JPH06245501A - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
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- JPH06245501A JPH06245501A JP5033769A JP3376993A JPH06245501A JP H06245501 A JPH06245501 A JP H06245501A JP 5033769 A JP5033769 A JP 5033769A JP 3376993 A JP3376993 A JP 3376993A JP H06245501 A JPH06245501 A JP H06245501A
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Landscapes
- Direct Current Feeding And Distribution (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】双方向に電力変換を行う電源装置において、検
出回路及び制御回路の構成を簡略化して、装置の小型化
を達成する。 【構成】第１の電源端子１１，１２に接続されて電圧の
異なる第２の電源端子１３，１４の方向に電力を変換す
る第１のインバータ２１と、第２の電源端子１３，１４
に接続されて第１の電源端子１１，１２の方向に電力を
変換する第２のインバータ２２とを備え、第１又は第２
の電源端子に負荷を接続された電源装置において、第１
のインバータ２１の電流と電圧を検出する検出回路１
と、前記検出回路１の検出信号に基づいて第１又は第２
のインバータ２１，２２を制御する制御回路２とを備え
る。
出回路及び制御回路の構成を簡略化して、装置の小型化
を達成する。 【構成】第１の電源端子１１，１２に接続されて電圧の
異なる第２の電源端子１３，１４の方向に電力を変換す
る第１のインバータ２１と、第２の電源端子１３，１４
に接続されて第１の電源端子１１，１２の方向に電力を
変換する第２のインバータ２２とを備え、第１又は第２
の電源端子に負荷を接続された電源装置において、第１
のインバータ２１の電流と電圧を検出する検出回路１
と、前記検出回路１の検出信号に基づいて第１又は第２
のインバータ２１，２２を制御する制御回路２とを備え
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、双方向に電力変換可能
な電源装置において、負荷の変動によりそれぞれの負荷
に供給する電力を制御するべき装置に利用可能である。
な電源装置において、負荷の変動によりそれぞれの負荷
に供給する電力を制御するべき装置に利用可能である。
【０００２】
【従来の技術】図５は従来例の回路図である。この回路
は甲側と乙側の間で双方向に電力変換を行えるように構
成されており、甲側のコンデンサＣ1 には直流電源Ｅ1
又は負荷が接続されている。コンデンサＣ1 の正極には
インダクタＬ1 を介して高周波トランスＴ1 の甲側巻線
の中間タップに接続されている。甲側巻線の両端には、
それぞれトランジスタＱ1 ，Ｑ2 のコレクタが接続され
ている。各トランジスタＱ1 ，Ｑ2 のエミッタは、コン
デンサＣ1 の負極に接続されている。また、乙側のコン
デンサＣ2 には直流電源Ｅ2 又は負荷が接続されてい
る。コンデンサＣ2の正極にはインダクタＬ2 を介して
高周波トランスＴ1 の乙側巻線の中間タップに接続され
ている。乙側巻線の両端には、それぞれトランジスタＱ
3 ，Ｑ4 のコレクタが接続されている。各トランジスタ
Ｑ3 ，Ｑ4 のエミッタは、コンデンサＣ2 の負極に接続
されている。各トランジスタＱ1 〜Ｑ4 のコレクタ・エ
ミッタ間には、それぞれダイオードＤ1 〜Ｄ4 が逆並列
接続されている。インダクタＬ 1 の２次巻線には、検出
回路１ａが接続されており、その検出信号により制御回
路２ｂがトランジスタＱ3 ，Ｑ4 の制御信号を発生し、
駆動回路３ｂを介してトランジスタＱ3 ，Ｑ4 が駆動さ
れる。また、インダクタＬ2 の２次巻線には、検出回路
１ｂが接続されており、その検出信号により制御回路２
ａがトランジスタＱ1 ，Ｑ2 の制御信号を発生し、駆動
回路３ａを介してトランジスタＱ1 ，Ｑ2が駆動され
る。
は甲側と乙側の間で双方向に電力変換を行えるように構
成されており、甲側のコンデンサＣ1 には直流電源Ｅ1
又は負荷が接続されている。コンデンサＣ1 の正極には
