JPH06236890A - 集積バイポーラトランジスタの飽和制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 パワートランジスタのレイアウトと無関係に
容易に実行でき容易に飽和を調節できる方法を提供す
る。しかし本発明の反飽和システムは既知のシステムと
異なり、トランジスタの飽和状態の指標としてパワート
ランジスタのコレクタ／ベース接合の直接バイアスの発
生を追跡することをせず、飽和領域にあるトランジスタ
の動作により実際に生ずる基板電流を追跡する。 【構成】 飽和トランジスタＴ₁ から基板中に注入され
る電流Ｉ_S を制限するために、その経路に感知抵抗Ｒ_S
を接続し、トランジスタの飽和状態の表示である第１の
シグナルを検知し、該シグナルを参照電圧Ｖ_S と比較
し、スレッショルドより大きくなったときにベース電流
Ｉ_B を減少させる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、集積バイポーラトラン
ジスタの飽和制御技術に関し、該技術によると飽和トラ
ンジスタにより基板中に注入される電流を方法の限定的
制御を行う情報として使用する。

【０００２】

【従来技術及びその問題点】集積バイポーラトランジス
タの飽和は一般に接地されている集積回路の基板中への
電流の注入を生じさせる。不要な電力消費に加えて、こ
の飽和の効果は全てが高度に望ましくない他の結果をも
有している。勿論この問題は駆動回路によりベースター
ミナルを通して一般に駆動されるパワートランジスタの
場合には更に厳しくなる。該駆動回路はその入力へコン
トロールシグナルが供給される演算増幅器を含んで成っ
ている。

【０００３】パワートランジスタを使用するこのタイプ
の回路の代表例は所謂直列電圧調整器である。図１は、
特殊な場合としてパワートランジスタがＰＮＰトランジ
スタであるこの一般的な回路の機能的ダイアグラムを示
している。演算増幅器ＯＰは、この特別な場合には、調
節された出力電圧Ｖ_L と参照電圧ＶＲ間の電圧差である
その入力に供給されるコントロールシグナルの関数とし
てパワートランジスタＴ₁ のベースを駆動する。Ｖ_L 電
圧がＶＲより低いと、ＯＰ増幅器はＴ₁ のベースに供給
される出力電流Ｉ_B を増加させ、これはトランジスタの
コレクタ電流Ｉ_L を増加させ、従って出力電圧Ｖ_L の所
望量の増加を決定する。逆にＶ_L がＶＲより大きいと、
ベース電流Ｉ_B の従ってコレクタ電流Ｉ_L の及び出力電
圧Ｖ_L の減少が得られる。

【０００４】勿論このようなパラメータがその中で変化
する変化範囲に対する物理的制限がある。特に入力電圧
Ｉ_INを大きく減少させることにより、パワートランジス
タＴ₁ のエミッタ及びコレクタ間のポテンシャル差（Ｖ
ＣＥ）を数百ｍＶに降下させることにより該トランジス
タをその特性の飽和領域中で動作するようにさせる条件
に最終的に達する。これらの動作条件下では図１の電圧
調整器つまりバイポーラトランジスタＴ₁ は正確な機能
を提供することを停止する。図１に示したような調整器
回路では、パワートランジスタＴ₁ のベース電流Ｉ_B の
増加が最早コレクタ電流の増加に対応しないため、出力
電圧Ｖ_L を所望の電圧ＶＲに等しく維持することが不可
能になる。Ｖ_L をＶＲに等しくしようとする試みにおい
て演算増幅器ＯＰはその固有の調整能力の最大レベルま
でその出力電流を増加させる。しかしこの最後の効果は
パワートランジスタＴ₁ が集積トランジスタであると他
の負の影響を有する。この場合、該トランジスタは、明
白な理由により集積回路中に存在する最低ポテンシャル
に（典型的にはグラウンドポテンシャルに）維持されな
ければならない基板ターミナル（図１では概略的に
「Ｓ」で示している）として一般に参照される「第４の
ターミナル」を有している。集積パワートランジスタＴ
₁ の飽和により生ずる負の効果はゲインファクタにより
ベース電流Ｉ_B と関連している基板ターミナルを通る電
流Ｉ_S の発生に本質的に関連している。従って集積回路
の基板中に注入されるこの電流Ｉ_S は、ベース電流Ｉ_B
が既に飽和条件下で高くなりやすい傾向にあることを考
慮すると、一般にかなり大きい。

