JPH06276040A - 増幅回路 - Google Patents
増幅回路Info
- Publication number
- JPH06276040A JPH06276040A JP5100029A JP10002993A JPH06276040A JP H06276040 A JPH06276040 A JP H06276040A JP 5100029 A JP5100029 A JP 5100029A JP 10002993 A JP10002993 A JP 10002993A JP H06276040 A JPH06276040 A JP H06276040A
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- JP
- Japan
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- Pending
Links
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- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 7
- 238000005513 bias potential Methods 0.000 description 3
- 238000003491 array Methods 0.000 description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
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- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
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Landscapes
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】コンピュータ、ワープロなど情報機器分野およ
び音響機器分野に関するもので、アナログ信号を増幅、
減衰させる調整機能をディジタルでおこなおうとするも
ので、従来のコンピュータで制御しづらかったボリウム
調整をやめ、レジスタ設定だけでゲインの調整ができる
ものでコンピュータ制御が容易にできるようにしたもの
である。 【構成】「図１」にしめすようにディジタルコントロー
ラ（８）で動作する抵抗アレイ（４），（７）を設け
る。そして、入力信号を出力につたえるカレントミラー
（６）を備える。本発明は以上のような構成よりなる増
幅回路である。
び音響機器分野に関するもので、アナログ信号を増幅、
減衰させる調整機能をディジタルでおこなおうとするも
ので、従来のコンピュータで制御しづらかったボリウム
調整をやめ、レジスタ設定だけでゲインの調整ができる
ものでコンピュータ制御が容易にできるようにしたもの
である。 【構成】「図１」にしめすようにディジタルコントロー
ラ（８）で動作する抵抗アレイ（４），（７）を設け
る。そして、入力信号を出力につたえるカレントミラー
（６）を備える。本発明は以上のような構成よりなる増
幅回路である。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、コンピュータ、ワー
プロなど情報機器分野および音響機器分野に関するもの
である。
プロなど情報機器分野および音響機器分野に関するもの
である。
【０００２】
【従来の技術】従来、アナログ信号の増幅、減衰には
「図４」にしめすようにオペアンプ（２０）のフィード
バック抵抗（２１）にボリウム機能をもたせて調節して
いた。
「図４」にしめすようにオペアンプ（２０）のフィード
バック抵抗（２１）にボリウム機能をもたせて調節して
いた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】これには次のような欠
点があった。 （イ）ゲインの設定がボリウムの操作でおこなうためコ
ンピュータ制御が困難であった。 （ロ）ボリウムは機械式接点であるため磨耗による劣化
