JPH0626472B2 - 直流電源装置 - Google Patents
直流電源装置Info
- Publication number
- JPH0626472B2 JPH0626472B2 JP62249612A JP24961287A JPH0626472B2 JP H0626472 B2 JPH0626472 B2 JP H0626472B2 JP 62249612 A JP62249612 A JP 62249612A JP 24961287 A JP24961287 A JP 24961287A JP H0626472 B2 JPH0626472 B2 JP H0626472B2
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- converters
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、複数のＤＣ−ＤＣコンバータを採用した直流
電源装置に係り、特にスイッチング周波数と同相のノイ
ズの低減に関する。
電源装置に係り、特にスイッチング周波数と同相のノイ
ズの低減に関する。
〔従来の技術〕 従来より、複数のＤＣ−ＤＣコンバータを用いて所定の
安定化した直流電圧Ｖout1,2, …,nを負荷に供給する場
合に、スイッチング周波数を同期させて使用し、ビート
の発生を防止している。また、フィルタ回路を装着して
スイッチング周波数ｆswに関連した信号が上流側に洩れ
るのを抑制して伝導性ノイズを低減し、併せてＥＭＩ
（electromagnetic interference）対策を行ってい
る。
安定化した直流電圧Ｖout1,2, …,nを負荷に供給する場
合に、スイッチング周波数を同期させて使用し、ビート
の発生を防止している。また、フィルタ回路を装着して
スイッチング周波数ｆswに関連した信号が上流側に洩れ
るのを抑制して伝導性ノイズを低減し、併せてＥＭＩ
（electromagnetic interference）対策を行ってい
る。
しかし、ＤＣ−ＤＣコンバータが複数になるとノイズも
増大するので、ノイズの大きさを一定値に抑えるため、
例えば実開昭５７−１５５９８５号公報に開示されてい
るように、スイッチング素子を位相をずらして動作させ
る技術が知られている。
増大するので、ノイズの大きさを一定値に抑えるため、
例えば実開昭５７−１５５９８５号公報に開示されてい
るように、スイッチング素子を位相をずらして動作させ
る技術が知られている。
第６図はハーフブリッジ型コンバータを２台並行接続し
た装置の回路図である。図において、１０はハーフブリ
ッジ型コンバータ、２０は整流平滑化回路で、ハーフブ
リッジ型コンバータ１０に一対一に対応して２系統あ
る。３０は制御回路で、全体として入力電圧Ｖinを安定
化電圧Ｖout1,2として出力するＤＣ−ＤＣコンバータに
なっている。４０はスイッチング周波数ｆswに関連した
信号成分を除去するフィルタで、ハーフブリッジ型コン
バータでは0.5 fswが基本周波数になる。
た装置の回路図である。図において、１０はハーフブリ
ッジ型コンバータ、２０は整流平滑化回路で、ハーフブ
リッジ型コンバータ１０に一対一に対応して２系統あ
る。３０は制御回路で、全体として入力電圧Ｖinを安定
化電圧Ｖout1,2として出力するＤＣ−ＤＣコンバータに
なっている。４０はスイッチング周波数ｆswに関連した
信号成分を除去するフィルタで、ハーフブリッジ型コン
バータでは0.5 fswが基本周波数になる。
次にハーフブリッジ型コンバータ１０の詳細を説明す
る。キャパシタＣ11の一端は入力電圧Ｖinの＋側に接続
され、他端はキャパシタＣ12と接続されており、他方キ
ャパシタＣ12の他端は入力電圧Ｖinの一側に接続されて
いる。また、スイッチ素子ＳＷ11は例えばトランジスタ
で構成されており、このコレクタは入力電圧Ｖinの＋側
に接続され、エミッタはスイッチ素子ＳＷ12のコレクタ
と接続されており、他方スイッチ素子ＳＷ12のエミッタ
は入力電圧Ｖinの一側に接続されている。スイッチ素子
ＳＷ11,12 のベースには制御回路３０よりオンオフ制御
信号が供給される。さらに、スイッチ素子ＳＷ11,12 は
発熱するので冷却のためヒートシンクＨＳ11,12 が取付
られており、この間には容量が形成される。この容量は
寄生容量とも呼ばれるもので、例えば40 pＦになってい
る。スイッチ素子ＳＷ11,12 のコレクタとエミッタの間