【０００５】それに接続された任意の素子がそれを保持
すると飽和トランジスタはそれ自身のコレクタ電流の符
号を反転させることがある。その結果電流Ｉ_L はパワー
トランジスタＴ₁ のコレクタに流入することがある。誘
導負荷（Ｌ）の存在はコレクタ電流の反転が起こる典型
的な状況である。他の状況では明白な理由により、大き
なキャパシタンスが電圧調整器の負荷と並列にしばしば
接続される。１つの理由は、調整器回路へのパワーサプ
ライの簡単な遮断の間も負荷を通る電流を保持する必要
である。従って上述の条件下ではこれらの「蓄積され
た」コンデンサは飽和しているパワートランジスタのコ
レクタへ電流（−Ｉ_L ）を伝達することがあり、これに
よりパワーサプライの遮断の場合に蓄積された電荷を不
当に失い負荷を通る電流の「自己保持」の時間を減少さ
せる。

【０００６】基板電流Ｉ_S は、Ｉ_S ＋Ｉ_B ＝Ｉ_IN−Ｉ_L
の関係に従ってエミッタ及びコレクタ電流の合計を決定
するためにパワートランジスタＴ₁ のベース電流Ｉ_B と
合計されなければならない。その結果合計した大きな値
Ｉ_S ＋Ｉ_B は、負荷キャパシタンスの高い放電電流（−
Ｉ_L ）だけでなく大きな「入力」電流Ｉ_INを決定する。
これらの両電流は非常に望ましくなく、これはそれらが
電流路をオーバーロードにし、甚だしい電力消費を生
じ、最終的にそれらの機能的能力を失う前にパワーが与
えられた回路が耐えられるパワーサプライの遮断時間を
減少させるからである。

【０００７】上述の結果を救済しあるいは防止する目的
で集積バイポーラトランジスタの飽和を制御するための
幾つかのデバイスが知られている。既知技術に従って一
般に使用される反飽和回路が図２に概略的に示されてい
る。回路の通常の動作の間はオフ状態にあるトランジス
タＴ₂ は、パワートランジスタＴ₁ のコレクタ及びベー
ス間の電圧がＴ₂ のスレッショルド（ベース／エミッ
タ）に等しくなったときにスイッチオンする。次いでＴ
₂ を通って流れる電流がＴ₂ のベースを駆動する演算増
幅器ＯＰの出力電流を減少しあるいはスイッチオフする
ために使用される。これにより、パワートランジスタＴ
₁ が飽和に入るときにこのような駆動電流の制御できな
い増加により生ずる問題が含まれる。

【０００８】基本的にはこれらの既知の反飽和回路の動
作の原理は、トランジスタがそのコレクタ／ベース接合
が直接バイアスされているときに飽和状態で動作すると
定義されることである。反飽和トランジスタＴ₂ のベー
ス／エミッタ接合はパワートランジスタのコレクタ／ベ
ース接合と並列に接続され従ってトランジスタＴ₂ は飽
和しているパワートランジスタのこのようなコレクタ／
ベース接合が直接バイアスされるようになるときに伝導
を開始する。

【０００９】この周知の解決法は飽和を満足できるよう
制御するが、例外なく欠点を有する。パワートランジス
タＴ₁ は一般に比較的大きい電流を有するという観点か
ら、そのコレクタターミナルと出力ターミナル（ＯＵ
Ｔ）間の接続に沿って電圧降下がある。このような電圧
降下がＴ₂ のエミッタによる電圧の「読出し」を誤るこ
とを回避するために、このトランジスタは（接続の長さ
を最小にするために）Ｔ₁ のコレクタターミナルに物理
的に非常に近く位置しなければならない。このようなデ
バイス既に比較的複雑な接続システムを有するため、集
積パワートランジスタの場合にこれを実現することは常
に容易であるわけではない。電流Ｉ_B はＩ_L より少なく
とも１オーダー小さいため、より小さいエンティティで
あっても、Ｔ₁ のベースターミナルの構造は同様なレイ
アウトの問題を生じさせることがある。

