JPH0624427B2

JPH0624427B2 - 制御信号を発生する方法及び装置

Info

Publication number: JPH0624427B2
Application number: JP57150201A
Authority: JP
Inventors: ポ−ル・マ−チイン・エスペラグ
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1981-09-08
Filing date: 1982-08-31
Publication date: 1994-03-30
Anticipated expiration: 2009-03-30
Also published as: JPS5866573A; US4399395A

Description

【発明の詳細な説明】技術分野この発明は一般的にサイリスタ電力変換装置に対する点
孤回路、更に具体的に云えば、多相交流源から交流電動
機の様な電気負荷に給電する電力変換装置の動作を制御
信号を発生する改良された装置及び方法に関する。

従来技術多相交流源から負荷へ電力を供給する種々の形式の変換
器に使われる制御整流器の導電度を制御する多くの回路
並びに装置がある。勿論、使われる整流器の種類によっ
て、或る程度、利用する制御形式が決まるが、これまで
の所、最も普通に使われる制御整流器は、シリコン制御
整流器形式のサイリスタである。サイリスタは、順方向
バイアス電圧が印加されると同時にそのゲート電極に信
号が印加されることによって導電し、サイリスタを導電
状態に保持するのに必要な値よりも陽極電流が下がるま
で、導電状態にとゞまる。

（転流ノッチ）どんな多相変換装置でも、一部分の時間の間、各相が全
ての電流を通す。例えば、３相装置では、各相が１／３
の時間の間、全部の電流を通し、或る相から別の相への
切換えは、普通転流と呼ばれる周知の過程によって行わ
れる。サイリスタ・ブリッジに給電する交流源がかなり
のインダクタンスを持つ時、或る相から別の相への電流
の転流は電圧も時間もかゝり、この為、転流過程の間、
線路電流を出の相から入の相へ転流するのに要する時間
の間、２相が短絡される。この短絡の持続時間は転流イ
ンダクタンス（ブリッジに給電する源のインダクタン
ス）と、転流する電流の大きさとに関係する。この結
果、公称正弦状の交流線路間電圧は、転流ノッチと普通
呼ばれるものの為に崩れる。この転流ノッチは、新しい
サイリスタを点孤する度に電圧がゼロになる期間であ
り、普通の６パルス形サイリスタ・ブリッジでは、基本
線路周波数の６倍の周波数である。

（従来技術の問題点）位相制御装置では、アナログ制御装置でもディジタル制
御装置でも、サイリスタ・ブリッジの制御に使われる主
な帰還信号が交流端子電圧である。典型的には、仮定の
中性点を基準とした交流及び直流端子電圧が、高圧サイ
リスタ・ブリッジから高インピーダンスの抵抗減衰列を
介して制御回路にある差動増幅器、並びにその他の関連
する回路に結合され、サイリスタの状態の検出器とか電
圧調整とかの種々の目的の為、更に種々の信号を導き出
す。然し、端子電圧の主な用途は位相固定ループの点孤
制御回路である。こゝでは、典型的には交流線路間電圧
の積分を用いて、処理された線路電圧から同期信号が発
生される。この用途では、線路間電圧に現われる電圧ゼ
ロの転流ノッチが、積分出力電圧に平坦なスポットを発
生し、ノッチの場所は、実際の点孤角とその持続時間に
関係する。この持続時間が線路電流と転流通路のインダ
クタンスに関係する。典型的には、積分した線路間電圧
のゼロ交差が比較器によって決定され、各相のディジタ
ル比較が組合されて、線路周波数の６倍の同期パルス列
を形成する。上に述べた平坦なスポットは積分電圧のゼ
ロ交差の所で起り得るが、位相固定ループの安定性に望
ましくない影響があることがある。この様な望ましくな
い事態を防ぐ為、従来は、その詳細は後で説明するが、
公知の方法で、実際の線路電流の間の差を求めて得られ
る仮定のデルタ電流の微係数に転流インダクタンスを乗
じた値に比例する信号と、崩れた線路間電圧とを加算す
ることを含む重畳方法により、事実上転流ノッチを埋合
せることによって、線路間電圧波形を再生することに頼
っていた。この結果得られる合成又は複合正弦波電圧を
この後積分し、一定周波数の源側変換器又は可変周波数
の負荷側変換器又はその両方を同期させる為の主たる帰
還制御信号として使う。

３相交流電動機駆動装置に対する負荷側変換器の場合に
ついて云うと、線路間電圧は逆起電力で構成され、これ
は積分した時、ボルト秒単位で表わされる準電動機磁束
波に近い。更に、負荷側変換器の制御は、変換器を出来
るだけ遅く、即ち、下記の式に従って、出のサイリスタ
を安全に転流するのに必要なボルト秒が得られる位の進
相の力率角度で、点孤する（即ち導電させる）様にした
いと云う希望に基づいているのが普通である。

