に応じて遅延時間τを制御して１／（１−
ｋ）の振幅を保持する。
【００１８】図３は可変遅延回路３の一構成例で、複数
のバリキャップ３ａを用いた可変遅延線３ｂから成る。
制御電圧Ｖｃによりバリキャップ３ａの容量が変化し、
バリキャップ３ａの容量が大きくなれば、遅延時間は大
きくなり、容量が小さくなれば遅延時間は小さくなる。
のバリキャップ３ａを用いた可変遅延線３ｂから成る。
制御電圧Ｖｃによりバリキャップ３ａの容量が変化し、
バリキャップ３ａの容量が大きくなれば、遅延時間は大
きくなり、容量が小さくなれば遅延時間は小さくなる。
【００１９】図４は図１の巡回フィルタにおいてフィー
ドバックをｎ回繰り返した時の振幅の割合ｋnが０．１
（直接信号をｋ＝１とする）となる場合のｋの大きさを
示す。同図から明らかなようにｋ＝０．９ではｎ＝２１
回で０．１となるが、ｋが１に近付くと急激にｎが増大
する。ＦＭ放送波ではＩＦ信号の周波数は１０．７ＭHz
（τ＝１／ｆｉ＝９３．４５ｎｓ）であり、ｎ＝２００
では、ｎτ＝１８．７μｓとなる。ＦＭステレオ放送で
は、副搬送波の周波数は３８ＫHzであり、１周期は２６
μｓで、半周期は１３μｓなので、ｎ＝２００では巡回
ループによる積分効果によりステレオ搬送波成分が減少
してしまう。即ち、利得ｋを大きくしてＣ／Ｎを改善す
ることとベースバンド信号を忠実に再生することとは一
致しなくなる問題があり得る。
ドバックをｎ回繰り返した時の振幅の割合ｋnが０．１
（直接信号をｋ＝１とする）となる場合のｋの大きさを
示す。同図から明らかなようにｋ＝０．９ではｎ＝２１
回で０．１となるが、ｋが１に近付くと急激にｎが増大
する。ＦＭ放送波ではＩＦ信号の周波数は１０．７ＭHz
（τ＝１／ｆｉ＝９３．４５ｎｓ）であり、ｎ＝２００
では、ｎτ＝１８．７μｓとなる。ＦＭステレオ放送で
は、副搬送波の周波数は３８ＫHzであり、１周期は２６
μｓで、半周期は１３μｓなので、ｎ＝２００では巡回
ループによる積分効果によりステレオ搬送波成分が減少
してしまう。即ち、利得ｋを大きくしてＣ／Ｎを改善す
ることとベースバンド信号を忠実に再生することとは一
致しなくなる問題があり得る。
【００２０】図５はかかる場合に対処するように更に改
良された本願の第２の発明に基づく実施例で、図１の回
路に対し更に前記補正手段としての周波数補正回路１０
を備えている。周波数補正回路１０にはベースバンド信
号９が与えられ、その周波数成分に応じて、例えば、略
反比例して利得制御回路４の利得ｋを制御する。即ち、
図４のｋnの特性に示すように、ベースバンド信号９の
周波数が高くなると、ＦＭ波の瞬時周波数の変動が短時
間になるので、ｋnの減衰を早くし、ベースバンド信号
の周波数が低い場合にはＦＭ波の瞬時周波数はほぼ一定
の期間が長くなるので、ｋを大きくしてｋnの減衰を遅
くしてＣ／Ｎの改善度を大きくする。
良された本願の第２の発明に基づく実施例で、図１の回
路に対し更に前記補正手段としての周波数補正回路１０
を備えている。周波数補正回路１０にはベースバンド信
号９が与えられ、その周波数成分に応じて、例えば、略
反比例して利得制御回路４の利得ｋを制御する。即ち、
図４のｋnの特性に示すように、ベースバンド信号９の
周波数が高くなると、ＦＭ波の瞬時周波数の変動が短時
間になるので、ｋnの減衰を早くし、ベースバンド信号
の周波数が低い場合にはＦＭ波の瞬時周波数はほぼ一定
の期間が長くなるので、ｋを大きくしてｋnの減衰を遅
くしてＣ／Ｎの改善度を大きくする。
【００２１】図６は周波数補正回路１０の一構成例で、
１１及び１３はバッファ回路、１２は高域強調回路（例
えば、微分回路）、１４は検波回路である。図６の回路
において、ベースバンド信号９はバッファ回路１１を介
して高域強調回路１２に加えられ、その出力がバッファ
