JPH0191660A - 直流電源装置 - Google Patents
直流電源装置Info
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- JPH0191660A JPH0191660A JP24961287A JP24961287A JPH0191660A JP H0191660 A JPH0191660 A JP H0191660A JP 24961287 A JP24961287 A JP 24961287A JP 24961287 A JP24961287 A JP 24961287A JP H0191660 A JPH0191660 A JP H0191660A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
本発明は、複数のＤＣ−ＤＣコンバータを採用した直流
電源装置に係り、特にスイッチング周波数と同相のノイ
ズの低減に関する。
電源装置に係り、特にスイッチング周波数と同相のノイ
ズの低減に関する。
【従来の技術ｌ
第１１図は従来の直流電源装置の構成ブロック図である
。外部から商用電源を整流平滑化して得た直流電力や蓄
電池から供給される直流電力はフィルタを介して各ＤＣ
−ＤＣコンバータに送られる。ＤＣ−ＤＣコンバータは
所定のスイッチング周波数、例えば１００ｋＨｚでスイ
ッチングしてトランスを介して所定の安定化した直流電
圧■０Ｕｔ１．２゜・・・、ｎを負荷に供給する。フィ
ルタはスイッチング周波数ＩＳＷに関連した信号（例え
ば、パルス性の信号であればスイッチング周波数／ＳＷ
の他、倍音２ｆｓｗ、３ ｆ ｓｗ、・・・、ｎ／ｓ＋
ｓが離散的に存在する）が上流側に洩れるのを抑止する
もので、伝導性ノイズを低減し、併せてＥ Ｍ Ｉ （
ｅ＋ｅｃｔｒｏ＋ａａｇｎｅｔｔｃ＋ｎｔｅｒｌｅｒｅ
ｎＣｅ）対策にもなっている。 各ＤＣ−ＤＣコンバータを動作させる場合、スイッチン
グ周波数を同期させて使用し、ビートの発生を防止して
いる。 【発明が解決しようとする問題点】 しかし従来装置では、ＤＣ−ＤＣコンバータが複数にな
るとノイズも増大するので、ノイズの大きさを一定値に
抑えるためには、フィルタの大きさがＤＣ−Ｄ、Ｃコン
バータの数に比例して大きくする必要がある。するとフ
ィルタの部品代が高麗すると共に実装面積も大きくなる
問題点があった。 本発明はこのような問題点を解決したもので、スイッチ
ングに起因するノイズを低減させるためにコモンモード
ノイズを減らした直流電源装置を提供することを目的と
する。
。外部から商用電源を整流平滑化して得た直流電力や蓄
電池から供給される直流電力はフィルタを介して各ＤＣ
−ＤＣコンバータに送られる。ＤＣ−ＤＣコンバータは
所定のスイッチング周波数、例えば１００ｋＨｚでスイ
ッチングしてトランスを介して所定の安定化した直流電
圧■０Ｕｔ１．２゜・・・、ｎを負荷に供給する。フィ
ルタはスイッチング周波数ＩＳＷに関連した信号（例え
ば、パルス性の信号であればスイッチング周波数／ＳＷ
の他、倍音２ｆｓｗ、３ ｆ ｓｗ、・・・、ｎ／ｓ＋
ｓが離散的に存在する）が上流側に洩れるのを抑止する
もので、伝導性ノイズを低減し、併せてＥ Ｍ Ｉ （
ｅ＋ｅｃｔｒｏ＋ａａｇｎｅｔｔｃ＋ｎｔｅｒｌｅｒｅ
ｎＣｅ）対策にもなっている。 各ＤＣ−ＤＣコンバータを動作させる場合、スイッチン
グ周波数を同期させて使用し、ビートの発生を防止して
いる。 【発明が解決しようとする問題点】 しかし従来装置では、ＤＣ−ＤＣコンバータが複数にな
るとノイズも増大するので、ノイズの大きさを一定値に
抑えるためには、フィルタの大きさがＤＣ−Ｄ、Ｃコン
バータの数に比例して大きくする必要がある。するとフ
ィルタの部品代が高麗すると共に実装面積も大きくなる