【００１０】従来技術によると一般に、飽和のコントロ
ールはこのような電流つまりコレクタ／ベース接合を通
る直接バイアスする電圧（ＶＢＣ）の発生の原因に作用
することにより行われる。しかし電流Ｉ_S が最大値を越
えて上昇しないことを確保することも必要である。この
理由から、重要な操作条件及び／又は特別な製造プロセ
スの重要で固有の物理的パラメータの存在下で、安全の
余地を残してＴ₂ の介入スレッショルドを調節すること
が必要であり、そして多くの場合パワートランジスタＴ
₁ は反飽和回路が介入したときに真の飽和には未だなっ
ていない状態のことがある。未だ飽和になっていないＴ
₁ は上述の通りパワートランジスタの飽和の負の効果を
除去するために理想的に必要とするものより高いエミッ
タ及びコレクタ間ポテンシャル差に下限（ＶＣＥ_min ）
を課する。（安全性の余地の考慮により要求されるよう
な）より高いＶＣＥ_min 電圧は、電圧調整器の場合のよ
うに、顕著な重要性を有し、これはそれが動作の間に入
力電圧Ｖ_INに下限を課するからである。実際に図２か
ら、Ｖ_INmin ＝ＶＣＥ_min ＋ＶＲであることが判る。Ｖ
_INmin を可能な限り小さくすることを確保するため、電
圧が等しいことつまりＶＣＥ_min ＝ＶＣＥ_sat を常に確
かめることが望ましく、ここでＶＣＥ_sat は上述の結果
を未だ生じていない穏和な（初期の）飽和条件下のパワ
ートランジスタＴ₁ のＶＣＥである。

【００１１】他方、反飽和トランジスタＴ₂ が介入すべ
きでない通常の操作範囲にＶ_IN電圧があるときに迅速な
トランジェントが起こることがある。そのＶＢＥがほぼ
一定であるためこのようなトランジェントはパワートラ
ンジスタＴ₁ のベースに伝搬する。この点から、反飽和
トランジスタＴ₂ のコレクタ及びベース間に存在するパ
ラシチックなキャパシタンスを通してトランジェントは
Ｔ₂ のコレクタに達し、これは駆動演算増幅器ＯＰの高
感度入力ノードに接続されている。上述の通りこのよう
な入力シグナルは出力電流つまりＩ_B を変調し、該電流
はＩ_L に作用し最終的にＶ_L に作用する。結論として、
そのパラシチックキャパシタンスを有する反飽和トラン
ジェントＴ₂ の存在は、サプライラインに迅速なトラン
ジェントが存在する回路の全体の性能を悪化させる。そ
れから続く結果のため、多くの用途においてこの側面は
非常に重要になる。

【００１２】

【発明の目的】本発明の目的は、パワートランジスタの
レイアウトと無関係に容易に実行できかつ飽和の耐えら
れるレベルを越えるときに介入するために飽和の制御を
容易に調節できる集積パワートランジスタの飽和を制御
するためのシステムを提供することである。本発明の他
の目的は、低電圧効果を有し演算増幅器により駆動され
る直列調整素子としてバイポーラパワートランジスタを
利用し直列調整器として使用されるパワートランジスタ
の飽和を制御するための改良された回路配置が設置され
た改良された電圧調整器回路を提供することである。

【００１３】

【発明の構成】基本的に本発明の反飽和システムは既知
のシステムと異なり、トランジスタの飽和状態の指標と
してパワートランジスタのコレクタ／ベース接合の直接
バイアスの発生を追跡することをしない。逆に本発明の
システムはその特性である飽和領域にあるトランジスタ
の動作により実際に生ずる基板電流を追跡する。これ
は、パワートランジスタの基板ターミナルと集積回路の
グラウンドノード間の接続路に通常小さい値の感知抵抗
を接続することにより行われる。飽和状態で動作するパ
ワートランジスタにより基板へ最終的に注入される電流
は前記感知抵抗を通る電圧降下を決定しこの電圧は飽和
状態を確認するシグナルとして使用される。この電圧
は、例えば飽和に対する望ましい制御を行うためにパワ
ートランジスタの駆動回路の入力に供給される出力電流
を発生させることのできる演算増幅器の使用により参照
電圧と比較される。