回路１３を介して検波回路１４で検波（整流）され、そ
の検波出力としてのＤＣ成分（低周波成分を含む）によ
り利得制御回路４の利得が制御される。
１１及び１３はバッファ回路、１２は高域強調回路（例
えば、微分回路）、１４は検波回路である。図６の回路
において、ベースバンド信号９はバッファ回路１１を介
して高域強調回路１２に加えられ、その出力がバッファ
回路１３を介して検波回路１４で検波（整流）され、そ
の検波出力としてのＤＣ成分（低周波成分を含む）によ
り利得制御回路４の利得が制御される。
【００２２】図７は利得制御回路４の一構成例で、４
ａ，４ｂはトランジスタ、Ｒ1，Ｒ2は抵抗である。前記
可変遅延回路３からの遅延信号はトランジスタ４ａのベ
ースに、また周波数補正回路１０から出力される制御電
圧はトランジスタ４ｂのベースに、それぞれ加えられ
る。トランジスタ４ａ，４ｂはエミッタ抵抗Ｒ1と、コ
レクタ抵抗（負荷）Ｒ2を共通としており、そのコレク
タの出力が加算回路２へ送られる。
ａ，４ｂはトランジスタ、Ｒ1，Ｒ2は抵抗である。前記
可変遅延回路３からの遅延信号はトランジスタ４ａのベ
ースに、また周波数補正回路１０から出力される制御電
圧はトランジスタ４ｂのベースに、それぞれ加えられ
る。トランジスタ４ａ，４ｂはエミッタ抵抗Ｒ1と、コ
レクタ抵抗（負荷）Ｒ2を共通としており、そのコレク
タの出力が加算回路２へ送られる。
【００２３】図６の回路ではベースバンド信号の周波数
が低いと、高域強調回路１２の出力は低下し、検波回路
１４の検波出力も低くなる。従ってエミッタ抵抗Ｒ1の
端子電圧が小さくなり、上記コレクタの出力の振幅は大
きくなる。即ち、ｋは大きくなる。反対にベースバンド
信号の周波数が高くなると、高域強調回路１２の出力振
幅は増大し、検波回路１４の検波出力も大きくなり、ト
ランジスタ４ａを流れる電流が大きくなる。従ってトラ
ンジスタ４ａ，４ｂに共通のエミッタ電圧もＲ1により
増大し前記コレクタの出力振幅は小さくなる。結局ルー
プの利得ｋは小さくなる。
が低いと、高域強調回路１２の出力は低下し、検波回路
１４の検波出力も低くなる。従ってエミッタ抵抗Ｒ1の
端子電圧が小さくなり、上記コレクタの出力の振幅は大
きくなる。即ち、ｋは大きくなる。反対にベースバンド
信号の周波数が高くなると、高域強調回路１２の出力振
幅は増大し、検波回路１４の検波出力も大きくなり、ト
ランジスタ４ａを流れる電流が大きくなる。従ってトラ
ンジスタ４ａ，４ｂに共通のエミッタ電圧もＲ1により
増大し前記コレクタの出力振幅は小さくなる。結局ルー
プの利得ｋは小さくなる。
【００２４】このように図５の実施例によると、ＦＭ波
の弱電界受信時に巡回フィルタのループ利得を、ベース
バンド信号が低周波の時は大きくしてＣ／Ｎを改善する
と共にベースバンド信号の高周波の時は上記利得を小さ
くしてベースバンド信号の劣化を小さくして良好なＦＭ
復調を行うことができる。
の弱電界受信時に巡回フィルタのループ利得を、ベース
バンド信号が低周波の時は大きくしてＣ／Ｎを改善する
と共にベースバンド信号の高周波の時は上記利得を小さ
くしてベースバンド信号の劣化を小さくして良好なＦＭ
復調を行うことができる。
【００２５】図８は本願の第３の発明に基づく実施例
で、２０は前記遅延時間制御手段に対応する遅延時間制
御回路である。該回路２０において、２１はエンベロー
プ検波回路、２２は交流増幅器で、前記エンベロープ検
波部を構成する。２３，２４は前記同期検波部を構成す
る同期検波回路及び同期信号（ｅωｓωαｔ）発生器、
２５は前記合成部としての加算回路、２６は制御増幅器
である。上記同期信号で、ｅは、例えば、可変遅延回路
３として用いられる遅延線の長さを変化させたことによ
り巡回フィルタの出力が変化する大きさである。また周