問題点があった。 本発明はこのような問題点を解決したもので、スイッチ
ングに起因するノイズを低減させるためにコモンモード
ノイズを減らした直流電源装置を提供することを目的と
する。
このような目的を達成する第１及び第２の発明は、一次
側が直流電源に接続され二次側が負荷に接続される複数
のトランスと、これらトランスのそれぞれの一次側に装
着されて制御信号によってオンオフされるスイッチ素子
と、これらのスイッチ素子を冷却する接地されたヒート
シンクと、このトランスの一次側と前記電源の間に挿入
されて６η記制御信号に関連した周波数成分を除（フィ
ルタとよりなる直流電源装置であって、次の構成とした
ものである。 即ち、第１の発明では、前記制御信号の同相で前記スイ
ッチ素子の一部をドライブし、逆相で前記スイッチ素子
の残りをドライブする制御回路を備えると共に、前記ス
イッチ素子と容量結合によって前記ヒートシンクを介し
てグランドに流れる制御信号に関連した周波数成分を、
同相と逆相とで減少させたことを特徴とするものである
。 また、第２の発明では、第１のスイッチ素子及び第２の
スイッチ素子のいずれか一方がオンとされ若しくはいず
れもオフの状態に制御されるハーフブリッジ型コンバー
タを所定の動作周波数で交互にドライブし、第３のスイ
ッチ素子を有する０ｎ１０ｎコンバータを当該動作周波
数の半分でドライブすると共に、これらコンバータの出
力信号周波数を当該動作周波数の半分で一致させると共
に互いに逆相で出力する制御信号を供給する制御回路を
備えると共に、前記スイッチ素子と容量結合によって前
記ヒートシンクを介してグランドに流れる制御信号に関
連した周波数成分を、これらコンバータを逆相で運転す
ることによって減少させたことを特徴とするものである
。 【作用］ 第１及び第２の発明の構成要素はつぎの作用をする。ス
イッチ素子とヒートシンクの間に容量結合が存在するの
で、制御信号に関連した周波数成分がグランドに流れる
。 そこで第１の発明では、制御回路はスイッチ素子の一部
を同相でドライブし残部を逆相でドライブするので、グ
ランドに流れる制御信号に関連した周波数成分が打消さ
れて減少する。この結果、フィルタの能力が少なくて済
む。 また第２の発明は、ハーフブリッジ型コンバータとｏｎ
／ ｏｎコンバータを組み合わせた複数のＤＣ−ＤＣコ
ンバータに対して、出力信号が互いに逆相となるように
制御信号を出力している。 【実滴例ゴ 以下図面を用いて、本発明を説明する。 第１図は、第１の発明の第１の実施例を示す回路図であ
る。図において、１０はハーフブリッジ型コンバータ、
２０は整流平滑化回路で、ハーフブリッジ型コンバータ
１ｏに一対一に対応して２系統ある。３０は制御回路で
、全体として入力電圧ｖｉｎを安定化電圧■０ｕｔ１，
２として出力するＤＣ−ＤＣコンバータになっている。 ４０はスイッチング周波数ＩＳＷに関連した信号成分を
除去するフィルタで、ハーフブリッジ型コンバータでは
０．５ｆｓｗが基本周波数になる。 次にハーフブリッジ型コンバータ１０の詳細を説明する
。キャパシタＣ１１の一端は入力電圧Ｖｉｎの＋側に接
続され、他端はキャパシタＣ１２と接続されており、他
方キャパシタＣ１２の他端は入力電圧Ｖｉｎの一側に接
続されている。また、スイッチ素子５Ｗ１１は例えばト
ランジスタで構成されており、このコレクタは入力電圧
Ｖｉｎの＋側に接続され、エミッタはスイッチ素子５Ｗ
１２のコレクタと接続されており、他方スイッチ素子５
Ｗ１２のエミッタは入力電圧ｖｉｎの一側に接続されて
いる。スイッチ素子５Ｗ１１，１２のベースには制御回
路３０よりオンオフ制御信号が供給される。さらに、ス
イッチ素子３Ｗ１１，１２は発熱するので冷却のためヒ
ートシンクＨ８１１，１２が取付けられており、この間