Ｅ△ｔ＝Ｌ△ｉこゝでＥは源電圧、△ｔは転流時間、Ｌは転流インダク
タンス、△ｉは転流する電流である。従って、負荷側変
換器では、安定した正確な位相固定ループ動作、転流及
び速度調整を保つ為に、「磁束波」の正確なゼロ交差と
最大振幅の情報が必要である。従来は、適当なＬdi／dt
信号との加算によって、帰還信号の転流ノッチを埋合わ
せることを利用して、電圧信号を再生していたが、これ
は電動機電流の微分を必要とする。然し、微分を行うの
に必要な回路は、制御ループの雑音を除去する為に、そ
の後に高周波数の遅れ回路を設けなければならないが、
この為に装置が不当に複雑になる。この発明が取上げる
のはこの問題である。

（ディジタル形の電動機制御装置の例）以下サイリスタと呼ぶ制御可能な整流器を用いる電動機
制御装置が、アナログ制御装置を用いて構成されていた
が、最近の傾向はディジタル形の制御装置に向ってする
ことも指摘しておかなければならない。この典型的な１
例が米国特許第３，６０１，６７４号に記載されてい
る。この米国特許では、多相交流源から負荷へサイリス
タを通る電力の流れを制御するディジタル制御装置が開
示されている。この装置は各相に対する点孤回路を含
み、各々の点孤回路が可逆計数器とディジタル比較器と
で構成されている。交流源の３相を検査する位相検出論
理回路を用いて、各相に付設された可逆計数器に予定の
正又は負のディジタル数を予め設定することにより、適
当な整流器に対する制御期間を同期的に開始する。制御
期間の間、予め設定された数が正であれば、可逆計数器
が減数計数し、予め設定された数が負であれば増数計数
する。計数動作中、ディジタル指令と電動機速度を表わ
すディジタル帰還信号との前の比較から取出したディジ
タル速度誤差信号が、ディジタル比較器により、可逆計
数器の内容と連続的に比較される。誤差が可逆計数器の
内容より大きくなると、点孤パルスが発生されて、正又
は負の極性の整流器に供給され、正及び負の数に従って
夫々の極性の整流器を点孤する。

（プログラム形ディジタル計算機の使用例）更に最近になって、プログラムされた割込み動作手順に
より、サイリスタの点孤を制御する為にプログラム形デ
ィジタル計算機が使われている。この方式が、ＩＦＡＣ
シンポジウム・オブ・コントロール・アンド・パワー・
エレクトロニクス・アンド・エレクトリカル・ドライブ
ズ、１９７４年１０月号所載のＲ．Ｄ．ジャクソン及び
Ｒ．Ｄ．ウエザビーの論文「サイリスタ変換器の直接デ
ィジタル制御」と、ザ・プロシーディングス・オブ・ジ
ィ・インスティチューション・オブ・エレクトリカル・
エンジニァーズ−コントロール・アンド・サイエンス
誌、第１１６巻第５号、１９６９年５月、第８７３頁乃
至第８７８頁所載のＦ．フォールサイド及びＲ．Ｄ．ジ
ャクソンの論文「サイリスタ増幅器の直接ディジタル制
御」と云う２つの文献に記載されている。

発明の目的従って、この発明の目的は、多相電力変換器を制御する
改良された装置及び方法を提供することである。

別の目的は、多相電力変換器の動作を交流線路電圧と同
期させる改良された装置及び方法を提供することであ
る。

この発明の別の目的は、電力変換器のサイリスタ・ブリ
ッジ回路を点孤する位相固定ループ回路を制御する改良
された装置及び方法を提供するとである。

別の目的は、再生線路間電圧信号を使うことによって、
電力変換器の位相固定ループ点孤回路を制御する改良さ
れた装置及び方法を提供することである。

発明の要旨この発明では、上記並びにその他の目的が、サイリスタ
・ブリッジを用いる多相電力変換器に対する制御装置を
提供することによって達成される。この装置では、転流
ノッチを含む少なくとも１つの積分した線路間電圧を、
２つの相電流の差に転流インダクタンスを表わす計数を
乗じた少なくとも１つのデルタ電流に対応する信号と加
算することによって発生された複合波形から、同期パル
ス列を発生することにより、ブリッジ・サイリスタの点
孤が交流源の交流線路電圧と同期させられる。こうして
得られる複合波形は明確に限定されたゼロ交差を持ち、
これから正確な位相固定ループ動作を保つ為の安定度の
比較的高い同期パルスが発生される。更に複合波形は、
サイリスタ・ブリッジに対する安全転流余裕を発生する
と共に、サイリスタ・ブリッジの安定で正確な転流を高
める制御信号をも発生する様になっている。

この発明の要旨は特許請求の範囲に記載してあるが、こ
の発明は以下図面について説明する所から、更によく理
解されよう。

実施例（全体的構成）この発明の全体的な動作を説明する為、第１図を参照す
る。第１図には、源側変換器１２及び負荷側変換器又は
インバータ１４の動作に従って、線路端子Ｌ_１，Ｌ_２，
Ｌ_３に結合された３相電力源から交流電動機負荷１０を
制御する交流電動機駆動装置がブロック図で示されてい
る。源側変換器１２は３相交流電力を可変直流源に変換
する様に作用する。この可変直流源が誘導子１６を含む
直流リンク回路を介して負荷側変換器１４に結合され
る。負荷側変換器が、電動機１０に供給される大きさ並
びに周波数が可変の交流電流を発生する様に作用する。