や接点不良があった。 本発明は、これらの欠点を除くためになされたものであ
る。
点があった。 （イ）ゲインの設定がボリウムの操作でおこなうためコ
ンピュータ制御が困難であった。 （ロ）ボリウムは機械式接点であるため磨耗による劣化
や接点不良があった。 本発明は、これらの欠点を除くためになされたものであ
る。
【０００４】
【課題を解決するための手段】これらの課題を解決する
ために「図１」にしめすようにディジタルコントローラ
（８）で動作する抵抗アレイ（４），（７）を設ける。
そして、入力信号を出力につたえるカレントミラー
（６）を備える。本発明は以上のような構成よりなる増
輻回路である。
ために「図１」にしめすようにディジタルコントローラ
（８）で動作する抵抗アレイ（４），（７）を設ける。
そして、入力信号を出力につたえるカレントミラー
（６）を備える。本発明は以上のような構成よりなる増
輻回路である。
【０００５】
【作用】「図１」を用いて説明する。ディジタルコント
ローラ（８）は抵抗アレイ（４）の任意の抵抗を選択し
てドライブする。任意に選択された抵抗により抵抗値が
変わりこれにしたがってカレントミラー（６）の入力電
流が変化する。カレントミラー（６）の出力側からこの
電流値をとりだし、そしてディジタルコントローラー
（８）で抵抗アレイ（７）の抵抗の選択で得られた抵抗
値に前記電流を流すことによって出力電圧を得、入力信
号の増幅および減衰を実現する。
ローラ（８）は抵抗アレイ（４）の任意の抵抗を選択し
てドライブする。任意に選択された抵抗により抵抗値が
変わりこれにしたがってカレントミラー（６）の入力電
流が変化する。カレントミラー（６）の出力側からこの
電流値をとりだし、そしてディジタルコントローラー
（８）で抵抗アレイ（７）の抵抗の選択で得られた抵抗
値に前記電流を流すことによって出力電圧を得、入力信
号の増幅および減衰を実現する。
【０００６】
【実施例】以下、本発明の実施例について説明する。
「図１」は「請求項１」および「請求項２」および「請
求項５」の実施例で （イ）ディジタルコントローラ（８）で動作する抵抗ア
レイ（４），（７）を設ける。 （ロ）入力信号を出力につたえるカレントミラー（６）
を備える。 （ハ）抵抗アレイ（４）および（７）にそれぞれ抵抗値
を変えた抵抗を備える。 「図２」は「請求項３」の実施例で （ニ）出力から入力へのフィードバック回路を備える。 「図３」は「請求項４」の実施例で （ホ）次段にＡ／Ｄコンバータを備える。
「図１」は「請求項１」および「請求項２」および「請
求項５」の実施例で （イ）ディジタルコントローラ（８）で動作する抵抗ア
レイ（４），（７）を設ける。 （ロ）入力信号を出力につたえるカレントミラー（６）
を備える。 （ハ）抵抗アレイ（４）および（７）にそれぞれ抵抗値
を変えた抵抗を備える。 「図２」は「請求項３」の実施例で （ニ）出力から入力へのフィードバック回路を備える。 「図３」は「請求項４」の実施例で （ホ）次段にＡ／Ｄコンバータを備える。
【０００７】本発明は以上のような構造で、以下のよう
に使用する。「図１」は以下のように使用する。ディジ
タルコントローラ（８）は抵抗アレイ（４）の任意の抵
抗を選択してドライブする。ディジタルコントローラ
（８）の出力端子はオープンコレクタまたはオープンド
レインでありディジタルコントローラ（８）で”Ｌ”に
て選択された抵抗にのみ電流が流れることになる。とこ
ろで入力電圧Ｖｉ（１）が入力されたとき、コンデンサ
（２）によって直流分がのぞかれ、これにより得られた
交流信号はバイアス回路（３）により任意の直流分が付
加されてトランジスタ（５）のベースに入力される。こ
こであとの説明がしやすいように便宜上入力の交流信号
をＶｉとして話すすめる。さすればこの信号Ｖｉはトラ
ンジスタ（５）のベースに入力されトランジスタ（５）
のエミッタ電流に変換される。一方、バイアス回路
（３）のバイアス電位によってトランジスタ（５）のエ
ミッタ電流の直流値が決まるわけだがＶｉの振幅がこの
バイアス電位以下であればトランジスタ（５）のエミッ
タ電流は途切れることなく流れることになる。ところで
このエミッタ電流はトランジスタ（５）のベース電位の
変化で異なることもさることながらディジタルコントロ