には容量が形成ぎれる。この容量は宵生容渚とも呼ばれ
るもので、本発明者が測定したところでは、例えば４０
ｐＦになっている。スイッチ素子５ＷＩＩ、１２のコレ
クタとエミッタの間に装着されたダイオード［） １１
．１２は、電流の逆流を防止する目的を持っている。ト
ランスＴ１の一次側は、−端がスイッチ素子５Ｗ１１．
１２の接続点に、他端がキャパシタＣ１ｌ、１２の接続
点に結合している。トランスＴ１の二次側は整流平滑化
回路２０に接続されて安定化電圧ｖｏｕｔｌを出力する
。 ハーフブリッジ型コンバータ１０の第２の系統について
は、上記構成要素に付した添字１１．１２をそれぞれ２
１．２２に読替え、トランスＴ１をＴ２に読替える。 このように構成された装置の動作を次に説明する。第２
図は信号位置を示す要部回路図、第３図は信号波形図で
、■〜■は制御回路３０の制御信号、■〜■、はトラン
スＴ１．２の一端υ１．２の電位を示しており、目盛り
はスイッチング周波数ｆｓｗに対応する時間＜１／／ｓ
ｗ）になっている。 ハーフブリッジ型コンバータの一方のスイッチ素子５Ｗ
１１．１２は制御回路３ｏの制御信号に従い交互にオン
されるもので、出力信号は同相（逆相で駆動される相手
のコンバータとの関係でこういう）でドライブされてい
る。ハーフブリッジ型コンバータの他方のスイッチ素子
５Ｗ２１．２２は制御回路３ｏの制御信号に対して交互
にオンされるもので、出力信号が逆相で駆動されている
。このようにするために、スイッチ素子５Ｗ１１．２２
のオン可能な区間は同じであり、これと相反する区間で
スイッチ素子Ｓ Ｗ １２．２１のオンが可能になって
いる。この結果、トランスＴ１のスイッチ素子５Ｗ１１
．１２側の端子電圧ｖ１と、トランスＴ２のスイッチ素
子５Ｗ２１．２２側の端子電圧ｖ２とは逆相になる。 第２図に示すように、スイッチ素子５Ｗ１１．１２とヒ
ートシンクト＋８１の間にはキャパシタＣ１が存在し、
容量結合によってスイッチング周波数の半分０．５ｆｓ
ｗの信号（ａｔがグランドに流れる。同様にして、スイ
ッチ素子５Ｗ２１，２２とヒートシンクＨ８２の間には
キャパシタＣ２が存在し、容量結合によってスイッチン
グ周波数の半分０，５ｆｓｗの信号Ｊｃ２がグランドに
流れる。そこで、グランドに流れるコモン電流１ ｃｏ
ｗは次式で与えられる。 Ｉｃｏｍ −ｉｃ１＋ Ｉｃ２
（１）第３図■、■で示すように逆相なので、コモン電
流ｉ ｃｏｎ＋は減少する。 第４図は第１の発明の第２の実施例を示す要部回路図で
、各ＤＣ−ＤＣコンバータがｏｎ１０ｎコンバータ形式
のものを示している。第５図は第４図の装置の制御状態
の説明をする波形図で、（Ａ＞は同相運転、（Ｂ）は逆
相運転を示している。 ｏｎ／ ｏｎコンバータ形式ではトランスとスイッチ素
子ＳＷとが一対−になっている。そこで２個のコンバー
タを同期運転する場合に比べて、逆相運転する場合はス
イッチ素子ＳＷとヒートシンクＨ８の間の容量結合に起
因するコモン電流ＩＣ０ｎｌを減少させることができる
。尚、出力信号の周波数はスイッチング周波数ｆｓｗと
一致している。 第６図は第２の発明の実施例を示す要部回路図で、一方
がハーフブリッジ型コンバータ、他方がｏｎ／ ｏｎコ
ンバータの場合を示している。出力信号の周波数がスイ
ッチング周波数／ＳＷを基準とすると、ハーフブリッジ
型コンバータは半分の周波数、ｏｎ／ ｏｎコンバータ
は同一周波数になっており、互いに相違する。そこで、
制御回路の供給する制御信号はハーフブリッジ型コンバ
ータを構成するスイッチ素子５Ｗ１１．１２については
交互にオンすると共に、 ｏｎ１０ｎコンバータについ
ては本来のスイッチング周波数／ＳＷの半分でスイッチ
素子ＳＷ２を駆動する。 第７図は出力波形の説明図である。出力波形はスイッチ