【００１４】本発明のシステムによると、既知の回路で
行われていたような集積トランジスタの「内部」動作電
圧の検知は最早必要でないため、集積パワートランジス
タの配置を「乱す」必要がなくなる。基板電流の形態の
情報はトランジスタの基板と感知抵抗の間の接続路の長
さ（抵抗）により変化することがなく、これはパワート
ランジスタの集積構造とは離れて物理的に実現すること
ができる。

【００１５】飽和への修正（制限）作用は、従来技術の
反飽和システムで行われているのと同様に飽和している
パワートランジスタの駆動ベース電流を修正することに
より行われる。それと対照的に、パワートランジスタの
飽和を生じさせるパラメータ（つまりそのＶＢＣ）を追
跡する代わりに、飽和の物理的効果つまり基板中へ注入
される電流を追跡する。

【００１６】この方法では、コンパレータのトリガリン
グスレッショルドを調節することにより飽和の程度を非
常に正確に限定することが可能になる。操作条件及び／
又は特に大スケールの製造プロセスで典型的な電気的パ
ラメータの広がりにかかわらず、パワートランジスタは
予め定められた耐えることのできる飽和レベルに到達す
ることが許容される。パワートランジスタの動作条件は
望ましくない結果を回避するために厳格に必要な場合に
のみ修正されるため、これにより非常に有用な条件であ
るＶＣＥ_min ＝ＶＣＥ_sat （ＶＣＥ_sat は極度に小さく
なることができる）が確保される。

【００１７】直列電流調整器の場合のような典型的な用
途の場合、入力ラインＶ_INで起こることのあるトランジ
ェントは飽和を制御するコンパレータまで伝搬されずあ
るいは出力ノードにも伝搬されず、従って本発明の反飽
和回路はトランジェントの存在下では電圧調整器の挙動
をどのようにも修正しない。

【００１８】

【図面の説明】図１は、前述の通り、調整素子としてＰ
ＮＰトランジスタを利用する低電圧降下調整器の機能的
なダイアグラムである。図２は、前述の通り、既知の反
飽和回路を備えた図１による低電圧降下直列調整器の基
本的な回路ダイアグラムである。図３は、本発明に従っ
て形成した飽和を制御するための回路の基本的ダイアグ
ラムである。図４は、図３の回路のより詳細な例であ
る。

【００１９】

【好ましい態様の説明】図３の基本的なダイアグラムを
参照すると、パワートランジスタＴ₁ の飽和制御回路
は、感知抵抗Ｒ_S 、差動増幅器ＯＰ１及び参照電圧Ｖ_S
のソースを含んでいる。トランジスタＴ₁ がその特性で
ある飽和領域で動作するときに該トランジスタにより基
板中に注入される電流Ｉ_S は前記感知抵抗Ｒ_S を通る電
圧降下を決定し、これは演算増幅器ＯＰ１（コンパレー
タ）により参照電圧Ｖ_S と比較される。Ｒ_S を通る電圧
降下がＶ_S より大きいと増幅器ＯＰ１は演算増幅器ＯＰ
の入力に供給される出力電流を発生させる。その結果、
パワートランジスタＴ₁ を駆動するＯＰは駆動電流Ｉ_B
を減少させ、従って飽和トランジスタにより基板中に注
入される基板電流Ｉ_S が減少する。この電流減少プロセ
スは、基板電流Ｉ_S がスレッショルド値（Ｖ_S ／Ｒ_S ）
未満に降下したときに停止する。

