JPH06276414A

JPH06276414A - 波形等化回路

Info

Publication number: JPH06276414A
Application number: JP5061632A
Authority: JP
Inventors: Hideyo Uehata; 秀世上畠; Teiji Kageyama; 定司影山; Takaya Hayashi; 貴也林; Yasuyo Ogata; 康世小方; Akira Kisoda; 晃木曽田; Kenichiro Hayashi; 健一郎林; Koji Handa; 宏治半田; Yoshio Yasumoto; 吉雄安本
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1993-03-22
Filing date: 1993-03-22
Publication date: 1994-09-30

Abstract

(57)【要約】【目的】復号映像信号を多重信号からのクロストーク
なく復調する。【構成】伝送されてきた合成被変調信号をアンテナ１
で受信し、直交復調器２で複合映像信号と多重信号を分
離復調する。フィルタ８は複合映像信号から多重信号へ
クロストークした信号の逆特性を実現したMt を出力す
る。フィルタ９は多重信号から複合映像信号へクロスト
ークした信号の逆特性を実現したSt を出力する。加算
器１１はこれらを加算することで、複合映像信号から多
重信号へのクロストークを除去する。加算器１４は遅延
回路５の出力とフィルタ１３の出力を加算し、多重信号
から複合映像信号へクロストークを除去した波形等化後
の複合映像信号Mout2 を出力する。受信側では、複合映
像信号と多重信号を分離復調し、多重信号から復号映像
信号へのクロストークの逆特性のみの信号を得、その信
号と復号映像信号を加算することで波形等化した復号映
像信号を出力する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、現行のテレビジョン放
送方式と互換性を持ち、現行の放送に比べて高画質化し
たり、画面のアスペクト比（画面の横と縦の長さの比）
を大きくした複合映像信号や、高音質化するための多重
信号を伝送し、受信側で複合映像信号を多重信号からの
クロストークなく再生する波形等化回路に関するもので
ある。

【０００２】

【従来の技術】我が国の現在のＮＴＳＣ(National Tele
vision System Committee)方式によるカラーテレビジョ
ン放送が昭和３５年に開始されて以来、３０年以上経過
した。その間、高精細な画面に対する視聴者の要求が次
第に高まり、また、テレビジョン受信機の性能向上に伴
い、各種の新しいテレビジョン方式が提案されてきた。

【０００３】また、サービスされる番組の内容自体も単
なるスタジオ番組や中継番組などから、シネマサイズの
映画放送など、より高画質で、臨場感を伴う映像へと変
化してきている。さらに近年では、高音質化への要求も
たかまってきている。

【０００４】現行放送は、走査線数５２５本、２：１飛
越走査、輝度信号水平帯域幅４．２ＭＨｚ、アスペクト
比４：３という諸仕様（例えば、文献放送技術双書
カラーテレビジョン日本放送協会編、日本放送出版協
会、１９６１年、参照）を有しているが、このような背
景のもとで現行放送との両立性を維持しつつ、画像の高
画質化やゴ−スト障害の除去を目的とした基準信号の送
信などを主要内容とする第一世代のＥＤＴＶ、いわゆる
クリアビジョンが１９８９年より開始された。

【０００５】以下、従来の波形等化器について、図面を
参照しながら説明する。図５は従来のゴースト除去手段
に用いるゴースト除去用基準信号を波形図で示す。図に
示すように、ゴースト除去用基準信号、いわゆるＧＣＲ
信号はｓｉｎＸ／Ｘ立ち上がりバ−と０ＩＲＥペデ
スタル信号であり、これらを８フィ−ルドシ−ケンスで
送出する。受信側では、（１）式に従って計算して基準
信号を抽出する。

【０００６】 ( (Fm1-Fm5) + (Fm6-Fm2) + (Fm3-Fm7) + (Fm8-Fm4) ) / 4 ・・・（１）この演算により同期信号やバ−ストが除去される。ま
た、前ラインがフィールド毎またはフレーム毎で同じ波
形ならば、前ラインの信号も除去される。したがって、
ｓｉｎＸ／Ｘバ−信号部分以外は２水平走査期間にわ
たり平坦な信号となり、この信号を用いて約４５μ秒ま
で遅延したゴ−ストを除去することができる。

【０００７】次に第二世代のＥＤＴＶとして考えられて
いるのは、主として画面のワイド化である。ワイド化の
一方式として有効走査線４８０本の映像信号を送信側で
３６０本にし、上下の各々６０本に映像信号の垂直成分
を補償する信号を重畳して伝送する方式がある。いわゆ
るレターボックス方式の一例である。このレターボック
ス方式により現行の放送方式と両立性を保ちながらワイ
ドアスペクトの画像（アスペクト比が１６：９）を伝送
することができる。また、ＰＣＭ音声も別の多重伝送路
を用いて伝送しよう考えられている。この多重伝送路と
して、映像搬送波の直交変調が考えられている。