両方の変換器１２，１４は周知の位相制御形サイリスタ
・ブリッジで構成されており、その導電が夫々の位相固
定ループ（ＰＬＬ）点孤制御回路１８，２０によって制
御される。変換器１２にあるサイリスタの点孤角が、電
流調整器２２の出力によって主に制御され、これに対し
て、変換器１４にあるサイリスタの点孤角が負荷角調整
器２４の出力によって主に制御される。両方の調整器２
２，２４は、周知の様に発生されるトルク指令信号に応
答して動作する。トルク指令信号を発生する態様の典型
的な例が、米国特許第４，２３０，９７９号に記載され
ている。

更に２つの変換器１２，１４にあるサイリスタの点孤が
夫々３相線路電圧Ｌ_１，Ｌ_２，Ｌ_３及びＬ_ａ，Ｌ_ｂ，Ｌ
_ｃと同期しており、典型的には交流線間電圧の積分で構
成された波形を利用する。この線路間電圧のゼロ交差を
使って、基本周波数、即ちＬ_１，Ｌ_２，Ｌ_３の線路電圧
周波数の６倍の周波数を持つ同期パルス列を形成する。
位相固定点孤制御回路１８，２０はディジタル形である
ことが好ましい。その典型的な例が米国特許第４，２６
３，５５７号に記載されている。この制御回路が、更
に、例えば前掲米国特許第４，２０１，９３６号並びに
係属中の米国特許出願通し番号第０６３，１２６号に記
載されている様な割込みデータ処理方法を取入れてい
る。

この為、源側変圧器１２の位相固定ループ点孤制御回路
１８が、この発明を実施した回路２６により、３相線路
Ｌ_１，Ｌ_２，Ｌ_３の交流電力と同期しており、負荷側変
換器１４のサイリスタの点孤は、実質的に回路２６と同
一の第２の回路２８により、交流電力線路Ｌ_ａ，Ｌ_ｂ，
Ｌ_ｃに現われる線路電圧と同期している。

（制御波形、同期パルス）この発明では、適当な線路電圧及び電流、即ち、源側変
換器１２ではｖ_ａｓ，ｖ_ｂｓ，ｖ_ｃｓ及びｉ_ａｓ，ｉ
_ｂｓ，ｉ_ｃｓ，そして負荷側変換器１４ではｖ_ａ，ｖ
_ｂ，ｖ_ｃ及びｉ_ａ，ｉ_ｂ，ｉ_ｃを感知し、次
にこれの信号を利用して制御波形を発生し、この制御波
形から、転流ノッチによって崩れた積分した線路電圧を
利用する時に従来蒙っていた様な有害な影響なしに、少
なくとも同期パルスを発生する。

（従来技術……第５図）従来技術について前に述べた様に、従来はこの問題を解
決する為、２つの波形を重畳即ち加算して、事実上、転
流ノッチを埋合せた複合波形又は再生波形を作ってか
ら、９０°濾波器又は積分器に通し、この時再生波形の
ゼロ交差を感知し、位相固定ループに対する基準信号と
して使っている。従来、再生された線路間電圧は、線路
間電圧と、仮定のデルタ電流の微分に転流インダクタン
スを乗じたものに対応する信号とを加算していた。この
再生が第５図に示すた一組の波形によって示されてい
る。第５図の波形は、そのサイリスタを典型的には１５
０°の角度で点孤する様な、大体全負荷で動作する電動
機負荷に接続された負荷側変換器、例えば第１図の変換
器１４の動作をも例示している。

第５図の波形Ａは、その相対的な位相が１２０°離れて
いる３相電圧ｖ_ａ，ｖ_ｂ，ｖ_ｃを示す。各々の各相電圧
波形が、１５０°の点孤角の場合に対して示した急激な
不連続性又は転流ノッチ２５を含んでおり、α＝０°が
各相電圧のクロスオーバの点にあることが判る。これに
対して波形Ｂは線路間電圧を示しており、その波形ｖ
_ａｂ，ｖ_ｂｃ，ｖ_ｃａも、各相電圧ｖ_ａ，ｖ_ｂ，ｖ_ｃの
波形のノッチ２５と時間的に同じ点に転流ノッチ２７を
含んでいる。波形Ｃは各相ａ，ｂ，ｃに対する転流線路
電流ｉ_ａ，ｉ_ｂ，ｉ_ｃの波形を示しており、波形Ｄは、
これから説明する様にして、相電流ｉ_ａ及びｉ_ｂから取
出した１つのデルタ電流波形ｉ_ａｂを示している。デル
タ電流ｉ_ａｂの微分（ｄ／dt）が波形Ｅに示されてい
る。次の波形Ｆは、線路間電圧波形ｖ_ａｂの積分（ｖ
_ａｂdtによって得られる準磁束波形Ψ_ａｂを示す。図示
の様に、磁束波Ψ_ａｂは不規則であり、波形ｖ_ａｂの転
流ノッチの位置によって生ずるゼロ・クロスオーバ領域
で、波形に平坦なスポット２９を持つ傾向がある。然
し、微分したデルタ電流ｉ_ａｂの波形Ｅが転流ノッチの
所で発生することに注目して、それを使って、第５図の
波形Ｇとして示す再生磁束波Ψ_ａｂを生ずる積分の前
に、線路間電圧（波形Ｂ）のノッチ２７を埋める。この
波形は実質的に滑らかであり、ゼロ・クロスオーバは実
質的に平坦なスポットがない。