ング周波数の半分０．５ｆｓｗになっている。 そこで、コンバータの間で逆相とするために、スイッチ
素子５Ｗ１１をオンするタイミングでスイッチ素子’Ｓ
Ｗ ２をオンしている。 第８図は第１及び第２の発明の他の実施例を示す構成ブ
ロック図である。第１図から第７図までの実施例ではＤ
Ｃ−ＤＣコンバータが２個の場合を示しているが、３個
以上であっても同様にできる。この場合には、同相駆動
のＤＣ−ＤＣコンバータと逆相駆動のＤＣ−ＤＣコンバ
ータの２組に区分する。この区分けは、好ましくはコモ
ン電流Ｉｃａｌを最小にするように選択する。例えば、
Ｉ Ｏｌ＞ Ｉ ｃ２＞ Ｉ ０３とすると、第１相を
）ｃｌとし、第２組をＩＣ２及び［３とするのが良い。 容量結合に基づく電流１ｃは、スイッチング周波数／Ｓ
Ｗ及びスイッチ素子ＳＷとヒートシンク＋−＋Ｓの間の
容量で定まる。 次に、本発明者が具体的な装置に付いて実験した結果を
示す。第９図はドライブ位相とノイズ発生量の関係図で
ある。ここでは２５０Ｗの０Ｃ−ＯＣコンバータを置台
用いており、同相ドライブをＡ１逆相ドライブを８で表
示し、単体運転との比較で示している。第１０図は周波
数別のノイズの測定結果で、ドライブＢをドライブＡと
比較すると、基本波ではノイズレベルが１３ｄ Ｂ少な
くなっており、二次波では効果がないが、３次以上の高
次波についても４〜８ｄＢ減少している。 【発明の効果１ 以上説明したように、第１及び第２の発明によれば次の
効果がある。 （１） ？！数のＤＣ−ＤＣコンバータで発生する
コモン電流１ ｃｏｎを、各出力信号が逆相となるよう
にドライブしているので、小さくすることができる。 （２） ノイズが低減されるので、フィルタを小型
化でき、部品コストが低廉で済む。
側が直流電源に接続され二次側が負荷に接続される複数
のトランスと、これらトランスのそれぞれの一次側に装
着されて制御信号によってオンオフされるスイッチ素子
と、これらのスイッチ素子を冷却する接地されたヒート
シンクと、このトランスの一次側と前記電源の間に挿入
されて６η記制御信号に関連した周波数成分を除（フィ
ルタとよりなる直流電源装置であって、次の構成とした
ものである。 即ち、第１の発明では、前記制御信号の同相で前記スイ
ッチ素子の一部をドライブし、逆相で前記スイッチ素子
の残りをドライブする制御回路を備えると共に、前記ス
イッチ素子と容量結合によって前記ヒートシンクを介し
てグランドに流れる制御信号に関連した周波数成分を、
同相と逆相とで減少させたことを特徴とするものである
。 また、第２の発明では、第１のスイッチ素子及び第２の
スイッチ素子のいずれか一方がオンとされ若しくはいず
れもオフの状態に制御されるハーフブリッジ型コンバー
タを所定の動作周波数で交互にドライブし、第３のスイ
ッチ素子を有する０ｎ１０ｎコンバータを当該動作周波
数の半分でドライブすると共に、これらコンバータの出
力信号周波数を当該動作周波数の半分で一致させると共
に互いに逆相で出力する制御信号を供給する制御回路を
備えると共に、前記スイッチ素子と容量結合によって前
記ヒートシンクを介してグランドに流れる制御信号に関
連した周波数成分を、これらコンバータを逆相で運転す
ることによって減少させたことを特徴とするものである
。 【作用］ 第１及び第２の発明の構成要素はつぎの作用をする。ス
イッチ素子とヒートシンクの間に容量結合が存在するの
で、制御信号に関連した周波数成分がグランドに流れる
。 そこで第１の発明では、制御回路はスイッチ素子の一部
を同相でドライブし残部を逆相でドライブするので、グ
ランドに流れる制御信号に関連した周波数成分が打消さ
れて減少する。この結果、フィルタの能力が少なくて済
む。 また第２の発明は、ハーフブリッジ型コンバータとｏｎ
／ ｏｎコンバータを組み合わせた複数のＤＣ−ＤＣコ