【０００８】映像搬送波の直交変調は現行のＮＴＳＣ方
式との互換性を最大限に維持しながら、約１ＭＨｚの多
重信号を伝送する方式である（例えば、文献阿部他
「映像搬送波の直交変調による高精細画像の伝送」電
子通信学会技術報告ＣＳ８６−８２１９８６年１１
月）。この方式は従来の映像搬送波と直交した搬送波を
帯域が約１ＭＨｚの多重信号で搬送波抑圧振幅変調し、
通常のテレビジョン受像機のナイキストフィルタと振幅
特性が奇対称の逆ナイキストフィルタで帯域制限をした
のち、従来通りに残留側波帯変調したＮＴＳＣ信号と加
算して伝送するものである。このような信号を通常のＮ
ＴＳＣ受像機で受信する場合、ナイキストフィルタで帯
域制限するため多重信号は両側波帯信号となり、同期検
波器を使用している場合には多重信号からの妨害はうけ
ない。そのため従来通りの画像を受信することができる
ので、互換性は維持される。多重信号としては画像の高
精細信号や、ワイド画面にするためのサイドパネルの信
号や、ＰＣＭ音声信号等が考えられている。

【０００９】このような映像搬送波の直交変調方式は、
現行のテレビ放送方式との互換性を維持しながら、多重
信号を伝送する手段としては非常にすぐれたものであ
る。しかしながら、直交変調の性質上、伝送歪や受信機
における不完全な復調処理などが原因で、複合映像信号
と多重信号間にクロスト−クが発生する場合がある。ま
た従来のＮＴＳＣ信号と同様にゴ−ストの影響もうけ
る。そこで本出願人は、多重信号の垂直帰線期間に、ゴ
−スト除去用ＧＣＲ信号を挿入することを提案した（例
えば、文献上畠他「直交変調によるワイドテレビシス
テムの波形等化」１９９０年テレビジョン学会年次大会
予稿集講演番号２１−９参照）。

【００１０】図６は上記提案におけるＧＣＲ信号を波形
図で示す。図に示すように、ＮＴＳＣ信号のＧＣＲ信号
が０ＩＲＥペデスタル信号のとき、交互に極性反転す
る多重信号のＧＣＲ信号（以下、多重ＧＣＲ信号と称
す）を多重信号に重畳する。従来のゴーストキャンセラ
ーは、前述の（１）式に従ってＧＣＲ信号を算出してい
るので、再生したゴースト除去用の基準信号から同期信
号やバ−ストが除去され、また前ラインがフィールド毎
またはフレーム毎で同じ波形ならば、前ラインの信号も
除去される。よって、ｓｉｎＸ／Ｘバ−信号部分以外
は２水平走査期間にわたり平坦な信号となり、約４５μ
ｓまで遅延したゴ−ストを除去することができることは
言うまでもなく、また、多重信号にＧＣＲ信号を重畳し
たことによる従来のゴーストキャンセラーへの影響はな
い。

【００１１】以下、図６に示すＧＣＲ信号と前記多重Ｇ
ＣＲ信号を用いて、多重信号から複合映像信号へのクロ
ストークを除去する上記提案の一従来例について、図面
を参照しながら説明する。

【００１２】図８は従来例の送信側のブロック図を示
す。４５は送信アンテナ、３１は多重信号源、３５は複
合映像信号源、３２は多重ＧＣＲ信号源、３７はＧＣＲ
信号源、３４は切換コントロール回路、３３，３６は切
換器、４１，３８は変調器、３９は搬送波発生源、４０
は９０度移相器、４３は逆ナイキストフィルタ、４２は
ＶＳＢフィルタ、４４は合成器である。なお、多重信号
源３１は帯域１．０ＭＨｚで直流成分がない信号源とす
る。これにはディジタル音声信号などが該当する。ま
た、複合映像信号源３５はＮＴＳＣ方式の複合映像信号
である。多重信号源３１は切換器３３により多重ＧＣＲ
信号に切り換えられ、複合映像信号源３５は切換器３６
でＧＣＲ信号に切り換えられる。この切り換えの制御は
切換コントロ−ル回路３４により制御され、通常、垂直
帰線期間の１水平走査期間のみにＧＣＲ信号が挿入され
るように制御される。複合映像信号及び多重信号のＧＣ
Ｒ信号については図６に示したものが使用される。切換
器３３，３６の出力はそれぞれ、変調器４１及び３８で
直交変調される。搬送波発生源３９の搬送波出力は、変
調器３８に供給されると共に９０度移相器４０を介して
変調器４１に供給され、したがって、変調器４１と変調
器３８とが直交変調器として動作する。被変調多重信号
と、被変調複合映像信号は逆ナイキストフィルタ４３、
ＶＳＢフィルタ４２を通過した後、合成器４４で加算さ
れ合成被変調信号となる。送信アンテナ４５は合成被変
調信号を出力する。