（本願発明の例……第２図、第３図、第６図）然し、この発明では、従来用いられていた微分を省略
し、サイリスタを点孤する同期信号は、少なくとも１つ
の積分線路間電圧と、或る倍率、即ち転流インダクタン
スを表わす係数を乗じたデルタ電流に対応する信号との
加算によって生ずる波形から発生される。この発明の好
ましい実施例の一番簡単な形式が第２図に示されてい
る。この図で、ｖ_ａ及びｖ_ｂは、中性点を基準とした３
相電圧ｖ_ａ，ｖ_ｂ，ｖ_ｃの内の２つを表わし、ｉ_ａ及び
ｉ_ｂはａ及びｂ相の２つの線路電流を表わす。線路間電
圧ｖ_ａｂは相電圧ｖ_ａ及びｖ_ｂの差を加算点３０で求め
ることによって発生され、デルタ電流ｉ_ａｂは加算点３
２で線路電流ｉ_ａ及びｉ_ｂの差をとることによって発生
される。デルタ電流は次の式に従って、線路電流ｉ_ａ，
ｉ_ｂ，ｉ_ｃから取出される。

ｉ_ａｂ＝ｉ_ａ−ｉ_ｂ線路間電圧ｖ_ａｂが信号積分器３４に供給される。この
積分器の出力は、特に例えば負荷側変換器、例えば第１
図の変換器１４によって給電される交流電動機負荷の固
定子（図に示してない）を基準とした時の準磁束波Ψ
_ａｂに対応するが、これは源側変速器１２の場合も同じ
である。磁束波Ψ_ａｂが適当な倍率の転流インダクタン
スＬ_ｃを（ブロック３６で）かけたデルタ電流ｉ_ａｂと
共に加算点３４に印加される。こういう形式は周知であ
る。加算点３４の出力は全体的に正弦状波形であって、
前に述べた様に線路間電圧に転流ノッチが発生しても、
明確に限定されたゼロ交差を持っている。この例とし
て、第６図を参照する。第６図の波形Ａは１つの線路間
電圧、即ち、ｖ_ａｂを表わしており、これが略９０°の
所に転流ノッチ３５を持っている。これに対して波形Ｂ
は、準磁束波形Ψ_ａｂに対応する積分した線路間電圧ｖ
_ａｂを表わす。積分によって９０°の移相が起るが、転
流ノッチの位置は変わらず、ゼロ・クロスオーバ領域の
平坦なスポット３７となり、この為、サイリスタの点孤
を同期させる場合の誤差の原因になり得る。然し、デル
タ電流ｉ_ａｂに対応する波形を示す波形Ｃを見れば、ゼ
ロ・クロスオーバの転流ノッチの所で比較的急峻な直線
的な電流の変化３９が起ることが判る。この為、両者を
加算する様な、波形Ｂ及びＣの複合波形を作ることによ
り、波形Ｄに示す様に、転流ノッチの所に急峻なゼロ・
クロスオーバ４１を持つ波形が得られる。図を見易くす
る為、波形Ｄは、Ｌ×ｉ_ａｂ項の寄与を過剰補償するこ
とにより、非正弦状に示してある。この波形は、サイリ
スタ電力変換器の点孤を制御する位相固定ループに対す
る同期パルスを発生する為だけでなく、この波形がボル
ト一秒単位で表わされているから、その転流を制御する
のにも役立つ。

第３図には、第２図に示したこの発明の基本形式の３相
の場合の更に詳しいブロック図が示されている。図示の
様に、源側又は負荷側変換器に対する各相電圧を表わす
相電圧ｖ_ａ，ｖ_ｂ，ｖ_ｃが夫々利得１のバッファ増幅器
４０，４２，４４に印加され、その出力が対中性点各相
電圧ｖ_ａｎ，ｖ_ｂｎ，ｖ_ｃｎに対応する。これらの３つ
の対中性点各相電圧が夫々の加算点４６，４８，５０の
（＋）端子に印加され、この加算点４６の（−）端子に
相電圧ｖ_ｂｎ，加算点４８の（−）端子に対中性点相電
圧ｖ_ｃｎ，そして加算点５０の（−）端子に対中性点相
電圧ｖ_ａｎを印加することにより、線路間電圧ｖ_ａｂ，
ｖ_ｂｃ，ｖ_ｃａが発生される。