ーラ（８）で選択された抵抗によっても電流値が異なっ
てくることは明らかである。たとえば抵抗アレイ（４）
の抵抗値Ｒの抵抗のみが選択されるとその電流値の交流
分は Ｖｉ／Ｒ となる。また抵抗アレイ（４）の抵抗
値Ｒ／８のみ選択されるとその電流値の交流分は ８Ｖ
ｉ／Ｒ となり先の抵抗値Ｒを選択した場合の８倍の電
流値となる。すなわち抵抗アレイの抵抗の選び方でさま
ざまな電流値として入力電圧を電流に変えることができ
るのである。ここで得られた電流はカレントミラー
（６）によって同じ電流値でもって抵抗アレイ（７）に
流れこむ。ここでもディジタルコントローラ（８）は抵
抗アレイ（７）をオープンコレクタまたはオープンドレ
イン出力にてドライブすることになり任意に抵抗を選択
し抵抗値を調整することが可能である。先の例でいくと
Ｖｉ／Ｒ の電流値を抵抗アレイ（７）の抵抗値Ｒ／
８の抵抗だけで受けると出力には Ｖｉ／８ が得ら
れ、入力信号の １／８の信号が得られることになる。
これは入力信号の１／８減衰動作である。また ８Ｖｉ
／Ｒの電流値を抵抗アレイ（７）の抵抗値Ｒの抵抗だけ
で受けると出力には ８Ｖｉ の入力信号の８倍の信号
を得ることができることになる。これは入力信号の８倍
増幅動作である。すなわち抵抗アレイ（４）および抵抗
アレイ（７）の抵抗の選び方で入力信号を減衰から増幅
まで自由に設定することができるのである。しかもディ
ジタルで制御できるところからこのディジタルコントロ
ーラをレジスタ設定にしておけばコンピュータ制御が極
めて容易に可能となる。なお、入力電圧を電流に変換す
る素子をトランジスタにしているが同様の機能をもつも
のであればなんでも使えることは明らかである。「図
２」はトランジスタ（５）のエミッタ電流の直流成分を
考慮したもので「図１」のままであれば直流成分も同時
に増幅および減衰させてしまい、出力の直流電圧が一定
にならず、使用用途が限られてしまうことになる。その
ため直流成分のフィードバック回路を準備し、安定な直
流電位のもとで出力信号を得るものである。「図２」は
以下のように使用する。出力電位の直流成分はトランジ
スタ（５）のベースバイアス電位によるところで、この
電位も同一の増幅率で増幅されてしまう。その対策とし
て出力の直流分をローパスフィルタ（１１）でオペアン
プ（１３）の正転入力に入力し、基準電位（１２）を反
転入力に入力する。出力の直流電位が基準電位（１２）
より高くなるときオペアンプ（１３）の出力は上昇す
る。女段のシャントレギュレータ（１４）はシャントレ
ギュレータ（１４）の入力が上昇した場合シャントレギ
ュレータ（１４）出力を下げる働きがあり、バイアス回
路（３）はこの出力から電位を得るためトランジスタ
（５）のベース電位は下げられることになる。結局、こ
のことにより出力の直流成分は下げられることになり、
ある決まった直流電位に収まることになる。逆に出力の
直流成分が基準電位（１２）より低い場合は、オペアン
プ（１３）の出力は下げられそれにともなってシャント
レギュレータ（１４）の出力は上昇する。バイアス回路
（３）によってトランジスタ（５）のベース電位はもち
あげられ、結果として出力の直流成分は上昇し、ある決
まった電位に収まることになる。このようにして出力の
直流電位を安定させることができる。これは任意の直流
電位を中心に交流信号を得ることにも利用できる。「図
３」は次段にＡ／Ｄコンバータがある場合で＋ＶＲＥＦ
と−ＶＲＥＦの範囲に信号をおさめる回路でディジタル
コントローラ（８）で出力のレベル調整が可能となる。
に使用する。「図１」は以下のように使用する。ディジ
タルコントローラ（８）は抵抗アレイ（４）の任意の抵
抗を選択してドライブする。ディジタルコントローラ
（８）の出力端子はオープンコレクタまたはオープンド
レインでありディジタルコントローラ（８）で”Ｌ”に
て選択された抵抗にのみ電流が流れることになる。とこ
ろで入力電圧Ｖｉ（１）が入力されたとき、コンデンサ
（２）によって直流分がのぞかれ、これにより得られた
交流信号はバイアス回路（３）により任意の直流分が付
加されてトランジスタ（５）のベースに入力される。こ
こであとの説明がしやすいように便宜上入力の交流信号
をＶｉとして話すすめる。さすればこの信号Ｖｉはトラ