【００２０】本発明の反飽和回路の実際的な態様が図４
に示されている。機能面から見るとトランジスタＴ₆ の
エミッタは差動増幅器ＯＰ１の反転入力（−）と一致し
ている。トランジスタＴ₅ のエミッタは参照電圧ノード
に一致し、一方ＯＰ１増幅器の非反転入力（＋）は入力
トランジスタ対Ｔ₅ 及びＴ₆ の_S 構造中に機能的に組み
込まれている。トランジスタＴ₃ のコレクタは増幅器Ｏ
Ｐ１の出力ノードを示し、これは図示の例では駆動増幅
器ＯＰの専用制御入力には接続されずその反転入力
（−）に接続されている。実際には増幅器ＯＰ１により
形成される出力シグナルは駆動増幅器ＯＰの出力電流Ｉ
_B に対して直接の制御を行わないが、駆動増幅器ＯＰの
反転入力（−）に実際に印加される参照電圧Ｖ_R を修正
することにより実質的に等価な効果を有する。ＯＰ１＋
Ｖ_S 回路は電圧調整器の出力ノードからサプライ電流を
誘導することにより抵抗Ｒ₃ を通して電力が与えられ
る。

【００２１】図４のＯＰ１＋Ｖ_S 反飽和回路の動作は次
の通りである。抵抗Ｒ₃ を通って流れる電流はＰＮＰト
ランジスタＴ₄ のエミッタに注入される。このトランジ
スタは該電流を（そのコレクタＣ１及びＣ２間で）２つ
の部分に分ける。この電流の第１の部分はトランジスタ
Ｔ₅ のコレクタ領域へ入り、第２の部分はトランジスタ
Ｔ₆ のコレクタ領域へ入る。トランジスタＴ₅ 及びＴ₆
は共通ベースを有し、Ｔ₆ のエミッタエリアはトランジ
スタＴ₅ のエミッタエリアのｎ倍である。この場合２個
のエミッタ間の電圧差はＶ_T ×ｌｎ（ｎ×Ｉｃ６／Ｉｃ
５）で与えられ、ここでＶ_T ＝Ｋ×Ｔ／ｑ、ここでＫ＝
ボルツマン定数、Ｔ＝絶対温度、ｑ＝電荷、Ｉｃ６＝Ｔ
₆ を通る電流、Ｉｃ５＝Ｔ₅ を通る電流である。トラン
ジスタＴ₄ の２個のコレクタＣ１及びＣ２が前記電流を
等しく（Ｉｃ５＝Ｉｃ６）分割するよう形成されている
と、このような電圧差はＶ_T ×ｌｎ（ｎ）に等しくな
る。例えばｎ＝３で温度が27℃であると仮定すると、こ
のような電圧差は約30ｍＶとなる。この電圧は図３の参
照電圧Ｖ_S を構成する。実際に、Ｒ_S を通る電圧が上述
の通り決定したスレッショルド電圧より大きくなると、
トランジスタＴ₄ のコレクタＣ１を通る電流に常に等し
い電流Ｉｃ５はＩｃ６より大きくなる。これら２種の電
流の差の電流はＲ₂ 及びトランジスタＴ₃ 更に抵抗Ｒ₁
を通って流れ、該抵抗Ｒ₁ はパワートランジスタＴ₁ の
駆動増幅器の参照電圧Ｖ_R と直列接続されている。Ｒ₁
を通って流れるこの電流は電圧調整器により見られるよ
うに参照電圧の降下を決定し、これは結果的に出力電圧
Ｖ_R を減少させ従ってパワートランジスタＴ₁ を飽和状
態外へ導く。抵抗Ｒ₂ は上限をトランジスタＴ₃ を通っ
て流れる電流にする目的を有する。実際にトランジスタ
Ｔ₅ がピークの伝導状態にありそのコレクタ電圧がその
エミッタに存在する電圧に達すると、Ｒ₂ を通る電圧降
下はＶＢＥ_T6＋ＶＢＥ_T4−ＶＢＥ_T3≒ＶＢＥとなる。そ
の結果トランジスタＴ₃ を通って流れる電流の上述の上
限はＶＢＥ／Ｒ₂ となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】前述の通り、調整素子としてＰＮＰトランジス
タを利用する低電圧降下調整器の機能的なダイアグラ
ム。