ンバータに対して、出力信号が互いに逆相となるように
制御信号を出力している。 【実滴例ゴ 以下図面を用いて、本発明を説明する。 第１図は、第１の発明の第１の実施例を示す回路図であ
る。図において、１０はハーフブリッジ型コンバータ、
２０は整流平滑化回路で、ハーフブリッジ型コンバータ
１ｏに一対一に対応して２系統ある。３０は制御回路で
、全体として入力電圧ｖｉｎを安定化電圧■０ｕｔ１，
２として出力するＤＣ−ＤＣコンバータになっている。 ４０はスイッチング周波数ＩＳＷに関連した信号成分を
除去するフィルタで、ハーフブリッジ型コンバータでは
０．５ｆｓｗが基本周波数になる。 次にハーフブリッジ型コンバータ１０の詳細を説明する
。キャパシタＣ１１の一端は入力電圧Ｖｉｎの＋側に接
続され、他端はキャパシタＣ１２と接続されており、他
方キャパシタＣ１２の他端は入力電圧Ｖｉｎの一側に接
続されている。また、スイッチ素子５Ｗ１１は例えばト
ランジスタで構成されており、このコレクタは入力電圧
Ｖｉｎの＋側に接続され、エミッタはスイッチ素子５Ｗ
１２のコレクタと接続されており、他方スイッチ素子５
Ｗ１２のエミッタは入力電圧ｖｉｎの一側に接続されて
いる。スイッチ素子５Ｗ１１，１２のベースには制御回
路３０よりオンオフ制御信号が供給される。さらに、ス
イッチ素子３Ｗ１１，１２は発熱するので冷却のためヒ
ートシンクＨ８１１，１２が取付けられており、この間
には容量が形成ぎれる。この容量は宵生容渚とも呼ばれ
るもので、本発明者が測定したところでは、例えば４０
ｐＦになっている。スイッチ素子５ＷＩＩ、１２のコレ
クタとエミッタの間に装着されたダイオード［） １１
．１２は、電流の逆流を防止する目的を持っている。ト
ランスＴ１の一次側は、−端がスイッチ素子５Ｗ１１．
１２の接続点に、他端がキャパシタＣ１ｌ、１２の接続
点に結合している。トランスＴ１の二次側は整流平滑化
回路２０に接続されて安定化電圧ｖｏｕｔｌを出力する
。 ハーフブリッジ型コンバータ１０の第２の系統について
は、上記構成要素に付した添字１１．１２をそれぞれ２
１．２２に読替え、トランスＴ１をＴ２に読替える。 このように構成された装置の動作を次に説明する。第２
図は信号位置を示す要部回路図、第３図は信号波形図で
、■〜■は制御回路３０の制御信号、■〜■、はトラン
スＴ１．２の一端υ１．２の電位を示しており、目盛り
はスイッチング周波数ｆｓｗに対応する時間＜１／／ｓ
ｗ）になっている。 ハーフブリッジ型コンバータの一方のスイッチ素子５Ｗ
１１．１２は制御回路３ｏの制御信号に従い交互にオン
されるもので、出力信号は同相（逆相で駆動される相手
のコンバータとの関係でこういう）でドライブされてい
る。ハーフブリッジ型コンバータの他方のスイッチ素子
５Ｗ２１．２２は制御回路３ｏの制御信号に対して交互
にオンされるもので、出力信号が逆相で駆動されている
。このようにするために、スイッチ素子５Ｗ１１．２２
のオン可能な区間は同じであり、これと相反する区間で
スイッチ素子Ｓ Ｗ １２．２１のオンが可能になって
いる。この結果、トランスＴ１のスイッチ素子５Ｗ１１
．１２側の端子電圧ｖ１と、トランスＴ２のスイッチ素
子５Ｗ２１．２２側の端子電圧ｖ２とは逆相になる。 第２図に示すように、スイッチ素子５Ｗ１１．１２とヒ
ートシンクト＋８１の間にはキャパシタＣ１が存在し、
容量結合によってスイッチング周波数の半分０．５ｆｓ
ｗの信号（ａｔがグランドに流れる。同様にして、スイ
ッチ素子５Ｗ２１，２２とヒートシンクＨ８２の間には
キャパシタＣ２が存在し、容量結合によってスイッチン
グ周波数の半分０，５ｆｓｗの信号Ｊｃ２がグランドに
流れる。そこで、グランドに流れるコモン電流１ ｃｏ
ｗは次式で与えられる。 Ｉｃｏｍ −ｉｃ１＋ Ｉｃ２