インダクタＬ1 を介して高周波トランスＴ1 の甲側巻線
の中間タップに接続されている。甲側巻線の両端には、
それぞれトランジスタＱ1 ，Ｑ2 のコレクタが接続され
ている。各トランジスタＱ1 ，Ｑ2 のエミッタは、コン
デンサＣ1 の負極に接続されている。また、乙側のコン
デンサＣ2 には直流電源Ｅ2 又は負荷が接続されてい
る。コンデンサＣ2の正極にはインダクタＬ2 を介して
高周波トランスＴ1 の乙側巻線の中間タップに接続され
ている。乙側巻線の両端には、それぞれトランジスタＱ
3 ，Ｑ4 のコレクタが接続されている。各トランジスタ
Ｑ3 ，Ｑ4 のエミッタは、コンデンサＣ2 の負極に接続
されている。各トランジスタＱ1 〜Ｑ4 のコレクタ・エ
ミッタ間には、それぞれダイオードＤ1 〜Ｄ4 が逆並列
接続されている。インダクタＬ 1 の２次巻線には、検出
回路１ａが接続されており、その検出信号により制御回
路２ｂがトランジスタＱ3 ，Ｑ4 の制御信号を発生し、
駆動回路３ｂを介してトランジスタＱ3 ，Ｑ4 が駆動さ
れる。また、インダクタＬ2 の２次巻線には、検出回路
１ｂが接続されており、その検出信号により制御回路２
ａがトランジスタＱ1 ，Ｑ2 の制御信号を発生し、駆動
回路３ａを介してトランジスタＱ1 ，Ｑ2が駆動され
る。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上述の従来例では、甲
側から乙側へ電力変換を行い、乙側へ接続された負荷の
状態によって供給電力の制御を行おうとした場合、乙側
に接続されたインダクタＬ2 により負荷電流Ｉ2 を検出
し、これを甲側のインバータの制御回路２ａにフィード
バックをかけて、甲側インバータへ制御信号を送出して
いた。一方、乙側から甲側へ電力変換を行い、甲側に接
続された負荷への供給電力を制御しようとする場合も同
様に、負荷電流Ｉ4 をインダクタＬ1 により検出し、こ
れを乙側のインバータの制御回路２ｂにフィードバック
をかけて、乙側のインバータへ制御信号を送っていた。
このため、甲、乙両側にそれぞれの検出回路１ａ，１ｂ
と制御回路２ａ，２ｂ及びその電源回路が必要であり、
しかも検出回路１ａ，１ｂの絶縁も必要であった。これ
は装置の小型化に大きな障害となっていた。
側から乙側へ電力変換を行い、乙側へ接続された負荷の
状態によって供給電力の制御を行おうとした場合、乙側
に接続されたインダクタＬ2 により負荷電流Ｉ2 を検出
し、これを甲側のインバータの制御回路２ａにフィード
バックをかけて、甲側インバータへ制御信号を送出して
いた。一方、乙側から甲側へ電力変換を行い、甲側に接
続された負荷への供給電力を制御しようとする場合も同
様に、負荷電流Ｉ4 をインダクタＬ1 により検出し、こ
れを乙側のインバータの制御回路２ｂにフィードバック
をかけて、乙側のインバータへ制御信号を送っていた。
このため、甲、乙両側にそれぞれの検出回路１ａ，１ｂ
と制御回路２ａ，２ｂ及びその電源回路が必要であり、
しかも検出回路１ａ，１ｂの絶縁も必要であった。これ
は装置の小型化に大きな障害となっていた。
【０００４】本発明は、上述のような点に鑑みてなされ
たものであり、その目的とするところは、双方向に電力
変換を行う電源装置において、検出回路及び制御回路の
構成を簡単化することにある。
たものであり、その目的とするところは、双方向に電力
変換を行う電源装置において、検出回路及び制御回路の
構成を簡単化することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明の電源装置にあっ
ては、上記の課題を解決するために、図１に示すよう
に、第１の電源端子１１，１２と、これとは電圧の異な
る第２の電源端子１３，１４と、第１の電源端子に接続
されて第２の電源端子の方向に電力を変換する第１のイ
ンバータ２１と、第２の電源端子に接続されて第１の電
源端子の方向に電力を変換する第２のインバータ２２と
を備え、第１又は第２の電源端子に負荷を接続された電
源装置において、第１のインバータ２１の電流と電圧を
検出する検出回路１と、前記検出回路１の検出信号に基
づいて第１又は第２のインバータ２１，２２を制御する
制御回路２とを備えることを特徴とするものである。
ては、上記の課題を解決するために、図１に示すよう
に、第１の電源端子１１，１２と、これとは電圧の異な
る第２の電源端子１３，１４と、第１の電源端子に接続
されて第２の電源端子の方向に電力を変換する第１のイ
ンバータ２１と、第２の電源端子に接続されて第１の電