波数ωαはＦＭベースバンド信号の上限周波数よりも高
く、ＩＦ信号の搬送波の周波数よりは低くする。
で、２０は前記遅延時間制御手段に対応する遅延時間制
御回路である。該回路２０において、２１はエンベロー
プ検波回路、２２は交流増幅器で、前記エンベロープ検
波部を構成する。２３，２４は前記同期検波部を構成す
る同期検波回路及び同期信号（ｅωｓωαｔ）発生器、
２５は前記合成部としての加算回路、２６は制御増幅器
である。上記同期信号で、ｅは、例えば、可変遅延回路
３として用いられる遅延線の長さを変化させたことによ
り巡回フィルタの出力が変化する大きさである。また周
波数ωαはＦＭベースバンド信号の上限周波数よりも高
く、ＩＦ信号の搬送波の周波数よりは低くする。
【００２６】遅延時間制御回路２０において、加算回路
２からの合成ＩＦ信号がエンベロープ検波回路２１によ
りエンベロープ検波され、その検波出力を交流増幅器２
２で増幅することによりその変化分のみを検波信号Ｓと
して取り出し、同期検波回路２３に加える。同期検波回
路２３では上記検波信号が同期信号で同期検波されて同
期検波信号を加算回路２５に送るが、該回路２５には上
記同期信号が加えられており、両信号が合成されて遅延
時間制御信号が制御増幅器２６を介して可変遅延回路３
に加えられ、その遅延時間を制御（時間変調）する。
２からの合成ＩＦ信号がエンベロープ検波回路２１によ
りエンベロープ検波され、その検波出力を交流増幅器２
２で増幅することによりその変化分のみを検波信号Ｓと
して取り出し、同期検波回路２３に加える。同期検波回
路２３では上記検波信号が同期信号で同期検波されて同
期検波信号を加算回路２５に送るが、該回路２５には上
記同期信号が加えられており、両信号が合成されて遅延
時間制御信号が制御増幅器２６を介して可変遅延回路３
に加えられ、その遅延時間を制御（時間変調）する。
【００２７】図９は図８の実施例の検出制御特性を示
し、（ａ）は遅延時間τと合成ＩＦ信号のレベル（Ｌ
１）、また（ｂ）はτと同期検波信号のレベル（Ｌ２）
との関係をあらわす。同図（ａ）は図２の特性に対し
て、Ａ，Ｂ，Ｃの動作点、即ち、その時点でのＦＭ波の
周波数によるもので、Ｂはτ＝τ0＝１／ｆで出力が１
／（１−ｋ）になる。
し、（ａ）は遅延時間τと合成ＩＦ信号のレベル（Ｌ
１）、また（ｂ）はτと同期検波信号のレベル（Ｌ２）
との関係をあらわす。同図（ａ）は図２の特性に対し
て、Ａ，Ｂ，Ｃの動作点、即ち、その時点でのＦＭ波の
周波数によるもので、Ｂはτ＝τ0＝１／ｆで出力が１
／（１−ｋ）になる。
【００２８】さて、動作点Ａでは遅延時間τの制御信号
のｅωｓωαｔと同相の検波信号Ｓが得られ、前記同期
検波信号は正となる。同様に動作点Ｃでは該同期検波信
号は負となる。動作点Ｂでは検波信号Ｓはcos２ωαｔ
の成分が主となり、同期検波信号は０となる。従って同
期検波信号が正では遅延時間τを大きくして入力（ＩＦ
信号）の低周波成分に対応させればよい。また同期検波
信号が負では逆に入力の高周波成分の対応となり、最終
的には動作点Ｂに落ち着くことになる。この際、エンベ
ロープ検波回路２１や同期検波回路２３の出力に用いら
れるローパスフィルタ（図示せず）の帯域はωαに対応
するので、ローパスフィルタ９の帯域よりも広くてよく
制御信号の遅延時間はより小さくなる。
のｅωｓωαｔと同相の検波信号Ｓが得られ、前記同期
検波信号は正となる。同様に動作点Ｃでは該同期検波信
号は負となる。動作点Ｂでは検波信号Ｓはcos２ωαｔ
の成分が主となり、同期検波信号は０となる。従って同
期検波信号が正では遅延時間τを大きくして入力（ＩＦ
信号）の低周波成分に対応させればよい。また同期検波
信号が負では逆に入力の高周波成分の対応となり、最終
的には動作点Ｂに落ち着くことになる。この際、エンベ