ンジスタ（５）のベースに入力されトランジスタ（５）
のエミッタ電流に変換される。一方、バイアス回路
（３）のバイアス電位によってトランジスタ（５）のエ
ミッタ電流の直流値が決まるわけだがＶｉの振幅がこの
バイアス電位以下であればトランジスタ（５）のエミッ
タ電流は途切れることなく流れることになる。ところで
このエミッタ電流はトランジスタ（５）のベース電位の
変化で異なることもさることながらディジタルコントロ
ーラ（８）で選択された抵抗によっても電流値が異なっ
てくることは明らかである。たとえば抵抗アレイ（４）
の抵抗値Ｒの抵抗のみが選択されるとその電流値の交流
分は Ｖｉ／Ｒ となる。また抵抗アレイ（４）の抵抗
値Ｒ／８のみ選択されるとその電流値の交流分は ８Ｖ
ｉ／Ｒ となり先の抵抗値Ｒを選択した場合の８倍の電
流値となる。すなわち抵抗アレイの抵抗の選び方でさま
ざまな電流値として入力電圧を電流に変えることができ
るのである。ここで得られた電流はカレントミラー
（６）によって同じ電流値でもって抵抗アレイ（７）に
流れこむ。ここでもディジタルコントローラ（８）は抵
抗アレイ（７）をオープンコレクタまたはオープンドレ
イン出力にてドライブすることになり任意に抵抗を選択
し抵抗値を調整することが可能である。先の例でいくと
Ｖｉ／Ｒ の電流値を抵抗アレイ（７）の抵抗値Ｒ／
８の抵抗だけで受けると出力には Ｖｉ／８ が得ら
れ、入力信号の １／８の信号が得られることになる。
これは入力信号の１／８減衰動作である。また ８Ｖｉ
／Ｒの電流値を抵抗アレイ（７）の抵抗値Ｒの抵抗だけ
で受けると出力には ８Ｖｉ の入力信号の８倍の信号
を得ることができることになる。これは入力信号の８倍
増幅動作である。すなわち抵抗アレイ（４）および抵抗
アレイ（７）の抵抗の選び方で入力信号を減衰から増幅
まで自由に設定することができるのである。しかもディ
ジタルで制御できるところからこのディジタルコントロ
ーラをレジスタ設定にしておけばコンピュータ制御が極
めて容易に可能となる。なお、入力電圧を電流に変換す
る素子をトランジスタにしているが同様の機能をもつも
のであればなんでも使えることは明らかである。「図
２」はトランジスタ（５）のエミッタ電流の直流成分を
考慮したもので「図１」のままであれば直流成分も同時
に増幅および減衰させてしまい、出力の直流電圧が一定
にならず、使用用途が限られてしまうことになる。その
ため直流成分のフィードバック回路を準備し、安定な直
流電位のもとで出力信号を得るものである。「図２」は
以下のように使用する。出力電位の直流成分はトランジ
スタ（５）のベースバイアス電位によるところで、この
電位も同一の増幅率で増幅されてしまう。その対策とし
て出力の直流分をローパスフィルタ（１１）でオペアン
プ（１３）の正転入力に入力し、基準電位（１２）を反
転入力に入力する。出力の直流電位が基準電位（１２）
より高くなるときオペアンプ（１３）の出力は上昇す
る。女段のシャントレギュレータ（１４）はシャントレ
ギュレータ（１４）の入力が上昇した場合シャントレギ
ュレータ（１４）出力を下げる働きがあり、バイアス回
路（３）はこの出力から電位を得るためトランジスタ
（５）のベース電位は下げられることになる。結局、こ
のことにより出力の直流成分は下げられることになり、
ある決まった直流電位に収まることになる。逆に出力の
直流成分が基準電位（１２）より低い場合は、オペアン
プ（１３）の出力は下げられそれにともなってシャント
レギュレータ（１４）の出力は上昇する。バイアス回路
（３）によってトランジスタ（５）のベース電位はもち
あげられ、結果として出力の直流成分は上昇し、ある決
まった電位に収まることになる。このようにして出力の
直流電位を安定させることができる。これは任意の直流
電位を中心に交流信号を得ることにも利用できる。「図
３」は次段にＡ／Ｄコンバータがある場合で＋ＶＲＥＦ
と−ＶＲＥＦの範囲に信号をおさめる回路でディジタル
コントローラ（８）で出力のレベル調整が可能となる。
【発明の効果】（イ）ゲインの設定をディジタルで行な
うためコンピュータ制御が容易になる。（ロ）ボリウム
が不要で無接点であり、回路の信頼性が向上する。
うためコンピュータ制御が容易になる。（ロ）ボリウム