源端子の方向に電力を変換する第２のインバータ２２と
を備え、第１又は第２の電源端子に負荷を接続された電
源装置において、第１のインバータ２１の電流と電圧を
検出する検出回路１と、前記検出回路１の検出信号に基
づいて第１又は第２のインバータ２１，２２を制御する
制御回路２とを備えることを特徴とするものである。
【０００６】
【作用】図１に示す回路では、甲側のインバータ２１に
より甲側から乙側への電力変換を行えると共に、乙側の
インバータ２２により乙側から甲側への電力変換を行う
ことができる。いま、甲側のインバータ２１のスイッチ
ング素子Ｑ1 ，Ｑ2 をスイッチング動作させ、トランス
Ｔ1 を介して乙側へ電力変換したとき、乙側の負荷の状
態及び甲側の電源の状態により電流Ｉ1 が変化する。こ
れをインダクタＬ 1 に接続された検出回路１で検出し、
制御回路２から甲側インバータ２１へ適した制御信号を
送出する。このとき、スイッチＳＷ１はＢ側へ通電状態
となっている。これにより、乙側へ接続された負荷に出
力される電力は甲側で検出し、制御することが可能とな
る。次に、乙側から甲側への電力変換の場合には、乙側
のインバータ２２のスイッチング素子Ｑ3 ，Ｑ4 をスイ
ッチング動作させ、トランスＴ1 を介して甲側へ電力を
供給するときに、甲側では乙側の電源の状態あるいは甲
側に接続された負荷の状態により電流Ｉ4 が変化する。
これをインダクタＬ1に接続された検出回路１で検出
し、制御回路２から乙側インバータ２２へ制御信号を送
出する。このとき、スイッチＳＷ１はＡ側へ通電してい
る。
より甲側から乙側への電力変換を行えると共に、乙側の
インバータ２２により乙側から甲側への電力変換を行う
ことができる。いま、甲側のインバータ２１のスイッチ
ング素子Ｑ1 ，Ｑ2 をスイッチング動作させ、トランス
Ｔ1 を介して乙側へ電力変換したとき、乙側の負荷の状
態及び甲側の電源の状態により電流Ｉ1 が変化する。こ
れをインダクタＬ 1 に接続された検出回路１で検出し、
制御回路２から甲側インバータ２１へ適した制御信号を
送出する。このとき、スイッチＳＷ１はＢ側へ通電状態
となっている。これにより、乙側へ接続された負荷に出
力される電力は甲側で検出し、制御することが可能とな
る。次に、乙側から甲側への電力変換の場合には、乙側
のインバータ２２のスイッチング素子Ｑ3 ，Ｑ4 をスイ
ッチング動作させ、トランスＴ1 を介して甲側へ電力を
供給するときに、甲側では乙側の電源の状態あるいは甲
側に接続された負荷の状態により電流Ｉ4 が変化する。
これをインダクタＬ1に接続された検出回路１で検出
し、制御回路２から乙側インバータ２２へ制御信号を送
出する。このとき、スイッチＳＷ１はＡ側へ通電してい
る。
【０００７】
【実施例】図２は本発明の一実施例の回路図である。甲
側には、直流電源Ｅ1 を電源とする負荷回路４と甲側イ
ンバータが並列的に接続されている。ここで、直流電源
Ｅ 1 は一般的に商用電源を整流・平滑したものとする。
一方、乙側には直流電源Ｅ 2 を電源とする乙側インバー
タが接続されている。ここで、直流電源Ｅ2 は充放電可
能な２次電池とする。甲側から乙側へ電力変換する場
合、つまり、商用電源側から２次電池Ｅ2 へ充電を行う
ときには、充電電流Ｉ2 は甲側の入力電流Ｉ1と相関関
係にあり、入力電流Ｉ1 はインダクタＬ1 とその２次巻
線に接続された検出回路１により検出されて、制御回路
２に送られて、制御信号が甲側インバータへ送出され
る。このとき、スイッチＳＷ１はＢ側へ通電している。
いま、直流電圧Ｖ1 が一定とすると、充電電流Ｉ2 は２
次電池Ｅ2 の状態によって変化するため、入力電流Ｉ1
もこの状態に合わせて変化する。したがって、満充電後
の入力電流Ｉ1 を検知し、過充電とならないよう、入力
電流Ｉ1 を制御するような制御信号を甲側インバータへ
送出すればよい。あるいは、直流電圧Ｖ1 を一定としな
い場合、満充電後の電池電圧Ｖ2 は一度上昇してから下
る特性となるため、この電池電圧Ｖ2 の変化を甲側の直
流電圧Ｖ1 によって検出することも可能である。
側には、直流電源Ｅ1 を電源とする負荷回路４と甲側イ
ンバータが並列的に接続されている。ここで、直流電源
Ｅ 1 は一般的に商用電源を整流・平滑したものとする。
一方、乙側には直流電源Ｅ 2 を電源とする乙側インバー
タが接続されている。ここで、直流電源Ｅ2 は充放電可
能な２次電池とする。甲側から乙側へ電力変換する場
合、つまり、商用電源側から２次電池Ｅ2 へ充電を行う