に装着されたダイオードＤ11,12 は、電流の逆流を防止
する目的を持っている。トランスＴ１の一次側は、一端
がスイッチ素子ＳＷ11,12 の接続点に、他端がキャパシ
タＣ11,12 の接続点に結合している。トランスＴ１の二
次側は整流平滑化回路２０に接続されて安定化電圧Ｖou
t1を出力する。
る。キャパシタＣ11の一端は入力電圧Ｖinの＋側に接続
され、他端はキャパシタＣ12と接続されており、他方キ
ャパシタＣ12の他端は入力電圧Ｖinの一側に接続されて
いる。また、スイッチ素子ＳＷ11は例えばトランジスタ
で構成されており、このコレクタは入力電圧Ｖinの＋側
に接続され、エミッタはスイッチ素子ＳＷ12のコレクタ
と接続されており、他方スイッチ素子ＳＷ12のエミッタ
は入力電圧Ｖinの一側に接続されている。スイッチ素子
ＳＷ11,12 のベースには制御回路３０よりオンオフ制御
信号が供給される。さらに、スイッチ素子ＳＷ11,12 は
発熱するので冷却のためヒートシンクＨＳ11,12 が取付
られており、この間には容量が形成される。この容量は
寄生容量とも呼ばれるもので、例えば40 pＦになってい
る。スイッチ素子ＳＷ11,12 のコレクタとエミッタの間
に装着されたダイオードＤ11,12 は、電流の逆流を防止
する目的を持っている。トランスＴ１の一次側は、一端
がスイッチ素子ＳＷ11,12 の接続点に、他端がキャパシ
タＣ11,12 の接続点に結合している。トランスＴ１の二
次側は整流平滑化回路２０に接続されて安定化電圧Ｖou
t1を出力する。
ハーフブリッジ型コンバータ１０の第２の系統について
は、上記構成要素に付した添字11,12 をそれぞれ21,22
に読替え、トランスＴ１をＴ２に読替える。
は、上記構成要素に付した添字11,12 をそれぞれ21,22
に読替え、トランスＴ１をＴ２に読替える。
このように構成された装置の動作を次に説明する。第７
図は信号位置を示す要部回路図、第８図は信号波形図
で、〜は制御回路３０の制御信号、〜はトラン
スＴ1,2 の一端ｆ1,2 の電位を示しており、目盛りはス
イッチング周波数ｆswに対応する時間（Ｉ／ｆsw）にな
っている。
図は信号位置を示す要部回路図、第８図は信号波形図
で、〜は制御回路３０の制御信号、〜はトラン
スＴ1,2 の一端ｆ1,2 の電位を示しており、目盛りはス
イッチング周波数ｆswに対応する時間（Ｉ／ｆsw）にな
っている。
ハーフブリッジ型コンバータの一方のスイッチ素子ＳＷ
11,12 は制御回路３０の制御信号に従い交互にオンされ
るもので、出力信号は同相（逆相で駆動される相手のコ
ンバータとの関係でこういう）でドライブされている。
ハーフブリッジ型コンバータの他方のスイッチ素子ＳＷ
21,22 は制御回路３０の制御信号に対して交互にオンさ
れるもので、出力信号が逆相で駆動されている。このよ
うにするために、スイッチ素子ＳＷ11,22 のオン可能の
区間は同じであり、これと相反する区間でスイッチ素子
ＳＷ12,21 のオンが可能になっている。この結果、トラ
ンスＴ１のスイッチ素子ＳＷ11,12 側の端子電圧ｆ１
と、トランスＴ２のスイッチ素子ＳＷ21,22 側の端子電
圧ｆ２とは逆相になる。
11,12 は制御回路３０の制御信号に従い交互にオンされ
るもので、出力信号は同相（逆相で駆動される相手のコ
ンバータとの関係でこういう）でドライブされている。
ハーフブリッジ型コンバータの他方のスイッチ素子ＳＷ
21,22 は制御回路３０の制御信号に対して交互にオンさ
れるもので、出力信号が逆相で駆動されている。このよ
うにするために、スイッチ素子ＳＷ11,22 のオン可能の
区間は同じであり、これと相反する区間でスイッチ素子
ＳＷ12,21 のオンが可能になっている。この結果、トラ
ンスＴ１のスイッチ素子ＳＷ11,12 側の端子電圧ｆ１
と、トランスＴ２のスイッチ素子ＳＷ21,22 側の端子電
圧ｆ２とは逆相になる。
第７図に示すように、スイッチ素子ＳＷ11,12 とヒート
シンクＨＳ１の間にはキャパシタＣ１が存在し、容量結
合によってスイッチング周波数の半分0.5 ｆswの信号Ｉ
c1がグランドに流れる。同様にして、スイッチ素子ＳＷ
21,22 ヒートシンクＨＳ２の間にはキャパシタＣ２が存
在し、容量結合によってスイッチング周波数の半分0.5
ｆswの信号Ｉc2がグランドに流れる。そこで、グランド
に流れるコモン電流Ｉcomは次式で与えられる。
シンクＨＳ１の間にはキャパシタＣ１が存在し、容量結