こうして発生された３つの線路間電圧ｖ_ａｂ，ｖ_ｂｃ，
ｖ_ｃａが夫々インバータ増幅器５２，５４，５６に結合
され、その出力が積分器５８，６０，６２に夫々供給さ
れる。これらの積分器は、信号の反転をも行なって、３
つの準磁束波形Ψ_ａｂ，Ψ_ｂｃ，Ψ_ｃａを発生する。こ
れらの磁束波形が、夫々のデルタ電流と装置の転流イン
ダクタンスの積を表わす信号に対応する、倍率を掛けた
デルタ電流信号Ｋｉ_ａｂ，Ｋｉ_ｂｃ，Ｋｉ_ｃａと共に、
加算点６４，６６，６８の（＋）端子に印加される。倍
率を掛けたデルタ電流信号は線路各相電流ｉ_ａ，ｉ_ｂ，
ｉ_ｃから、最初はインバータ増幅器７０，７２，７４に
印加し、その反転出力（−ｉ_ａ，−ｉ_ｂ，−ｉ_ｃ）を加
算点７６，７８，８０の（＋）端子に結合することによ
って発生される。各相電流−ｉ_ｂ，−ｉ_ｃ，−ｉ_ａを加
算点７６，７８，８０の（−）端子に夫々接続すること
により、反転デルタ電流−ｉ_ａｂ，−ｉ_ｂｃ，−ｉ_ｃａ
が発生される。加算点７６，７８，８０からの反転デル
タ電流が反転増幅器８２，８４，８６に印加され、その
出力が非反転デルタ電流ｉ_ａｂ，ｉ_ｂｃ，ｉ_ｃａに対応
する。倍率Ｋが倍率回路８８，９０，９２によって各々
のデルタ電流に乗ぜられる。これらの倍率回路は、装置
の転流インダクタンスに対する所要の伝達関数を構成し
ている。こうして、磁束波に対応する、倍率を掛けたデ
ルタ電流及び積分した線路間電圧が組合され、複合波形
Ψ_ａｂ＋Ｋｉ_ａｂ，Ψ_ｂｃ＋Ｋｉ_ｂｃ，及びΨ_ｃａ＋Ｋ
ｉ_ｃａが形成される。これらの波形が夫々の反転増幅器
９４，９６，９８に供給され、第６図の波形Ｄの様な出
力波形になる。それが第７図の波形Ａ，Ｂ，Ｃに示す様
な相互の位相関係を持つ。前に述べた様に、これらの波
形は夫々のゼロ交差の領域に平坦なスポットを持たな
い。

従って、これらの複合信号を大地電位を基準とする比較
回路１００，１０２，１０４（第３図）に結合すること
により、これらの比較回路はゼロ交差検出器として動作
して、第７図の波形Ｄ，Ｅ，Ｆに対応する矩形波出力を
発生する。比較回路１００，１０２，１０４の矩形波出
力を縁検出器１０６，１０８，１１０に夫々結合するこ
とにより、第７図の波形Ｇ，Ｈ，Ｉに示すパルス出力が
発生され、これはオア回路１１２に供給した時、波形Ｊ
で示す様なパルス出力例となる。

第３図の反転増幅器９４，９６，９８の出力に現われる
第７図の波形Ａ，Ｂ，Ｃの信号が、特に点孤制御位相固
定ループ１８，２０（第１図）がディジタル形に構成さ
れている場合、転流の制御にも使われる様になってい
る。この為、増幅器９４，９６，９８の出力が信号多重
化器１１４に結合されることが示されており、そこから
アナログ・ディジタル変換器１１６に印加される。この
後、この信号がオア回路１１２の出力である同期パルス
と共に第１図の位相固定ループ１８，２０に結合され
る。

（ＰＬＬ点孤制御回路）第４図には、ディジタル形の点孤制御回路１８，２０の
関連部分がブロック図で示されている。マイクロプロセ
ッサ１１８は、例えば適当にプログラムされたインテル
８０８６マイクロコンピュータ等であってよく、これは
割込み制御回路１２０の制御の下に、自蔵割込みプログ
ラムに従って動作する様になっている。割込み制御回路
１２０は、例えば集積回路チップで構成されていて、点
孤計数器回路１２２及び限界計数器１２４からの出力と
共に、同期信号パルス列（第７図の波形Ｊ）が供給され
る。これらの計数器は減数計数器で構成され、マイクロ
プロセッサ１１８から予め計算した値が装入されてい
る。マイクロプロセッサは、制御チップ１２０から割込
み指令を受取る他に、Ａ／Ｄ変換器１１６（第３図）か
ら供給される「転流信号」を受取る。源側変換器１２又
は負荷側変換器１４のどちらに使っているかに応じて、
電流調整器２２又は負荷角調整器２４の出力で構成され
た点孤角制御信号が、マイクロプロセッサに供給される
か、又はマイクロプロセッサの内部で発生される。これ
らの入力の他に、マイクロプロセッサは計数器１２６か
ら「時間」信号を入力して受取る。この計数器は、例え
ば５ＭHzのクロック・パルス列を発生するシステム・ク
ロック１２０に結合された除数Ｎの位相固定ループ計数
器１２８に結合されている。