ときには、充電電流Ｉ2 は甲側の入力電流Ｉ1と相関関
係にあり、入力電流Ｉ1 はインダクタＬ1 とその２次巻
線に接続された検出回路１により検出されて、制御回路
２に送られて、制御信号が甲側インバータへ送出され
る。このとき、スイッチＳＷ１はＢ側へ通電している。
いま、直流電圧Ｖ1 が一定とすると、充電電流Ｉ2 は２
次電池Ｅ2 の状態によって変化するため、入力電流Ｉ1
もこの状態に合わせて変化する。したがって、満充電後
の入力電流Ｉ1 を検知し、過充電とならないよう、入力
電流Ｉ1 を制御するような制御信号を甲側インバータへ
送出すればよい。あるいは、直流電圧Ｖ1 を一定としな
い場合、満充電後の電池電圧Ｖ2 は一度上昇してから下
る特性となるため、この電池電圧Ｖ2 の変化を甲側の直
流電圧Ｖ1 によって検出することも可能である。
【０００８】一方、直流電源Ｅ1 を取り外し、乙側から
甲側へ電力変換する場合、つまり、２次電池Ｅ2 から放
電し、甲側へ接続された負荷回路４へ電力を供給すると
きには、放電電流Ｉ3 は甲側の出力電流Ｉ4 に相関され
る。この甲側の出力電流Ｉ4は、インダクタＬ1 とその
２次巻線に接続される検出回路１を経て、制御回路２へ
と送られる。このとき、スイッチＳＷ１はＡ側へ通電し
ている。また、電池電圧Ｖ2 はトランスＴ1 の巻数比に
比例した値で甲側の直流電圧Ｖ1 に相関され、甲側の出
力電流Ｉ4 とともに電圧Ｖ1 も検出回路１により検出を
受ける。電池Ｅ 2 の容量が減ってくるに従い、電池電圧
Ｖ2 は低下し、放電電流Ｉ3 も低下する。このため、こ
れらに相関される甲側の電圧Ｖ1 及び出力電流Ｉ4 も電
池Ｅ2 の容量低下とともに減少するわけであるから、過
放電とならないように、甲側の電圧Ｖ1 あるいは出力電
流Ｉ4 が決められた値以下となると、乙側インバータの
動作を停止させる制御信号を送出する。さらに、甲側に
接続される負荷回路４へ流れる電流（甲側の出力電流Ｉ
4 とほぼ同じ値）は、電池電圧Ｖ2 の低下とともに減少
してしまうので、電池電圧Ｖ2 あるいは放電電流Ｉ3 を
甲側で検出し、電池Ｅ2 の容量が低下しても負荷電流が
一定となるような制御信号を乙側インバータへ送出す
る。
甲側へ電力変換する場合、つまり、２次電池Ｅ2 から放
電し、甲側へ接続された負荷回路４へ電力を供給すると
きには、放電電流Ｉ3 は甲側の出力電流Ｉ4 に相関され
る。この甲側の出力電流Ｉ4は、インダクタＬ1 とその
２次巻線に接続される検出回路１を経て、制御回路２へ
と送られる。このとき、スイッチＳＷ１はＡ側へ通電し
ている。また、電池電圧Ｖ2 はトランスＴ1 の巻数比に
比例した値で甲側の直流電圧Ｖ1 に相関され、甲側の出
力電流Ｉ4 とともに電圧Ｖ1 も検出回路１により検出を
受ける。電池Ｅ 2 の容量が減ってくるに従い、電池電圧
Ｖ2 は低下し、放電電流Ｉ3 も低下する。このため、こ
れらに相関される甲側の電圧Ｖ1 及び出力電流Ｉ4 も電
池Ｅ2 の容量低下とともに減少するわけであるから、過
放電とならないように、甲側の電圧Ｖ1 あるいは出力電
流Ｉ4 が決められた値以下となると、乙側インバータの
動作を停止させる制御信号を送出する。さらに、甲側に
接続される負荷回路４へ流れる電流（甲側の出力電流Ｉ
4 とほぼ同じ値）は、電池電圧Ｖ2 の低下とともに減少
してしまうので、電池電圧Ｖ2 あるいは放電電流Ｉ3 を
甲側で検出し、電池Ｅ2 の容量が低下しても負荷電流が
一定となるような制御信号を乙側インバータへ送出す
る。
【０００９】図３に検出回路１の一例を示す。この回路
では、直流電源Ｅ1 の平滑用コンデンサＣ1 の電圧を抵
抗Ｒ1 ，Ｒ2 で分圧してコンパレータＣＰの正入力端子
に印加している。また、コンデンサＣ1 の電圧を抵抗Ｒ
3 を介してツェナーダイオードＺＤに印加し、このツェ
ナーダイオードＺＤの両端に生じる基準電圧は、コンパ
レータＣＰの負入力端子に印加されている。コンパレー
タＣＰの動作電圧は、コンデンサＣ1 から供給されてい
る。コンパレータＣＰの出力電圧は、コンデンサＣ1 の
電圧検出信号となる。一方、インダクタＬ1 の２次巻線
に生じる電圧は、ダイオードＤ5 により半波整流され
て、コンデンサＣ4 に充電される。コンデンサＣ4 に
は、放電用の抵抗Ｒ4 が並列接続されている。このコン
デンサＣ4 に生じる電圧は、インダクタＬ1 に流れる電
流の検出信号となる。
では、直流電源Ｅ1 の平滑用コンデンサＣ1 の電圧を抵
抗Ｒ1 ，Ｒ2 で分圧してコンパレータＣＰの正入力端子