（１）第３図■、■で示すように逆相なので、コモン電
流ｉ ｃｏｎ＋は減少する。 第４図は第１の発明の第２の実施例を示す要部回路図で
、各ＤＣ−ＤＣコンバータがｏｎ１０ｎコンバータ形式
のものを示している。第５図は第４図の装置の制御状態
の説明をする波形図で、（Ａ＞は同相運転、（Ｂ）は逆
相運転を示している。 ｏｎ／ ｏｎコンバータ形式ではトランスとスイッチ素
子ＳＷとが一対−になっている。そこで２個のコンバー
タを同期運転する場合に比べて、逆相運転する場合はス
イッチ素子ＳＷとヒートシンクＨ８の間の容量結合に起
因するコモン電流ＩＣ０ｎｌを減少させることができる
。尚、出力信号の周波数はスイッチング周波数ｆｓｗと
一致している。 第６図は第２の発明の実施例を示す要部回路図で、一方
がハーフブリッジ型コンバータ、他方がｏｎ／ ｏｎコ
ンバータの場合を示している。出力信号の周波数がスイ
ッチング周波数／ＳＷを基準とすると、ハーフブリッジ
型コンバータは半分の周波数、ｏｎ／ ｏｎコンバータ
は同一周波数になっており、互いに相違する。そこで、
制御回路の供給する制御信号はハーフブリッジ型コンバ
ータを構成するスイッチ素子５Ｗ１１．１２については
交互にオンすると共に、 ｏｎ１０ｎコンバータについ
ては本来のスイッチング周波数／ＳＷの半分でスイッチ
素子ＳＷ２を駆動する。 第７図は出力波形の説明図である。出力波形はスイッチ
ング周波数の半分０．５ｆｓｗになっている。 そこで、コンバータの間で逆相とするために、スイッチ
素子５Ｗ１１をオンするタイミングでスイッチ素子’Ｓ
Ｗ ２をオンしている。 第８図は第１及び第２の発明の他の実施例を示す構成ブ
ロック図である。第１図から第７図までの実施例ではＤ
Ｃ−ＤＣコンバータが２個の場合を示しているが、３個
以上であっても同様にできる。この場合には、同相駆動
のＤＣ−ＤＣコンバータと逆相駆動のＤＣ−ＤＣコンバ
ータの２組に区分する。この区分けは、好ましくはコモ
ン電流Ｉｃａｌを最小にするように選択する。例えば、
Ｉ Ｏｌ＞ Ｉ ｃ２＞ Ｉ ０３とすると、第１相を
）ｃｌとし、第２組をＩＣ２及び［３とするのが良い。 容量結合に基づく電流１ｃは、スイッチング周波数／Ｓ
Ｗ及びスイッチ素子ＳＷとヒートシンク＋−＋Ｓの間の
容量で定まる。 次に、本発明者が具体的な装置に付いて実験した結果を
示す。第９図はドライブ位相とノイズ発生量の関係図で
ある。ここでは２５０Ｗの０Ｃ−ＯＣコンバータを置台
用いており、同相ドライブをＡ１逆相ドライブを８で表
示し、単体運転との比較で示している。第１０図は周波
数別のノイズの測定結果で、ドライブＢをドライブＡと
比較すると、基本波ではノイズレベルが１３ｄ Ｂ少な
くなっており、二次波では効果がないが、３次以上の高
次波についても４〜８ｄＢ減少している。 【発明の効果１ 以上説明したように、第１及び第２の発明によれば次の
効果がある。 （１） ？！数のＤＣ−ＤＣコンバータで発生する
コモン電流１ ｃｏｎを、各出力信号が逆相となるよう
にドライブしているので、小さくすることができる。 （２） ノイズが低減されるので、フィルタを小型
化でき、部品コストが低廉で済む。
第１図は、第１の発明のハーフブリッジ型コンバータへ
の実施例を示す回路図、第２図は信号位置を示す要部回
路図、第３図は信号波形図である。 第４図は第１の発明のｏｎ／ ｏｎコンバータへの実施
例を示す要部回路図、第５図は第４図の装置の制御状態
の説明をする波形図である。 第６図は第２の発明の実施例を示す要部回路図で、一方
がハーフブリッジ型コンバータ、他方がｏｎ／ ｏｎコ
ンバータの場合を示しており、第７図は出力波形の説明
図である。第８図はその他の実施例の構成ブロック図、
第９図はドライブ位相とノイズ発生間のｍ検図、第１０