（動作）動作について説明すると、同期信号で構成された基本周
波数の６倍の周波数のパルス列が割込み制御チップ１２
０に供給され、これが計数器１２６から時間を読取るゼ
ロ交差割込みプログラムを付能する。各々の同期パルス
が表わすゼロ・クロスオーバの瞬間に、時間計数器１２
６の正しい読みが判る。実際の読みが正しい読みと異な
っている場合、位相固定ループが同期していないと判断
される。この時、誤差が位相固定ループ補正プログラム
に供給される。このプログラムは、ゼロ交差プログラム
によって呼出される別の割込みプログラムである。位相
固定ループ補正プログラムの出力が「予め設定したＮ」
信号として位相固定ループ計数器１２８に帰還され、こ
れは、誤差がゼロに減少するまで、除数Ｎを変える。こ
うして位相固定ループが同期すると、適当な調整器の出
力信号により、マイクロプロセッサ１１８が、変換器に
含まれているサイリスタ・ブリッジ（図に示してない）
に対する特定の点孤角を計算する。同時に、時間計数器
１２６を再び読取って、現在の角度を決定し、この角度
と所望の点孤角の間の差が数として点孤計数器１２２に
装入される。この計数器がゼロまで減数計数すると、別
の割込みが開始され、特定のサイリスタを点孤する。サ
イリスタ・ブリッジ全体に対してこの順序が繰返され
る。従って、再生磁束波は、夫々の３相線路電圧のゼロ
交差に従って、サイリスタの点孤のタイミングを制御す
る信号を装置に供給する。

前に述べた様に、再生磁束波Ψ_ａｂ＋Ｋ_ｉａｂ等はボル
ト−秒単位であり、従って、転流信号がマイクロプロセ
ッサ１１８に供給された時、過去の６つの尖頭振幅の重
みを掛けた平均が計算され、デルタ電流に転流インダク
タンスを乗じた値に対応する量がこの尖頭値から差し引
かれる。この計算が電流調整器又は負荷角調整器からの
出力と共に、所望の点孤角を発生するのに利用される。
この値は、特に負荷側変換器１４に関係する場合、安全
転流余裕を制御する様になっている。これは、同期電動
機は進み力率で運転され、安全転流余裕の許す限り、力
率を１に近づけるべきだからである。

第８図の波形で示す様に、線路電流ｉ_ａから線路電流ｉ
_ｂへの転流は一組の波形Ｂで示す様に起る。各相電圧ｖ
_ａ，ｖ_ｂ，ｖ_ｃは一組の波形Ａで示してある。線路間電
圧ｖ_ａｂ及びｖ_ｃａは一組の波形Ｃで示されており、波
形Ｄはｖ_ａｂの積分した線路間電圧を示す。遅れ限界は
Ψ_ｐ−Ｋｉ_Ｄｃに等しいことが示されている。こゝでΨ
_ｐは磁束波の尖頭値に等しく、ｉ_Ｄｃは直流リンク、即
ち第１図の誘導子１６の電流に等しい。これに対して進
み限界は０．９７Ψ_ｐに等しい。これらの限界は、波形
Ａで示す様に、各相電圧の交差、例えばｖ_ａ及びｖ_ｂの
交差の前に、転流期間が起る様にする為に必要である。
図示の様に、遅れ限界の点ＴＦで、波形Ｃの波形ｖ_ａｂ
ら転流ノッチ１３１が現われる。ＴＰは相電圧のクロス
オーバが起る点である。

（まとめ）以上、再生した積分線路間電圧信号を主たる帰還制御信
号として使い、この制御信号で積分信号に現われる転流
ノッチの悪影響をなくした、サイリスタ形電力変換器の
改良された位相固定ループ制御装置を図示し且つ説明し
た。

現在この発明の好ましい実施例と考えられるものを図示
して説明したが、当業者にはその変形が考えられよう。
従って、この発明は、以上図示し且つ説明した特定の回
路構成に制約されるものではなく、特許請求の範囲の記
載に合致する限り、その全ての変更がこの発明の範囲内
に含まれることを承知されたい。

【図面の簡単な説明】第１図はこの発明を実施した交流電動機駆動装置のブロ
ック図、第２図はこの発明の考えを例示する簡略ブロック図、第３図はこの発明の好ましい実施例のブロック図、第４図は第１図に示す装置に使われるディジタル形位相
固定ループ点孤制御回路の一部分のブロック図、第５図は従来のやり方を典型的に示す一組の波形を時間
に対して示すグラフ、第６図はこの発明を説明する為の一組の波形を時間に対
して示すグラフ、第７図は第３図に示したこの発明の実施例の動作を説明
する別の一組の波形を時間に対して示すグラフ、第８図はこの発明の動作を例示する一組の波形を時間に
対して示すグラフである。主な符号の説明３０：加算点（電圧）３２：加算点（電流）３４：積分器３５：加算点３６：掛算器３８：比較器