に印加している。また、コンデンサＣ1 の電圧を抵抗Ｒ
3 を介してツェナーダイオードＺＤに印加し、このツェ
ナーダイオードＺＤの両端に生じる基準電圧は、コンパ
レータＣＰの負入力端子に印加されている。コンパレー
タＣＰの動作電圧は、コンデンサＣ1 から供給されてい
る。コンパレータＣＰの出力電圧は、コンデンサＣ1 の
電圧検出信号となる。一方、インダクタＬ1 の２次巻線
に生じる電圧は、ダイオードＤ5 により半波整流され
て、コンデンサＣ4 に充電される。コンデンサＣ4 に
は、放電用の抵抗Ｒ4 が並列接続されている。このコン
デンサＣ4 に生じる電圧は、インダクタＬ1 に流れる電
流の検出信号となる。
【００１０】上述の実施例では、乙側から甲側へ電力変
換する場合、電池から放電し、即座に負荷へ電力を供給
するが、このように、即座に電力供給して負荷を動作さ
せるのではなく、初期の一定時間の間、ある決められた
スイッチング動作のもとで乙側インバータを動作させ、
その出力電力を甲側の検出回路により検出し、あらかじ
め設定しておいた乙側電源が適正な状態における出力電
力と比較し、その状態に合った制御信号を乙側インバー
タへ送出し、本動作へと移るようにしても良い。この
時、初期の一定時間、甲側へ出力する電力は、負荷が動
作しない程度の低いレベルである。このような動作を行
うことにより、例えば乙側の電源である電池の電圧が著
しく低下している時は、放電を停止させ、過放電を未然
に防いだり、定格が異なる電池が誤接続された場合も放
電を停止、あるいは出力を絞る等の制御で他回路の破
壊、ストレスを防ぐ作用がある。その他、電池寿命の短
絡状態、未接続などの検知にも対応が可能である。
換する場合、電池から放電し、即座に負荷へ電力を供給
するが、このように、即座に電力供給して負荷を動作さ
せるのではなく、初期の一定時間の間、ある決められた
スイッチング動作のもとで乙側インバータを動作させ、
その出力電力を甲側の検出回路により検出し、あらかじ
め設定しておいた乙側電源が適正な状態における出力電
力と比較し、その状態に合った制御信号を乙側インバー
タへ送出し、本動作へと移るようにしても良い。この
時、初期の一定時間、甲側へ出力する電力は、負荷が動
作しない程度の低いレベルである。このような動作を行
うことにより、例えば乙側の電源である電池の電圧が著
しく低下している時は、放電を停止させ、過放電を未然
に防いだり、定格が異なる電池が誤接続された場合も放
電を停止、あるいは出力を絞る等の制御で他回路の破
壊、ストレスを防ぐ作用がある。その他、電池寿命の短
絡状態、未接続などの検知にも対応が可能である。
【００１１】図４は本発明の別の実施例の回路図であ
る。本実施例では、甲側インバータとしてハーフブリッ
ジ方式を用いており、乙側インバータとしてはプッシュ
プル方式を用いている。甲側インバータでは、スイッチ
ング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路とコンデンサＣ2 ，Ｃ3
の直列回路は並列に接続され、インダクタＬ1 を介して
コンデンサＣ1 に接続されている。スイッチング素子Ｑ
1 ，Ｑ2 の接続点とコンデンサＣ2 ，Ｃ3 の接続点の間
には、高周波トランスＴ1 の甲側巻線が接続されてい
る。スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 は交互にＯＮ／ＯＦＦ
されて、高周波トランスＴ1 の甲側巻線に高周波電流を
流すものである。甲側インバータの入力電源は、商用電
源Ｖｓを全波整流器ＤＢで整流し、コンデンサＣ1 で平
滑して構成されている。
る。本実施例では、甲側インバータとしてハーフブリッ
ジ方式を用いており、乙側インバータとしてはプッシュ
プル方式を用いている。甲側インバータでは、スイッチ
ング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路とコンデンサＣ2 ，Ｃ3
の直列回路は並列に接続され、インダクタＬ1 を介して
コンデンサＣ1 に接続されている。スイッチング素子Ｑ
1 ，Ｑ2 の接続点とコンデンサＣ2 ，Ｃ3 の接続点の間
には、高周波トランスＴ1 の甲側巻線が接続されてい
る。スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 は交互にＯＮ／ＯＦＦ
されて、高周波トランスＴ1 の甲側巻線に高周波電流を
流すものである。甲側インバータの入力電源は、商用電
源Ｖｓを全波整流器ＤＢで整流し、コンデンサＣ1 で平