図は実験結果の一例である。 。 第１１図は従来装置の回路図である。 Ｃ・・・キャパシタ若しくは結合容量、Ｈ８・・・ヒー
トシンク、ＳＷ・・・スイッチ素子、■・・・トランス
、Ｉ ｃｏｗ・・・コモン電流。 区 琺 酷 隠 ≦ Ｓ 〜 、、１１ ５ ′＞
の実施例を示す回路図、第２図は信号位置を示す要部回
路図、第３図は信号波形図である。 第４図は第１の発明のｏｎ／ ｏｎコンバータへの実施
例を示す要部回路図、第５図は第４図の装置の制御状態
の説明をする波形図である。 第６図は第２の発明の実施例を示す要部回路図で、一方
がハーフブリッジ型コンバータ、他方がｏｎ／ ｏｎコ
ンバータの場合を示しており、第７図は出力波形の説明
図である。第８図はその他の実施例の構成ブロック図、
第９図はドライブ位相とノイズ発生間のｍ検図、第１０
図は実験結果の一例である。 。 第１１図は従来装置の回路図である。 Ｃ・・・キャパシタ若しくは結合容量、Ｈ８・・・ヒー
トシンク、ＳＷ・・・スイッチ素子、■・・・トランス
、Ｉ ｃｏｗ・・・コモン電流。 区 琺 酷 隠 ≦ Ｓ 〜 、、１１ ５ ′＞
Claims (1)
- （１）一次側が直流電源に接続され二次側が負荷に接続
される複数のトランスと、これらトランスのそれぞれの
一次側に装着されて制御信号によってオンオフされるス
イッチ素子と、これらのスイッチ素子を冷却する接地さ
れたヒートシンクと、このトランスの一次側と前記電源
の間に挿入されて前記制御信号に関連した周波数成分を
除くフィルタとよりなる直流電源装置であつて、 前記制御信号の同相で前記スイッチ素子の一部をドライ
ブし、逆相で前記スイッチ素子の残りをドライブする制
御回路を備えると共に、 前記スイッチ素子と容量結合によって前記ヒートシンク
を介してグランドに流れる制御信号に関連した周波数成
分を、同相と逆相とで減少させたことを特徴とする直流
電源装置。（２）一次側が直流電源に接続され二次側が
負荷に接続される複数のトランスと、これらトランスの
それぞれの一次側に装着されて制御信号によつてオンオ
フされるスイッチ素子と、これらのスイッチ素子を冷却
する接地されたヒートシンクと、このトランスの一次側
と前記電源の間に挿入されて前記制御信号に関連した周
波数成分を除くフィルタとよりなる直流電源装置であつ
て、 第１のスイッチ素子及び第２のスイッチ素子のいずれか
一方がオンとされ若しくはいずれもオフの状態に制御さ
れるハーフブリッジ型コンバータを所定の動作周波数で
交互にドライブし、第３のスイッチ素子を有するｏｎ／
ｏｎコンバータを当該動作周波数の半分でドライブする
と共に、これらコンバータの出力信号周波数を当該動作
周波数の半分で一致させると共に互いに逆相で出力する
制御信号を供給する制御回路を備えると共に、 前記スイッチ素子と容量結合によつて前記ヒートシンク
を介してグランドに流れる制御信号に関連した周波数成
分を、これらコンバータを逆相で運転することによつて
減少させたことを特徴とする直流電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62249612A JPH0626472B2 (ja) | 1987-10-02 | 1987-10-02 | 直流電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62249612A JPH0626472B2 (ja) | 1987-10-02 | 1987-10-02 | 直流電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0191660A true JPH0191660A (ja) | 1989-04-11 |
| JPH0626472B2 JPH0626472B2 (ja) | 1994-04-06 |