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】多相交流電力線路に結合された位相固定形
電力変換器に含まれるサイリスタ点孤回路の同期及び転
流を制御する制御信号を発生する方法に於いて、（ａ）前記交流電力線路の線路間電圧を表わす少なくと
も１つの電圧信号を取出し、（ｂ）前記交流電力線路の１相の電流を表わす少なくと
も１つのデルタ電流信号を取出し、（ｃ）前記電圧信号から準磁束信号波形を発生し、（ｄ）前記電力変換器の転流インダクタンスの電気アナ
ログ量を発生すると共に前記デルタ電流信号並びに前記
転流インダクタンスのアナログ量の積に対応する積信号
を発生し、（ｅ）前記準磁束信号波形と前記積信号とを加算して複
合信号を発生し、（ｆ）その後前記複合信号から前記制御信号を発生し、（ｇ）該制御信号を前記電力変換器のサイリスタ点孤回
路に印加する、工程から成る方法。
【請求項２】特許請求の範囲１）に記載した方法に於
て、前記電力変換器が前記電力線路を介して多相交流源
に結合された交流変換器で構成される方法。
【請求項３】特許請求の範囲１）に記載した方法に於
て、前記電力変換器が前記電力線路を介して交流負荷に
結合された直流変換器で構成される方法。
【請求項４】特許請求の範囲１）に記載した方法に於
て、前記工程（ａ）が、前記多相交流源の少なくとも２
相の電圧を感知し、その後該２相の電圧の差を求めて前
記線路間電圧信号とする工程から成る方法。
【請求項５】特許請求の範囲４）に記載した方法に於
て、前記２相の電圧が、前記交流電力線路の各相と中性
点間の電圧に対応している方法。
【請求項６】特許請求の範囲１）に記載した方法に於
て、前記工程（ｂ）が、前記交流電力線路の少なくとも
２相の電流を感知し、該２相の電流の差を求めて前記デ
ルタ電流信号とする工程から成る方法。
【請求項７】特許請求の範囲１）に記載した方法に於
て、前記工程（ｃ）が、前記線路間電圧信号を積分する
ことから成る方法。
【請求項８】特許請求の範囲１）に記載した方法に於
て、前記工程（ｄ）が、前記デルタ電流信号に、前記転
流インダクタンスのアナグロ量に対応する係数を倍率と
して乗ずることから成る方法。
【請求項９】特許請求の範囲１）に記載した方法に於
て、前記工程（ｄ）が、前記デルタ電流信号に、転流イ
ンダクタンスのアナログ量に対応する係数を乗ずること
から成る方法。
【請求項１０】特許請求の範囲１）に記載した方法に於
て、前記工程（ｆ）が、前記複合信号のゼロ交差を感知
し、その後、該複合信号のゼロ交差でパルス信号を発生
し、該パルス信号が電力変換器に結合された位相固定ル
ープ回路手段に印加されて、前記サイリスタ点孤回路の
動作を少なくとも前記１つの電圧信号に同期させること
から成る方法。
【請求項１１】特許請求の範囲１）に記載した方法に於
て、前記工程（ｆ）が、適正な点孤角を決定する為にサ
イリスタ点孤制御回路内に含まれている転流制御手段に
前記複合信号を印加することを含む方法。
【請求項１２】特許請求の範囲１）に記載した方法に於
て、前記電力変換器が交流電動機負荷を駆動する相互結合さ
れた２つの電力変換器の内の少なくとも一方で構成さ
れ、前記工程（ｆ）が、前記複合信号のゼロ交差を決定し
て、該ゼロ交差と調時関係をもって同期パルスを発生す
ることから成り、前記同期パルスがこの後交流源の選ば
れた相電圧の相互の交差と前記サイリスタ点孤回路とを
同期させる為に利用される方法。
【請求項１３】特許請求の範囲１２）に記載した方法に
於て、前記工程（ｆ）が、前記電力変換器に含まれるサ
イリスタ・ブリッジに対する適正な点孤角を決定する為
にサイリスタ点孤角回路に前記複合信号を印加すること
を含む方法。
【請求項１４】特許請求の範囲１３）に記載した方法に
於て、前記少なくとも１つの電力変換器が、前記電動機負荷に
交流電力を供給する様に作用する負荷側変換器で構成さ
れ、前記工程（ｆ）が、前記電動機負荷に電流を供給する様
に動作するサイリスタ・ブリッジを点孤する安全転流余
裕を決定する為に、前記負荷側変換器のサイリスタ点孤
回路に前記複合信号を印加することを含む方法。
【請求項１５】特許請求の範囲１３）に記載した方法に
於て、前記電力変換器を転流する適正な点孤角を決定す
る工程が、相次ぐ多重の複合信号の重みをつけた平均を
決定する工程を含む方法。
【請求項１６】多相交流電力線路に結合されていて或る
転流インダクタンスを持つ位相固定形電力変換器にある
サイリスタの点孤を同期させる信号を発生する装置に於
て、（ａ）前記電力線路の線路間電圧を表わす少なくとも１
つの信号を発生する手段と、（ｂ）前記電力線路の相電流を感知して、２つの相電流