合によってスイッチング周波数の半分0.5 ｆswの信号Ｉ
c1がグランドに流れる。同様にして、スイッチ素子ＳＷ
21,22 ヒートシンクＨＳ２の間にはキャパシタＣ２が存
在し、容量結合によってスイッチング周波数の半分0.5
ｆswの信号Ｉc2がグランドに流れる。そこで、グランド
に流れるコモン電流Ｉcomは次式で与えられる。
Icom＝Ｉc1＋Ｉc2 (1) 第８図、で示すように逆相なので、コモン電流Ｉco
m は減少する。
m は減少する。
第９図はon／onコンバータを二台並列接続した装置の要
部回路図である。第１０図は第９図の装置の制御状態の
説明をする波形図で、（Ａ）同相運転、（Ｂ）は逆相運
転を示している。
部回路図である。第１０図は第９図の装置の制御状態の
説明をする波形図で、（Ａ）同相運転、（Ｂ）は逆相運
転を示している。
on／onコンバータ形式ではトランスとスイッチ素子ＳＷ
とが一対一になっている。そこで２個のコンバータを同
期運転する場合に比べて、逆相運転する場合はスイッチ
素子ＳＷとヒートシンクＨＳの間の容量結合に起因する
コモン電流Ｉcom を減少させることができる。尚、出力
信号の周波数はスイッチング周波数ｆswと一致してい
る。
とが一対一になっている。そこで２個のコンバータを同
期運転する場合に比べて、逆相運転する場合はスイッチ
素子ＳＷとヒートシンクＨＳの間の容量結合に起因する
コモン電流Ｉcom を減少させることができる。尚、出力
信号の周波数はスイッチング周波数ｆswと一致してい
る。
ところで、コンバータの形式は次の４種類が代表的なも
のであり、実装上の理由や部品コスト並びに変換効率等
の理由から、出力容量に応じて適宜利用されている。
のであり、実装上の理由や部品コスト並びに変換効率等
の理由から、出力容量に応じて適宜利用されている。
on／off型…５０Ｗ以下 on／on型…５０〜１５０Ｗ程度 ハーフブリッジ型…２００〜３００Ｗ程度 フルブリッジ型…３００Ｗ程度以上 他方、電源の用途では、例えば５Ｖについては２５０Ｗ
必要で、１２Ｖについては１００Ｗ必要であるという用
途が存在する。このような場合には、各出力電圧につい
て共通のコンバータ形式とするよりも、主出力について
はハーフブリッジ型とし従出力についてはon/on型とす
るほうが望ましい。ところが、コンバータの形式が異な
るとスイッチング周波数を同一にして駆動の位相を１８
０度ずらしても、ノイズの低減効果が充分に得られない
という問題点があった。
必要で、１２Ｖについては１００Ｗ必要であるという用
途が存在する。このような場合には、各出力電圧につい
て共通のコンバータ形式とするよりも、主出力について
はハーフブリッジ型とし従出力についてはon/on型とす
るほうが望ましい。ところが、コンバータの形式が異な
るとスイッチング周波数を同一にして駆動の位相を１８
０度ずらしても、ノイズの低減効果が充分に得られない
という問題点があった。
本発明はこのような問題点を解決したもので、出力容量
に応じてコンバータの形式が異なる場合でもスイッチン
グに起因するコモンモードノイズが少ない直流電源装置
を提供することを目的とする。
に応じてコンバータの形式が異なる場合でもスイッチン
グに起因するコモンモードノイズが少ない直流電源装置
を提供することを目的とする。
このような目的を達成する本発明は、一次側が直流電源
（Ｖin）に接続され、二次側が負荷に接続される複数の
トランス（Ｔ）と、これらトランスのそれぞれの一次側
に装着されて制御信号によってオンオフされるスイッチ
素子（Ｓ）と、これらのスイッチ素子を冷却する接地さ
れたヒートシンク（ＨＳ）と、このトランスの一次側と
前記電源の間に挿入されて前記制御信号に関連した周波
数成分を取り除くフィルタを有する直流電源装置であっ
て、次の構成としたものである。
（Ｖin）に接続され、二次側が負荷に接続される複数の
トランス（Ｔ）と、これらトランスのそれぞれの一次側
に装着されて制御信号によってオンオフされるスイッチ
素子（Ｓ）と、これらのスイッチ素子を冷却する接地さ
れたヒートシンク（ＨＳ）と、このトランスの一次側と
前記電源の間に挿入されて前記制御信号に関連した周波
数成分を取り除くフィルタを有する直流電源装置であっ
て、次の構成としたものである。
即ち、一方のトランスについては、第１のスイッチ素子
（Ｓ11）及び第２のスイッチ素子（Ｓ12）のいずれか一
方がオンとされ若しくはいずれもオフの状態に制御され
るハーフブリッジ型コンバータを所定の動作周波数で交