Family
ID=17195621
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62249612A Expired - Fee Related JPH0626472B2 (ja) | 1987-10-02 | 1987-10-02 | 直流電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0626472B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010246201A (ja) * | 2009-04-02 | 2010-10-28 | Nippon Soken Inc | 電力変換システム |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2025135919A1 (ko) * | 2023-12-20 | 2025-06-26 | 엘지이노텍 주식회사 | 전력변환장치 |
Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5329531A (en) * | 1976-08-31 | 1978-03-18 | Toshiba Corp | Filter circuit |
| JPS57155985U (ja) * | 1981-03-25 | 1982-09-30 | ||
| JPS59132772A (ja) * | 1983-01-18 | 1984-07-30 | Sony Tektronix Corp | スイツチング・レギユレ−タ |
| JPS59141489U (ja) * | 1982-11-15 | 1984-09-21 | 横河電機株式会社 | スイツチングレギユレ−タ− |
| JPS60147986U (ja) * | 1984-03-12 | 1985-10-01 | オリジン電気株式会社 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
-
1987
- 1987-10-02 JP JP62249612A patent/JPH0626472B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5329531A (en) * | 1976-08-31 | 1978-03-18 | Toshiba Corp | Filter circuit |
| JPS57155985U (ja) * | 1981-03-25 | 1982-09-30 | ||
| JPS59141489U (ja) * | 1982-11-15 | 1984-09-21 | 横河電機株式会社 | スイツチングレギユレ−タ− |
| JPS59132772A (ja) * | 1983-01-18 | 1984-07-30 | Sony Tektronix Corp | スイツチング・レギユレ−タ |
| JPS60147986U (ja) * | 1984-03-12 | 1985-10-01 | オリジン電気株式会社 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010246201A (ja) * | 2009-04-02 | 2010-10-28 | Nippon Soken Inc | 電力変換システム |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0626472B2 (ja) | 1994-04-06 |
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