滑して構成されている。
【００１２】本実施例において、甲側から乙側へ電力変
換する場合、つまり、商用電源Ｖｓから２次電池Ｅ2 へ
充電を行うときの充電電気量Φ1 は、充電電流Ｉ2 ×充
電時間ｔ1 で算出できる。これは、甲側の入力電流Ｉ1
×充電時間ｔ1 で相関できる。次に、商用電源Ｖｓを無
くし、乙側から甲側へ電力変換を行う場合、つまり、２
次電池からの放電で甲側に接続された負荷へ電力を供給
するときの放電電気量Φ2 は、放電電流Ｉ3 ×放電時間
ｔ2 で算出できる。この値も甲側の出力電流Ｉ 4 ×放電
時間ｔ2 で相関できる。この２つの相関された電気量Φ
1 とΦ2 は、インダクタＬ1 とその２次巻線に接続され
た検出回路１を経て別に設けた演算回路５へ入力され、
任意の時期での電池Ｅ2 の残容量Φ3 が算出できる。こ
のときの電池Ｅ2 の残容量Φ3 は、Φ3 ＝Φ1 −Φ2 で
算出することができる。また、この時点で再び電池Ｅ2
へ充電し、満充電状態とするには、電池Ｅ2 の満充電状
態容量Φから電池の残容量Φ3 を減じた値を充電してや
れば良いので、一定の充電電流で充電すると考えると、
充電時間Ｔｃｈは、 Ｔｃｈ＝｛（満充電状態の電池容量Φ）−（電池残量Φ
3 ）｝／Ｉ1 で求めることができる。上式において、Ｉ1 は充電電流
Ｉ2 を相関した甲側入力電流である。したがって、ある
期間放電した後、次の満充電にするまでの充電時間Ｔｃ
ｈの間だけ甲側インバータを動作させ、充電電流Ｉ2 を
２次電池Ｅ2 に流してやれば良いことになる。これによ
り、過充電を防止することができる。また、過放電とな
る電池電圧に相当する電池の残容量を予め設定してお
き、放電中にこのレベルを下回る時点で乙側インバータ
の動作を停止する制御信号を送出し、電池Ｅ2 の過放電
を未然に防ぐことが可能である。
換する場合、つまり、商用電源Ｖｓから２次電池Ｅ2 へ
充電を行うときの充電電気量Φ1 は、充電電流Ｉ2 ×充
電時間ｔ1 で算出できる。これは、甲側の入力電流Ｉ1
×充電時間ｔ1 で相関できる。次に、商用電源Ｖｓを無
くし、乙側から甲側へ電力変換を行う場合、つまり、２
次電池からの放電で甲側に接続された負荷へ電力を供給
するときの放電電気量Φ2 は、放電電流Ｉ3 ×放電時間
ｔ2 で算出できる。この値も甲側の出力電流Ｉ 4 ×放電
時間ｔ2 で相関できる。この２つの相関された電気量Φ
1 とΦ2 は、インダクタＬ1 とその２次巻線に接続され
た検出回路１を経て別に設けた演算回路５へ入力され、
任意の時期での電池Ｅ2 の残容量Φ3 が算出できる。こ
のときの電池Ｅ2 の残容量Φ3 は、Φ3 ＝Φ1 −Φ2 で
算出することができる。また、この時点で再び電池Ｅ2
へ充電し、満充電状態とするには、電池Ｅ2 の満充電状
態容量Φから電池の残容量Φ3 を減じた値を充電してや
れば良いので、一定の充電電流で充電すると考えると、
充電時間Ｔｃｈは、 Ｔｃｈ＝｛（満充電状態の電池容量Φ）−（電池残量Φ
3 ）｝／Ｉ1 で求めることができる。上式において、Ｉ1 は充電電流
Ｉ2 を相関した甲側入力電流である。したがって、ある
期間放電した後、次の満充電にするまでの充電時間Ｔｃ
ｈの間だけ甲側インバータを動作させ、充電電流Ｉ2 を
２次電池Ｅ2 に流してやれば良いことになる。これによ
り、過充電を防止することができる。また、過放電とな
る電池電圧に相当する電池の残容量を予め設定してお
き、放電中にこのレベルを下回る時点で乙側インバータ
の動作を停止する制御信号を送出し、電池Ｅ2 の過放電
を未然に防ぐことが可能である。
【００１３】前述の実施例では、充電電流Ｉ2 及び放電
電流Ｉ3 がそれぞれ一定であるという条件のもとで説明
したが、以下にこれらの充電電流及び放電電流が過渡的
に変化する場合、あるいは変化させる場合について説明
する。電池への充電電気量Φ 1 は、時間とともに変化す
る充電電流をＩ2 （ｔ）、充電時間をｔ1 とすれば、 で表せる。次に、電池からの放電電気量Φ2 は、時間と
ともに変化する放電電流をＩ3 （ｔ）、放電時間をｔ2
とすれば、 で表せる。充電時間ｔ1 、放電時間ｔ2 を経た電池の残
容量Φ3 は、 Φ3 ＝Φ1 −Φ2 で表せる。ここで、電池が満充電状態のときの電池容量
をΦとすれば、Φ−Φ3が消費された電気量であるか
ら、次回充電するときにはΦ−Φ3 に相当する量を充電
すれば良いわけで、そのときの充電電流をＩ2 （ｔ）と
すれば、充電に要する時間Ｔｃｈは、 Ｔｃｈ＝（Φ−Φ3 ）／Ｉ2 （ｔ） ＝（Φ−Φ1 ＋Φ2 ）／Ｉ2 （ｔ） となる。