互にドライブし、他方のトランスについては、第３のス
イッチ素子（Ｓ2）を有するon／onコンバータを当該動
作周波数の半分でドライブすると共に、これらコンバー
タの出力信号周波数を当該動作周波数の半分で一致させ
ると共に互いに逆相で出力する制御信号を供給する制御
回路（３０）を備えている。
（Ｓ11）及び第２のスイッチ素子（Ｓ12）のいずれか一
方がオンとされ若しくはいずれもオフの状態に制御され
るハーフブリッジ型コンバータを所定の動作周波数で交
互にドライブし、他方のトランスについては、第３のス
イッチ素子（Ｓ2）を有するon／onコンバータを当該動
作周波数の半分でドライブすると共に、これらコンバー
タの出力信号周波数を当該動作周波数の半分で一致させ
ると共に互いに逆相で出力する制御信号を供給する制御
回路（３０）を備えている。
そして、前記スイッチ素子と容量結合によって前記ヒー
トシンクを介してグランドに流れる制御信号に関連した
周波数成分を、これらコンバータ逆相で運転することに
よって減少させたことを特徴とするものである。
トシンクを介してグランドに流れる制御信号に関連した
周波数成分を、これらコンバータ逆相で運転することに
よって減少させたことを特徴とするものである。
本発明の構成要素はつぎの作用をする。スイッチ素子と
ヒートシンクの間に容量結合が存在するので、制御信号
に関連した周波数成分がグランドに流れる。そこでハー
フブリッジ型コンバータとon／onコンバータを組み合わ
せた複数のＤＣ−ＤＣコンバータに対して、出力信号が
互いに逆相となるように制御信号を出力するので、グラ
ンドに流れる制御信号に関連した周波数成分が打消され
て減少する。この結果、フィルタの能力が少なくて済
む。
ヒートシンクの間に容量結合が存在するので、制御信号
に関連した周波数成分がグランドに流れる。そこでハー
フブリッジ型コンバータとon／onコンバータを組み合わ
せた複数のＤＣ−ＤＣコンバータに対して、出力信号が
互いに逆相となるように制御信号を出力するので、グラ
ンドに流れる制御信号に関連した周波数成分が打消され
て減少する。この結果、フィルタの能力が少なくて済
む。
以下図面を用いて、本発明を説明する。
第１図は本発明の実施例を示す要部回路図で、一方がハ
ーフブリッジ型コンバータ、他方がon／onコンバータの
場合を示している。出力信号の周波数がスイッチ周波数
ｆswを基準とすると、ハーフブリッジ型コンバータは半
分の周波数、on／onコンバータは同一周波数になってお
り、互いに相違する。そこで、制御回路の供給する制御
信号はハーフブリッジ型コンバータを構成するスイッチ
素子ＳＷ11,12 については交互にオンすると共に、on／
onコンバータについては本来のスイッチング周波数ｆsw
の半分でスイッチ素子ＳＷ２を駆動する。
ーフブリッジ型コンバータ、他方がon／onコンバータの
場合を示している。出力信号の周波数がスイッチ周波数
ｆswを基準とすると、ハーフブリッジ型コンバータは半
分の周波数、on／onコンバータは同一周波数になってお
り、互いに相違する。そこで、制御回路の供給する制御
信号はハーフブリッジ型コンバータを構成するスイッチ
素子ＳＷ11,12 については交互にオンすると共に、on／
onコンバータについては本来のスイッチング周波数ｆsw
の半分でスイッチ素子ＳＷ２を駆動する。
第２図は出力波形の説明図である。出力波形はスイッチ
ング周波数の半分0.5 ｆswになっている。そこで、コン
バータの間で逆相とするために、スイッチ素子ＳＷ11を
オンするタイミングでスイッチ素子ＳＷ２をオンしてい
る。
ング周波数の半分0.5 ｆswになっている。そこで、コン
バータの間で逆相とするために、スイッチ素子ＳＷ11を
オンするタイミングでスイッチ素子ＳＷ２をオンしてい
る。
第３図は本発明の他の実施例を示す構成ブロック図であ
る。前述の実施例ではＤＣ−ＤＣコンバータが２個の場
合を示しているが、３個以上であっても同様にできる。
この場合には、同相駆動のＤＣ−ＤＣコンバータと逆相
駆動のＤＣ−ＤＣコンバータの２組に区分する。この区
分けは、好ましくはコモン電流Ｉcom を最小にするよう
に選択する。例えば、Ｉc1＞Ｉc2＞Ｉc3とすると、第１
組をＩc1とし、第２組をＩc2及びＩc3とするのが良い。
容量結合に基づく電流Ｉｃは、スイッチング周波数ｆsw
及びスイッチ素子ＳＷとヒートシンクＨＳの間の容量で
定まる。
る。前述の実施例ではＤＣ−ＤＣコンバータが２個の場
合を示しているが、３個以上であっても同様にできる。