ロープ検波回路２１や同期検波回路２３の出力に用いら
れるローパスフィルタ（図示せず）の帯域はωαに対応
するので、ローパスフィルタ９の帯域よりも広くてよく
制御信号の遅延時間はより小さくなる。
【００２９】図１０は本願の第４の発明に基づく実施例
で、３０は前記遅延時間制御手段に対応する遅延時間制
御回路である。同図において、３１は前記エンベロープ
検波部としてのエンベロープ検波回路、３２は前記遅延
部としての遅延時間ＴDの遅延回路、３３は前記演算部
としての減算回路、３４は前記判定部としての判別回
路、３５は制御増幅器である。
で、３０は前記遅延時間制御手段に対応する遅延時間制
御回路である。同図において、３１は前記エンベロープ
検波部としてのエンベロープ検波回路、３２は前記遅延
部としての遅延時間ＴDの遅延回路、３３は前記演算部
としての減算回路、３４は前記判定部としての判別回
路、３５は制御増幅器である。
【００３０】加算回路２からの合成ＩＦ信号Ａ（ｔ）は
エンベロープ検波回路３１によりエンベロープ検波さ
れ、その検波出力を遅延回路３１を介して得た遅延検波
信号Ａ（ｔ−ＴD）と合成ＩＦ信号Ａ（ｔ）とが減算回
路３３に加えられて、差分信号△Ａ（ｔ）を得る。 △Ａ（ｔ）＝Ａ（ｔ）−Ａ（ｔ−ＴD）
エンベロープ検波回路３１によりエンベロープ検波さ
れ、その検波出力を遅延回路３１を介して得た遅延検波
信号Ａ（ｔ−ＴD）と合成ＩＦ信号Ａ（ｔ）とが減算回
路３３に加えられて、差分信号△Ａ（ｔ）を得る。 △Ａ（ｔ）＝Ａ（ｔ）−Ａ（ｔ−ＴD）
【００３１】上記差成分信号△Ａ（ｔ）は判別回路３４
に与えられ、該回路３４は△Ａ（ｔ）の正負を判別し、
その判別結果に応じて可変遅延回路３の遅延時間τを制
御する遅延時間制御信号を出力する。即ち、△Ａ（ｔ）
＞０の場合は遅延時間τはそのままでよいが、△Ａ
（ｔ）＜０の場合には遅延時間τを△τ増大させ、その
結果も△Ａ（ｔ）＜０ならば△τを減少させる。図１１
は上述した判別回路３４の動作を示すフローチャートで
ある。
に与えられ、該回路３４は△Ａ（ｔ）の正負を判別し、
その判別結果に応じて可変遅延回路３の遅延時間τを制
御する遅延時間制御信号を出力する。即ち、△Ａ（ｔ）
＞０の場合は遅延時間τはそのままでよいが、△Ａ
（ｔ）＜０の場合には遅延時間τを△τ増大させ、その
結果も△Ａ（ｔ）＜０ならば△τを減少させる。図１１
は上述した判別回路３４の動作を示すフローチャートで
ある。
【００３２】図８及び図９の実施例によると、ＦＭ受信
機の感度向上のための巡回フィルタにおける遅延時間τ
をＩＦ信号の周波数に応じて制御する際、ＦＭ復調信号
ではなく巡回フィルタの出力である合成ＩＦ信号から遅
延時間制御信号を得ているので、制御の時間遅れがなく
てＦＭ受信の感度向上を図ることができる。
機の感度向上のための巡回フィルタにおける遅延時間τ
をＩＦ信号の周波数に応じて制御する際、ＦＭ復調信号
ではなく巡回フィルタの出力である合成ＩＦ信号から遅
延時間制御信号を得ているので、制御の時間遅れがなく
てＦＭ受信の感度向上を図ることができる。
【００３３】図１２は本願の第５の発明に基づく実施例
で、２−１，２−２，２−３は前記合成手段としての加
算回路、３−１，３−２，３−３は前記遅延手段として
の固定遅延線、４−１，４−２，４−３は前記利得制御
手段としての利得制御回路で、これらの回路により第１
の巡回フィルタ（２−１，３−１，４−１）、第２の巡
回フィルタ（２−２，３−２，４−２）、第３の巡回フ
ィルタ（２−３，３−３，４−３）の３段の巡回フィル
タが縦列的に接続され、ＩＦ信号は第１の巡回フィルタ
の加算回路２−１に入力され、第３の巡回フィルタの加
算回路２−３から出力される合成ＩＦ信号をＦＭ復調回
路６で復調しベースバンド信号９を得る。