の差に対応する少なくとも１つの信号を発生してデルタ
電流信号とする手段と、（ｃ）前記電力線路の線路間電圧を表わす前記少なくと
も１つの信号を積分して磁束波信号を発生する手段と、（ｄ）前記デルタ電流信号に予定の係数を倍率として乗
じて、前記デルタ電流信号に転流インダクタンスを乗じ
た値に対応する信号を発生する手段と、（ｅ）前記磁束波信号を倍率を乗じた前記デルタ電流信
号と加算して、実質的に急峻なゼロ交差を持ちながら転
流ノッチが実質的に無い複合信号を発生する手段と、（ｆ）前記電力変換器のサイリスタの点孤を制御する位
相固定ループと、（ｇ）前記複合信号を前記位相固定ループに印加する手
段、を有する装置。
【請求項１７】特許請求の範囲１６）に記載した装置に
於て、前記手段（ｇ）が、（ｉ）前記複合信号のゼロ交差を感知する手段、並びに（ii）複合信号の前記ゼロ交差に応答して同期信号を発
生して該同期信号を前記位相固定ループに結合し、前記
変換器のサイリスタの点孤を線路間電圧と同期させる手
段、を含んでいる装置。
【請求項１８】特許請求の範囲１７）に記載した装置に
於て、前記手段（ｇ）が、（iii）前記複合信号を条件
づけて、前記電力変換器にあるサイリスタの電流の転流
を制御する手段を含んでいる装置。
【請求項１９】特許請求の範囲１６）に記載した装置に
於て、前記電力変換器が、源側位相制御サイリスタ・ブ
リッジ変換器及び負荷側位相制御サイリスタ・ブリッジ
変換器の内の一方又は両方の変換器で構成され、前記ブ
リッジ変換器は直流リンク回路によって互いに結合され
ると共に、大きさ並びに周波数が可変の交流電流を負荷
に供給する様に動作し得る装置。
【請求項２０】特許請求の範囲１９）に記載した装置に
於て、前記負荷が交流電動機で構成される装置。
【請求項２１】特許請求の範囲１９）に記載した装置に
於て、前記電力変換器が負荷側変換器で構成され、前記
負荷が前記多相線路を介して変換器に結合された交流電
動機で構成される装置。
【請求項２２】特許請求の範囲１９）に記載した装置に
於て、前記手段（ａ）が、（ｉ）前記多相電力線路の少なくとも２相の電圧を感知
する手段、及び（ii）該２相の電圧の差をとって前記線路間電圧とする
手段で構成されている装置。
【請求項２３】特許請求の範囲２２）に記載した装置に
於て、前記変換器が源側変換器で構成されていて、前記
相電圧を感知する手段が、前記負荷側変換器に結合され
た３相電力源の内の少なくとも２相の電圧を感知する手
段で構成されている装置。
【請求項２４】特許請求の範囲２２）に記載した装置に
於て、前記一方の変換器が負荷側変換器で構成され、前記負荷が多相交流電動機で構成され、前記相電圧を感知する手段が、前記負荷側変換器から電
動機に供給される相電流に応答して、前記交流電動機の
逆起電力電圧を感知する手段で構成されている装置。
【請求項２５】特許請求の範囲１９）に記載した装置に
於て、前記手段（ｅ）が、前記線路間電圧を表わす少な
くとも１つの信号を積分する手段、並びに前記デルタ電
流信号に倍率を乗ずる手段に結合された加算回路手段で
構成されていて、前記複合信号を発生する様になってい
る装置。
【請求項２６】特許請求の範囲２５）に記載した装置に
於て、前記多相交流源が３相源であり、前記手段（ａ）が、３相夫々の線路間電圧を表わす３つ
の信号を発生する手段で構成され、前記手段（ｂ）が、３相線路電流の各々を感知して、そ
れから３つのデルタ電流信号を発生する手段で構成さ
れ、前記手段（ｃ）が、夫々の線路間電圧を積分して、３相
線路間電圧の３つの磁束波信号を発生する手段で構成さ
れ、前記手段（ｄ）が、前記３つのデルタ電流信号の各々に
倍率を乗じて、各々のデルタ電流信号に転流インダクタ
ンスを夫々乗じた値に対応する夫々の信号を発生する手
段で構成され、前記手段（ｅ）が、３つの磁束波信号を夫々の倍率を乗
じたデルタ電流信号と加算して、３つの複合信号を発生
する手段で構成され、前記手段（ｆ）が、３つの複合信号の各々のゼロ交差を
感知して、夫々のゼロ交差に対応するパルス信号を発生
する手段で構成され、前記信号を組合せる手段は全てのパルス信号を１個のパ
ルス列に組合せて、サイリスタの点孤を線路間電圧と同
期させる装置。
【請求項２７】特許請求の範囲２６）に記載した装置に
於て、前記手段（ｇ）が、３つの複合信号に応答してサ
イリスタの転流を制御する手段を有する装置。
【請求項２８】特許請求の範囲２７）に記載した装置に
於て、前記手段（ｇ）が、３つの複合信号を組合せて、
サイリスタの点孤に対する安全転流余裕を設定する制御
信号を発生する手段を有する装置。
【請求項２９】特許請求の範囲２８）に記載した装置に
於て、前記サイリスタがブリッジ回路形式に接続されて
いる装置。