この場合には、同相駆動のＤＣ−ＤＣコンバータと逆相
駆動のＤＣ−ＤＣコンバータの２組に区分する。この区
分けは、好ましくはコモン電流Ｉcom を最小にするよう
に選択する。例えば、Ｉc1＞Ｉc2＞Ｉc3とすると、第１
組をＩc1とし、第２組をＩc2及びＩc3とするのが良い。
容量結合に基づく電流Ｉｃは、スイッチング周波数ｆsw
及びスイッチ素子ＳＷとヒートシンクＨＳの間の容量で
定まる。
次に、本発明者が具体的な装置に付いて実験した結果を
示す。第４図はドライブ位相とノイズ発生量の関係図で
ある。ここでは250 ＷのＤＣ−ＤＣコンバータの二台用
いており、同相ドライブをＡ、逆相ドライブをＢで表示
し、単体運転との比較で示している。第５図は周波数別
のノイズの測定結果で、ドライブＢをドライブＡと比較
すると、基本波ではノイズレベルが13ｄＢ少なくなって
おり、二次波では効果がないが、３次以上の高次波につ
いても４〜８ｄＢ減少している。
示す。第４図はドライブ位相とノイズ発生量の関係図で
ある。ここでは250 ＷのＤＣ−ＤＣコンバータの二台用
いており、同相ドライブをＡ、逆相ドライブをＢで表示
し、単体運転との比較で示している。第５図は周波数別
のノイズの測定結果で、ドライブＢをドライブＡと比較
すると、基本波ではノイズレベルが13ｄＢ少なくなって
おり、二次波では効果がないが、３次以上の高次波につ
いても４〜８ｄＢ減少している。
以上説明したように、本発明によれば負荷電力に応じて
ハーフブリッジ型とon/on型コンバータを並列に組み合
わせた場合に、スイッチング周波数をon/on型コンバー
タではハーフブリッジ型の半分とすると共に、その位相
を１８０度ずらしてドライブしているので、コモン電流
Ｉcomが低減される共に、ノイズが低減されるので、フ
ィルタを小型化でき、部品コストが低廉で済むという効
果がある。
ハーフブリッジ型とon/on型コンバータを並列に組み合
わせた場合に、スイッチング周波数をon/on型コンバー
タではハーフブリッジ型の半分とすると共に、その位相
を１８０度ずらしてドライブしているので、コモン電流
Ｉcomが低減される共に、ノイズが低減されるので、フ
ィルタを小型化でき、部品コストが低廉で済むという効
果がある。
第１図は本発明の実施例を示す要部回路図で、一方がハ
ーフブリッジ型コンバータ、他方がon／onコンバータの
場合を示しており、第２図は出力波形の説明図である。
第３図はその他の実施例の構成ブロック図、第４図はド
ライブ位相とノイズ発生量の関係図、第５図は実験結果
の一例である。 第６図はハーフブリッジ型コンバータを並列接続した回
路図、第７図は信号位置を示す要部回路図、第８図は信
号波形図である。第９図はｏｎ／ｏｎコンバータを並列
接続した要部回路図、第１０図は第９図の装置の制御状
態の説明をする波形図である。 Ｃ……キャパシタ若しくは結合容量、ＨＳ……ヒートシ
ンク、ＳＷ……スイッチ素子、Ｔ……トランス、Ｉcom
……コモン電流。
ーフブリッジ型コンバータ、他方がon／onコンバータの
場合を示しており、第２図は出力波形の説明図である。
第３図はその他の実施例の構成ブロック図、第４図はド
ライブ位相とノイズ発生量の関係図、第５図は実験結果
の一例である。 第６図はハーフブリッジ型コンバータを並列接続した回
路図、第７図は信号位置を示す要部回路図、第８図は信
号波形図である。第９図はｏｎ／ｏｎコンバータを並列
接続した要部回路図、第１０図は第９図の装置の制御状
態の説明をする波形図である。 Ｃ……キャパシタ若しくは結合容量、ＨＳ……ヒートシ
ンク、ＳＷ……スイッチ素子、Ｔ……トランス、Ｉcom
……コモン電流。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 岩田 靖信 東京都武蔵野市中町２丁目９番32号 横河 電機株式会社内 (56)参考文献 特開 昭59−132772（ＪＰ，Ａ) 特開 昭53−29531（ＪＰ，Ａ) 実開 昭57−155985（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭60−147986（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭59−141489（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭60−141691（ＪＰ，Ｕ)
Claims (1)