で、２−１，２−２，２−３は前記合成手段としての加
算回路、３−１，３−２，３−３は前記遅延手段として
の固定遅延線、４−１，４−２，４−３は前記利得制御
手段としての利得制御回路で、これらの回路により第１
の巡回フィルタ（２−１，３−１，４−１）、第２の巡
回フィルタ（２−２，３−２，４−２）、第３の巡回フ
ィルタ（２−３，３−３，４−３）の３段の巡回フィル
タが縦列的に接続され、ＩＦ信号は第１の巡回フィルタ
の加算回路２−１に入力され、第３の巡回フィルタの加
算回路２−３から出力される合成ＩＦ信号をＦＭ復調回
路６で復調しベースバンド信号９を得る。
【００３４】各巡回フィルタの遅延線３−１，３−２，
３−３の遅延時間τ1，τ2，τ3は図１３に示すように
τ1を中心に変化させる。即ち、図１３はτ1＝１／ｆ1
とし、τ2＝１／ｆ2，τ3＝１／ｆ3の場合の周波数特性
であり、ｆ2，ｆ3をｆ1に近付ければｆ2ｆ1間、ｆ1ｆ3
間の谷は浅くなるが、その反面伝送帯域は狭くなる。な
お、前記遅延線に代えて、例えば、増幅器の遅延時間を
利用する構成とすれば、ＩＣ化を行い易くなる。
３−３の遅延時間τ1，τ2，τ3は図１３に示すように
τ1を中心に変化させる。即ち、図１３はτ1＝１／ｆ1
とし、τ2＝１／ｆ2，τ3＝１／ｆ3の場合の周波数特性
であり、ｆ2，ｆ3をｆ1に近付ければｆ2ｆ1間、ｆ1ｆ3
間の谷は浅くなるが、その反面伝送帯域は狭くなる。な
お、前記遅延線に代えて、例えば、増幅器の遅延時間を
利用する構成とすれば、ＩＣ化を行い易くなる。
【００３５】図１２の実施例によると、ＦＭ受信を弱電
界で可能ならしめるためにＩＦ段に固定遅延線を有する
巡回フィルタを多段に用いてＩＦ伝送帯域をカバーする
ようにしているので、遅延時間の調整制御は不要とする
ことができ、構成も簡単になる。
界で可能ならしめるためにＩＦ段に固定遅延線を有する
巡回フィルタを多段に用いてＩＦ伝送帯域をカバーする
ようにしているので、遅延時間の調整制御は不要とする
ことができ、構成も簡単になる。
【００３６】図１４は本願の第６の発明に基づく実施例
で、この実施例によると巡回フィルタを用いることな
く、巡回フィルタと同等のＣＮ改善効果が得られ、しか
も巡回フィルタよりも回路的な安定性がよい。図１４に
おいて、４１は入力端子、４２は分配器、４３−１〜４
３−ｎは可変遅延線、４４−１〜４４−ｎはアンプ、４
５は加算器、４６はＦＭ検波器、４７は制御アンプ、４
８は出力端子である。
で、この実施例によると巡回フィルタを用いることな
く、巡回フィルタと同等のＣＮ改善効果が得られ、しか
も巡回フィルタよりも回路的な安定性がよい。図１４に
おいて、４１は入力端子、４２は分配器、４３−１〜４
３−ｎは可変遅延線、４４−１〜４４−ｎはアンプ、４
５は加算器、４６はＦＭ検波器、４７は制御アンプ、４
８は出力端子である。
【００３７】入力端子４１に印加されたＦＭのＩＦ信号
は、分配器４２でｎ系統に分配される。１系統のＩＦ信
号はそのまま加算器４５へ入力される。その他の系統の
ＩＦ信号は可変遅延線４３−１〜４３−ｎで遅延し、そ
れぞれアンプ４４−１〜４４−ｎでゲインコントロール
を行い加算器４５で遅延されない１系統のＩＦ信号と加
算される。可変遅延線４３−１〜４３−ｎの遅延量は、
遅延線４３−１の遅延量Ｔ1を基準遅延量とし、その整
数倍Ｔi＝ｉ×Ｔ1に設定される。すなわち等価的にＴ1
をサンプリングレートとしてｎ個のサンプリングを行っ
て加算するように動作する。基準の遅延量Ｔ1は入力信
号に対し同期するように、ＦＭの瞬時周波数ｆ0の周期
Ｔ0の整数倍とする。図１５に帯域制限ノイズの自己相
関を示し、図１６にＦＭ信号の自己相関とＩＦノイズの
自己相関のエンベロープ及び上記サンプリングの様子を
示す。同図に示す通り、信号に比べノイズのほうが時間