が不要で無接点であり、回路の信頼性が向上する。
【図１】本発明の「請求項１」および「請求項２」およ
び「請求項５」の実施例である。
び「請求項５」の実施例である。
【図２】本発明の「請求項３」の実施例である。
【図３】本発明の「請求項４」の実施例である。
【図４】従来の技術の例である。
１ 入力信号 ２，９ カップリングコ
ンデンサ ３ バイアス回路 ４，７ 抵抗アレイ ５ トランジスタ ６ カレントミラー ８ ディジタルコントローラ １０ 出力信号 １１ ローパスフィル
タ １２ 基準電位 １３ オペアンプ １４ シャントレギュレータ １５ 増幅回路 １６ Ａ／Ｄコンバータ入力バイアス回路 １７ Ａ／Ｄコンバータ １８ ＋ＶＲＥＦ １９ −ＶＲＥＦ ２０ 入力抵抗 ２１ オペアンプ ２２ ボリウム
ンデンサ ３ バイアス回路 ４，７ 抵抗アレイ ５ トランジスタ ６ カレントミラー ８ ディジタルコントローラ １０ 出力信号 １１ ローパスフィル
タ １２ 基準電位 １３ オペアンプ １４ シャントレギュレータ １５ 増幅回路 １６ Ａ／Ｄコンバータ入力バイアス回路 １７ Ａ／Ｄコンバータ １８ ＋ＶＲＥＦ １９ −ＶＲＥＦ ２０ 入力抵抗 ２１ オペアンプ ２２ ボリウム
Claims (5)
- 【請求項１】ディジタルコントローラ（８）と前記ディ
ジタルコントローラ（８）で操作される抵抗値と前記抵
抗値で電流を制御し、カレントミラー回路（６）で電流
値を伝達し次段の抵抗値との組合せで入出力のゲインの
増幅、減衰をおこなう増幅回路 - 【請求項２】抵抗値制御を抵抗アレイ（４）と抵抗アレ
イ（７）とディジタルコントローラ（８）にてディジタ
ル制御でおこなった特許請求範囲第１項記載の増幅回路 - 【請求項３】カレントミラー出力にフィードバック回路
を備えた特許請求範囲第１項記載の増幅回路 - 【請求項４】増幅回路の次段にＡ／Ｄコンバータ（１
６）を備えた特許請求範囲第１項記載の増幅回路 - 【請求項５】抵抗アレイ（４，７）のそれぞれの抵抗の
抵抗値を変えた特許請求範囲第２項記載の増幅回路
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5100029A JPH06276040A (ja) | 1993-03-19 | 1993-03-19 | 増幅回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5100029A JPH06276040A (ja) | 1993-03-19 | 1993-03-19 | 増幅回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06276040A true JPH06276040A (ja) | 1994-09-30 |
Family
ID=14263115
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5100029A Pending JPH06276040A (ja) | 1993-03-19 | 1993-03-19 | 増幅回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06276040A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1990011602A1 (fr) * | 1989-03-28 | 1990-10-04 | Seiko Epson Corporation | Support magneto-optique |
-
1993
- 1993-03-19 JP JP5100029A patent/JPH06276040A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1990011602A1 (fr) * | 1989-03-28 | 1990-10-04 | Seiko Epson Corporation | Support magneto-optique |
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