【図２】既知の反飽和回路を備えた図１による低電圧降
下直列調整器の基本的な回路ダイアグラム。

【図３】本発明に従って形成した飽和を制御するための
回路の基本的ダイアグラム。

【図４】図３の回路のより詳細な例。

【符号の説明】

Ｔ₁ ・・・パワートランジスタ Ｔ₂ 、Ｔ₃ 、Ｔ₄ 、Ｔ
₅ 、Ｔ₆ ・・・トランジスタ Ｒ_S ・・・感知抵抗 Ｏ
Ｐ１・・・差動増幅器 Ｉ_S ・・・基板電流

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【手続補正書】

【提出日】平成５年１０月７日

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００１８

【補正方法】変更

【補正内容】

【００１８】図１は、前述の通り、調整素子としてＰＮ
Ｐトランジスタを利用する低電圧降下調整器の機能的な
ダイアグラムである。図２は、前述の通り、既知の反飽
和回路を備えた図１による低電圧降下直列調整器の基本
的な回路ダイアグラムである。図３は、本発明に従って
形成した飽和を制御するための回路の基本的なダイアグ
ラムである。図４は、図３の回路のより詳細な例であ
る。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 マルコ・モレリ イタリア国 ミラノ 21046 ヴィア・フ ォルナリ44

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 トランジスタの飽和状態の表示であるシ
   グナルの関数として集積トランジスタのベースへ供給さ
   れる駆動電流を制御することにより、飽和トランジスタ
   により基板中に注入される電流を制限するための集積回
   路の半導体基板中に集積されたバイポーラトランジスタ
   の飽和制御方法において、 それを通して前記基板電流が流れる感知抵抗を通して前
   記集積トランジスタの飽和状態の表示である第１のシグ
   ナルを検知し、 該第１のシグナルを参照電圧と比較し、 前記第１のシグナルが前記参照電圧により確立されるス
   レッショルドより大きくなったときに前記第１のシグナ
   ルのレプリカである第２の増幅されたシグナルを発生さ
   せ、 前記駆動電流を修正するために、駆動回路の制御ターミ
   ナルへ前記第２の増幅されたシグナルを供給することを
   含んで成る方法。
2. 【請求項２】 集積トランジスタの基板領域と集積回路
   のグラウンドノード間に機能的に接続された感知抵抗、
   及び該感知抵抗に機能的に接続された第１の入力、参照
   電圧に機能的に接続された第２の入力及び前記集積トラ
   ンジスタの駆動回路の制御ターミナルに接続された出力
   を有するコンパレータを含んで成り、 該コンパレータが、前記感知抵抗を通るシグナルが前記
   参照電圧より大きくなったときに、その特性である飽和
   領域で動作する前記集積トランジスタにより発生する基
   板電流がそれを通って流れる前記感知抵抗を通して存在
   するシグナルの関数として増幅されたシグナルを発生す
   ることを特徴とする集積バイポーラトランジスタ用の反
   飽和回路。
3. 【請求項３】 電圧調整器回路の入力ノードに機能的に
   接続されたエミッタ、出力ノードに機能的に接続された
   コレクタ、前記回路の前記出力ノードに接続された非反
   転入力及び第１の参照電圧に接続された反転入力を有す
   る演算増幅器の出力に接続されたベース、及びグラウン
   ドポテンシャルに接続された基板領域を有する集積バイ
   ポーラトランジスタを直列調整器として利用する電圧調
   整器回路において、 前記基板領域及び集積回路のグラウンドノード間に機能
   的に接続された感知抵抗、 該感知抵抗に接続された第１の入力、第２の参照電圧に
   接続された第２の入力及び前記演算増幅器の制御ノード
   に接続された出力を有するコンパレータを含んで成り、 前記感知抵抗を通るように存在するシグナルが前記第２
   の参照電圧により確立されるスレッショルド値より大き
   くなったときに該シグナルの関数として前記コンパレー
   タが増幅されたシグナルを発生し、該増幅されたシグナ
   ルが前記演算増幅器の前記制御ノードへ印加されて、そ
   の飽和を制限するために前記集積トランジスタのベース
   へ供給される駆動電流を減少させることを特徴とする回
   路。