に対し早く相関がおちる。よってこれらサンプリングし
た信号を加算することによりＣＮが向上する。
は、分配器４２でｎ系統に分配される。１系統のＩＦ信
号はそのまま加算器４５へ入力される。その他の系統の
ＩＦ信号は可変遅延線４３−１〜４３−ｎで遅延し、そ
れぞれアンプ４４−１〜４４−ｎでゲインコントロール
を行い加算器４５で遅延されない１系統のＩＦ信号と加
算される。可変遅延線４３−１〜４３−ｎの遅延量は、
遅延線４３−１の遅延量Ｔ1を基準遅延量とし、その整
数倍Ｔi＝ｉ×Ｔ1に設定される。すなわち等価的にＴ1
をサンプリングレートとしてｎ個のサンプリングを行っ
て加算するように動作する。基準の遅延量Ｔ1は入力信
号に対し同期するように、ＦＭの瞬時周波数ｆ0の周期
Ｔ0の整数倍とする。図１５に帯域制限ノイズの自己相
関を示し、図１６にＦＭ信号の自己相関とＩＦノイズの
自己相関のエンベロープ及び上記サンプリングの様子を
示す。同図に示す通り、信号に比べノイズのほうが時間
に対し早く相関がおちる。よってこれらサンプリングし
た信号を加算することによりＣＮが向上する。
【００３８】しかし図１６からわかるようにＦＭ信号の
相関も時間が離れるに従って低くなるため、そのまま加
算した場合ＦＭ信号の情報が劣化する。そこで図１７の
ように遅延量の大きな経路の信号ほどゲインをおとすた
め、アンプ４４−１〜４４−ｎのゲインを遅延量に応じ
て設定する。
相関も時間が離れるに従って低くなるため、そのまま加
算した場合ＦＭ信号の情報が劣化する。そこで図１７の
ように遅延量の大きな経路の信号ほどゲインをおとすた
め、アンプ４４−１〜４４−ｎのゲインを遅延量に応じ
て設定する。
【００３９】またＦＭ信号は周波数が変化するため、瞬
時周波数にあった遅延時間を保たなければならない。そ
のため各遅延線４３−１〜４３−ｎの遅延量を可変す
る。図１８に可変遅延線４３−１〜４３−ｎの制御電圧
と各遅延線の遅延量を示す。各遅延線の可変範囲はＦＭ
の瞬時周波数の逆数をカバーできる範囲である。可変遅
延線の制御信号としては、加算後のＦＭ検波器４６の出
力であるＦＭ復調信号を用いる。このＦＭ復調信号を可
変遅延線の制御アンプ４７に加え、この出力で可変遅延
線４３−１〜４３−ｎを連動して制御する。可変遅延線
４３−１〜４３−ｎの遅延量を制御することで、図１６
のＦＭ信号に対するピーク値、すなわちエンベロープの
上限の値を取ることができる。
時周波数にあった遅延時間を保たなければならない。そ
のため各遅延線４３−１〜４３−ｎの遅延量を可変す
る。図１８に可変遅延線４３−１〜４３−ｎの制御電圧
と各遅延線の遅延量を示す。各遅延線の可変範囲はＦＭ
の瞬時周波数の逆数をカバーできる範囲である。可変遅
延線の制御信号としては、加算後のＦＭ検波器４６の出
力であるＦＭ復調信号を用いる。このＦＭ復調信号を可
変遅延線の制御アンプ４７に加え、この出力で可変遅延
線４３−１〜４３−ｎを連動して制御する。可変遅延線
４３−１〜４３−ｎの遅延量を制御することで、図１６
のＦＭ信号に対するピーク値、すなわちエンベロープの
上限の値を取ることができる。
【００４０】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、弱
電界でのＦＭ受信感度を向上させることができ、しかも
巡回フィルタを用いたことによる問題点の解決も可能に
すると共に巡回フィルタを用いない場合でも同等の改善
効果を得ることを可能にしている。
電界でのＦＭ受信感度を向上させることができ、しかも
巡回フィルタを用いたことによる問題点の解決も可能に
すると共に巡回フィルタを用いない場合でも同等の改善
効果を得ることを可能にしている。
【図１】第１の発明に基づく実施例を示すブロック図で
ある。
ある。