電流Ｉ3 がそれぞれ一定であるという条件のもとで説明
したが、以下にこれらの充電電流及び放電電流が過渡的
に変化する場合、あるいは変化させる場合について説明
する。電池への充電電気量Φ 1 は、時間とともに変化す
る充電電流をＩ2 （ｔ）、充電時間をｔ1 とすれば、 で表せる。次に、電池からの放電電気量Φ2 は、時間と
ともに変化する放電電流をＩ3 （ｔ）、放電時間をｔ2
とすれば、 で表せる。充電時間ｔ1 、放電時間ｔ2 を経た電池の残
容量Φ3 は、 Φ3 ＝Φ1 −Φ2 で表せる。ここで、電池が満充電状態のときの電池容量
をΦとすれば、Φ−Φ3が消費された電気量であるか
ら、次回充電するときにはΦ−Φ3 に相当する量を充電
すれば良いわけで、そのときの充電電流をＩ2 （ｔ）と
すれば、充電に要する時間Ｔｃｈは、 Ｔｃｈ＝（Φ−Φ3 ）／Ｉ2 （ｔ） ＝（Φ−Φ1 ＋Φ2 ）／Ｉ2 （ｔ） となる。
【００１４】上式において、Ｉ2 （ｔ）、Ｉ3 （ｔ）、
Φは甲側の検出回路１によりそれぞれＩ1 （ｔ）、Ｉ4
（ｔ）、Φ0 に相関することができるので、 となる。Ｉ1 （ｔ）の値を大きくすることにより、充電
に要する時間Ｔｃｈは小さくなるので、急速充電が可能
である。なお、図４では甲側インバータにハーフブリッ
ジ方式を採用しているが、インバータ方式については、
甲側、乙側とも他の方式を用いても問題ない。
Φは甲側の検出回路１によりそれぞれＩ1 （ｔ）、Ｉ4
（ｔ）、Φ0 に相関することができるので、 となる。Ｉ1 （ｔ）の値を大きくすることにより、充電
に要する時間Ｔｃｈは小さくなるので、急速充電が可能
である。なお、図４では甲側インバータにハーフブリッ
ジ方式を採用しているが、インバータ方式については、
甲側、乙側とも他の方式を用いても問題ない。
【００１５】
【発明の効果】本発明の電源装置によれば、双方向に電
力変換可能な電源装置において、どちらか一方の入力電
力あるいは出力電力を検知して制御を行うことが可能と
なり、検出回路及び制御回路を１つに総括することがで
き、これにより、回路の簡略化、装置の小型化が図れる
という効果がある。
力変換可能な電源装置において、どちらか一方の入力電
力あるいは出力電力を検知して制御を行うことが可能と
なり、検出回路及び制御回路を１つに総括することがで
き、これにより、回路の簡略化、装置の小型化が図れる
という効果がある。
【図１】本発明の基本構成を示す回路図である。
【図２】本発明の一実施例の回路図である。
【図３】本発明の一実施例に用いる検出回路の回路図で
ある。
ある。
【図４】本発明の別の実施例の回路回路図である。
【図５】従来例の回路図である。
１ 検出回路 ２ 制御回路 ３ａ 駆動回路 ３ｂ 駆動回路 Ｃ1 コンデンサ Ｃ2 コンデンサ Ｌ1 インダクタ Ｌ2 インダクタ Ｑ1 スイッチング素子 Ｑ2 スイッチング素子 Ｑ3 スイッチング素子 Ｑ4 スイッチング素子 Ｔ1 高周波トランス
Claims (1)
- 【請求項１】 電圧の異なる第１及び第２の電源端子
と、第１の電源端子に接続されて第２の電源端子の方向
に電力を変換する第１のインバータと、第２の電源端子
に接続されて第１の電源端子の方向に電力を変換する第
２のインバータとを備え、第１又は第２の電源端子に負
荷を接続された電源装置において、第１のインバータの
電流と電圧を検出する検出回路と、前記検出回路の検出
信号に基づいて第１又は第２のインバータを制御する制
御回路とを備えることを特徴とする電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03376993A JP3239513B2 (ja) | 1993-02-23 | 1993-02-23 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03376993A JP3239513B2 (ja) | 1993-02-23 | 1993-02-23 | 電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06245501A true JPH06245501A (ja) | 1994-09-02 |
| JP3239513B2 JP3239513B2 (ja) | 2001-12-17 |
Family
ID=12395662