- 【請求項１】一次側が直流電源（Ｖin）に接続され、二
次側が負荷に接続される複数のトランス（Ｔ）と、これ
らトランスのそれぞれの一次側に装着されて制御信号に
よってオンオフされるスイッチ素子（Ｓ）と、これらの
スイッチ素子を冷却する接地されたヒートシンク（Ｈ
Ｓ）と、このトランスの一次側と前記電源の間に挿入さ
れて前記制御信号に関連した周波数成分を取り除くフィ
ルタを有する直流電源装置であって、 一方のトランスについては、第１のスイッチ素子（Ｓ1
1）及び第２のスイッチ素子（Ｓ12）のいずれか一方が
オンとされ若しくはいずれもオフの状態に制御されるハ
ーフブリッジ型コンバータを所定の動作周波数で交互に
ドライブし、 他方のトランスについては、第３のスイッチ素子（Ｓ
2）を有するon／onコンバータを当該動作周波数の半分
でドライブすると共に、 これらコンバータの出力信号周波数を当該動作周波数の
半分で一致させると共に互いに逆相で出力する制御信号
を供給する制御回路（３０）を備えると共に、 前記スイッチ素子と容量結合によって前記ヒートシンク
を介してグランドに流れる制御信号に関連した周波数成
分を、これらコンバータを逆相で運転することによって
減少させたことを特徴とする直流電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62249612A JPH0626472B2 (ja) | 1987-10-02 | 1987-10-02 | 直流電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62249612A JPH0626472B2 (ja) | 1987-10-02 | 1987-10-02 | 直流電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0191660A JPH0191660A (ja) | 1989-04-11 |
| JPH0626472B2 true JPH0626472B2 (ja) | 1994-04-06 |
Family
ID=17195621
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62249612A Expired - Fee Related JPH0626472B2 (ja) | 1987-10-02 | 1987-10-02 | 直流電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0626472B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2025135919A1 (ko) * | 2023-12-20 | 2025-06-26 | 엘지이노텍 주식회사 | 전력변환장치 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5642356B2 (ja) * | 2009-04-02 | 2014-12-17 | 株式会社日本自動車部品総合研究所 | 電力変換システム |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5329531A (en) * | 1976-08-31 | 1978-03-18 | Toshiba Corp | Filter circuit |
| JPS57155985U (ja) * | 1981-03-25 | 1982-09-30 | ||
| JPS59141489U (ja) * | 1982-11-15 | 1984-09-21 | 横河電機株式会社 | スイツチングレギユレ−タ− |
| JPS59132772A (ja) * | 1983-01-18 | 1984-07-30 | Sony Tektronix Corp | スイツチング・レギユレ−タ |
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1987
- 1987-10-02 JP JP62249612A patent/JPH0626472B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| JPH0191660A (ja) | 1989-04-11 |
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