【図２】固定遅延回路を用いた巡回フィルタの周波数特
性図である。
性図である。
【図３】可変遅延回路の一構成例を示す回路図である。
【図４】巡回フィルタにおいてｋn＝０．１となるｋと
ｎとの関係を示す特性図である。
ｎとの関係を示す特性図である。
【図５】第２の発明に基づく実施例を示すブロック図で
ある。
ある。
【図６】周波数補正回路の一構成例を示すブロック図で
ある。
ある。
【図７】利得制御回路の一構成例を示す回路図である。
【図８】第３の発明に基づく実施例を示すブロック図で
ある。
ある。
【図９】図８の実施例の検出制御特性図である。
【図１０】第４の発明に基づく実施例を示すブロック図
である。
である。
【図１１】図１０の実施例における判別回路の動作を示
すフローチャートである。
すフローチャートである。
【図１２】第５の発明に基づく実施例を示すブロック図
である。
である。
【図１３】図１２の実施例の周波数特性図である。
【図１４】第６の発明に基づく実施例を示すブロック図
である。
である。
【図１５】帯域制限ノイズの自己相関を示す図である。
【図１６】ＦＭ信号と帯域制限ノイズの自己相関を示す
図である。
図である。
【図１７】遅延線の遅延量とアンプのゲインとの関係を
示す図である。
示す図である。
【図１８】可変遅延線の制御電圧と遅延量の関係を示す
図である。
図である。
１ ＩＦ信号 ２ 加算回路 ３ 可変遅延回路 ４ 利得制御回路 ５ 制御信号 ６ ＦＭ復調回路 ７ 遅延時間制御回路 ８ ベースバンド信号 １０ 周波数補正回路
Claims (6)
- 【請求項１】 受信信号から得られたＩＦ成分信号と利
得制御信号とを合成し合成ＩＦ成分信号を出力する合成
手段と、 上記合成ＩＦ成分信号を遅延して遅延信号を得る遅延手
段と、 所定の制御信号により上記遅延信号の利得を制御して前
記利得制御信号を得る利得制御手段と、 から成る巡回フィルタを備え、 前記合成ＩＦ成分信号のＦＭ復調成分信号によって前記
遅延手段の遅延時間を制御して上記巡回フィルタのルー
プ伝達時間が前記ＩＦ成分信号の瞬時周波数の周期に対
応するようにする遅延時間制御手段を有することを特徴
とするＦＭ受信装置。 - 【請求項２】 前記ＦＭ復調成分信号の周波数に応じて
前記遅延信号の利得を制御するための前記制御信号を出
力する補正手段を有することを特徴とする請求項１に記
載のＦＭ受信装置。 - 【請求項３】 受信信号から得られたＩＦ成分信号と利
得制御信号とを合成し合成ＩＦ成分信号を出力する合成
手段と、 上記合成ＩＦ成分信号を遅延して遅延信号を得る遅延手
段と、 所定の制御信号により上記遅延信号の利得を制御して前
記利得制御信号を得る利得制御手段と、 から成る巡回フィルタを備え、 前記合成ＩＦ成分信号をエンベロープ検波して検波信号
を得るエンベロープ検波部と、 上記検波信号を所定の同期信号で同期検波して同期検波
信号を得る同期検波部と、 上記同期検波信号と同期信号とを合成して前記遅延手段
の遅延時間を制御する遅延時間制御信号を出力する合成
部と、を含む遅延時間制御手段を有し、 上記遅延時間制御信号によって前記遅延手段が制御され
て、前記合成ＩＦ成分信号のレベルが最大となって、か
つ前記巡回フィルタのループ伝達時間が前記ＩＦ成分信
号の瞬時周波数の周期に対応することを特徴とするＦＭ
受信装置。 - 【請求項４】 受信信号から得られたＩＦ成分信号と利
得制御信号とを合成し合成ＩＦ成分信号を出力する合成
手段と、 上記合成ＩＦ成分信号を遅延して遅延信号を得る遅延手
段と、 所定の制御信号により上記遅延信号の利得を制御して前
記利得制御信号を得る利得制御手段と、 から成る巡回フィルタを備え、 前記合成ＩＦ成分信号をエンベロープ検波して検波信号
を得るエンベロープ検波部と、 上記検波信号を所定時間遅延して遅延検波信号を得る遅