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP03376993A Expired - Fee Related JP3239513B2 (ja) | 1993-02-23 | 1993-02-23 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3239513B2 (ja) |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7772806B2 (en) | 2006-04-11 | 2010-08-10 | Mitsubishi Electric Corporation | Power storage system |
| JP2011097682A (ja) * | 2009-10-27 | 2011-05-12 | Panasonic Electric Works Co Ltd | 電源装置、照明装置、及び、電力計測システム |
| JP2012005266A (ja) * | 2010-06-17 | 2012-01-05 | Tdk-Lambda Corp | Ｄｃｄｃコンバータ |
| JP2013115926A (ja) * | 2011-11-29 | 2013-06-10 | Tdk Corp | Ｄｃｄｃコンバータ及びｄｃｄｃコンバータの制御方法 |
| US8817490B2 (en) | 2011-06-13 | 2014-08-26 | Tdk Corporation | DC-DC converter |
| US8830700B2 (en) | 2011-06-13 | 2014-09-09 | Tdk Corporation | DC-DC converter and method for controlling DC-DC converter |
| US8830701B2 (en) | 2011-06-13 | 2014-09-09 | Tdk Corporation | DC-DC converter |
| CN109245508A (zh) * | 2017-07-11 | 2019-01-18 | Tdk株式会社 | 电子设备 |
-
1993
- 1993-02-23 JP JP03376993A patent/JP3239513B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7772806B2 (en) | 2006-04-11 | 2010-08-10 | Mitsubishi Electric Corporation | Power storage system |
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| US8817490B2 (en) | 2011-06-13 | 2014-08-26 | Tdk Corporation | DC-DC converter |
| US8830700B2 (en) | 2011-06-13 | 2014-09-09 | Tdk Corporation | DC-DC converter and method for controlling DC-DC converter |
| US8830701B2 (en) | 2011-06-13 | 2014-09-09 | Tdk Corporation | DC-DC converter |
| JP2013115926A (ja) * | 2011-11-29 | 2013-06-10 | Tdk Corp | Ｄｃｄｃコンバータ及びｄｃｄｃコンバータの制御方法 |
| CN109245508A (zh) * | 2017-07-11 | 2019-01-18 | Tdk株式会社 | 电子设备 |
| US10784774B2 (en) | 2017-07-11 | 2020-09-22 | Tdk Corporation | Switching power supply device |
| CN109245508B (zh) * | 2017-07-11 | 2020-12-18 | Tdk株式会社 | 电子设备 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3239513B2 (ja) | 2001-12-17 |
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|---|---|---|---|
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