延部と、 前記検波信号と遅延検波信号の差分信号を得る演算部
と、 上記差分信号の正負を判定し、その判定結果に応じて前
記遅延手段の遅延時間を制御する遅延時間制御信号を出
力する判定部と、を含む遅延時間制御手段を有し、 上記遅延時間制御信号によって前記遅延手段が制御され
て前記合成ＩＦ成分信号のレベルが最大となって、かつ
前記巡回フィルタのループ伝達時間が前記ＩＦ成分信号
の瞬時周波数の周期に対応することを特徴とするＦＭ受
信装置。 - 【請求項５】 受信信号から得られたＩＦ成分信号と利
得制御信号とを合成し合成ＩＦ成分信号を出力する合成
手段と、 上記合成手段からの合成ＩＦ成分信号を遅延して遅延信
号を得る遅延手段と、 上記遅延信号の利得を所定値に制御して前記利得制御信
号を得る利得制御手段と、 から成る巡回フィルタを備え、 前記遅延手段の遅延時間は上記巡回フィルタのループ伝
達時間が前記ＩＦ成分信号の瞬時周期に対応するように
設定されていて、ＩＦ帯域の異なる上記巡回フィルタが
複数段縦列的に接続され、最終段の巡回フィルタの合成
ＩＦ信号をＦＭ復調することを特徴とするＦＭ受信装
置。 - 【請求項６】 受信信号から得られたＩＦ成分信号を複
数の系統に分配する分配手段と、各系統に分配されたＩ
Ｆ成分信号を遅延させる可変遅延手段と、遅延された各
ＩＦ成分信号と遅延されていない１系統のＩＦ成分信号
とを加算する加算手段と、加算されたＩＦ成分信号を検
波する検波手段と、検波されたＦＭ復調信号に応じて上
記可変遅延手段の遅延量を制御する制御手段と、を備え
たことを特徴とするＦＭ受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20476793A JPH06204901A (ja) | 1992-11-10 | 1993-07-26 | Ｆｍ受信装置 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4-325962 | 1992-11-10 | ||
| JP32596292 | 1992-11-10 | ||
| JP20476793A JPH06204901A (ja) | 1992-11-10 | 1993-07-26 | Ｆｍ受信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06204901A true JPH06204901A (ja) | 1994-07-22 |
Family
ID=26514637
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20476793A Pending JPH06204901A (ja) | 1992-11-10 | 1993-07-26 | Ｆｍ受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06204901A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103546407A (zh) * | 2013-10-21 | 2014-01-29 | 苏州贝克微电子有限公司 | 一种调频立体声相位调制解码器 |
-
1993
- 1993-07-26 JP JP20476793A patent/JPH06204901A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103546407A (zh) * | 2013-10-21 | 2014-01-29 | 苏州贝克微电子有限公司 | 一种调频立体声相位调制解码器 |
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