【００１３】次に受信側の信号処理回路について図面を
参照しながら説明する。図９は前記提案の一従来例にお
ける直交復調器の構成をブロック図で示す。１はアンテ
ナ、５０はチューナ、５１はナイキストフィルタ、５４
はバンドパスフィルタ、５２，５６は復調器、５５は９
０度移相器、５３は搬送波再生回路、６１，６２は出力
端子である。

【００１４】上記構成においてその動作を説明すると、
チューナ５０は伝送されてきた合成被変調信号をアンテ
ナ１で受信し、ナイキストフィルタ５１とバンドパスフ
ィルタ５４に入力される。ナイキストフィルタ５１を通
過した信号は復調器５２で復調される。一方、バンドパ
スフィルタ５４を通過した信号は復調器５６で復調され
る。このとき、搬送波再生回路５３は被変調複合映像信
号から搬送波を再生して復調器５２へ供給するととも
に、９０度移相器５５により位相を９０度変換した搬送
波を復調器５６に供給する。したがって、復調器５２と
５６は互いに直交する搬送波を供給されて直交復調す
る。復調された複合映像信号は、出力端子６１から出力
される。一方、復調された多重信号は出力端子６２から
出力される。

【００１５】図１０は前記した受信回路の次段に接続さ
れる波形等化回路のブロック図である。図において、７
１は復調器５２から出力される複合映像信号の入力端
子、７２は復調器５６から出力される多重信号の入力端
子、７３，７４はトランスバーサルフィルタ、７５，７
８はＧＣＲ検出器、７６は多重ＧＣＲ検出器、７７は係
数計算回路、７９は遅延回路、８０，８１は加算器、８
２は波形等化後の複合映像信号出力端子である。

【００１６】トランスバーサルフィルタ７４は多重信号
入力端子７２から入力された多重信号と係数計算回路７
７より出力された係数を入力し、多重信号から複合映像
信号へのクロストークとは逆特性の信号を生成して出力
する。トランスバーサルフィルタ７３は複合映像信号入
力端子７１から入力された複合映像信号と係数計算回路
７７より出力された係数を入力し、複合映像信号から多
重信号へのクロストークを除去する信号を出力する。加
算器８０はトランスバーサルフィルタ７３の出力とトラ
ンスバーサルフィルタ７４の出力とを加算する。加算器
８０の出力は多重信号から複合映像信号へのクロストー
クの逆特性の信号となる。加算器８１は遅延回路７９に
より遅延調整した複合映像信号と加算器８０の出力を加
算する。加算器８１の出力は多重信号から複合映像信号
ヘのクロストークを除去した波形等化後の複合映像信号
を出力する。

【００１７】上記構成において動作を説明すると、複合
映像信号から多重信号へのクロストークを検出する場
合、多重ＧＣＲ検出器７６は多重信号所定の垂直帰線期
間のうち一水平走査期間から多重ＧＣＲ信号を抜き出
し、（２）式で算出した信号を係数計算回路７７に出力
する。ＧＣＲ検出器７５は（１）式で算出した信号を係
数計算回路７７に出力する。ＧＣＲ検出器７８は（１）
式で算出した信号を係数制御回路７７に出力する。多重
ＧＣＲ検出器７６で求めた信号は復号映像信号から多重
信号へのクロストークのみとなる。また、多重信号から
複合映像信号へのクロストークを検出する場合、ＧＣＲ
検出器７５およびＧＣＲ検出器７８は復号映像信号の所
定の垂直帰線期間のうち一水平走査期間からＧＣＲ信号
を抜き出し、（３）式で算出した信号を係数計算回路７
７に出力する。多重ＧＣＲ信号検出器７６は（４）式で
算出した信号を係数計算回路７７に出力する。ＧＣＲ検
出器７５およびＧＣＲ検出器７８で求めた信号は多重信
号から複合映像信号へのクロストークのみとなる。ＧＣ
Ｒ検出器７５の出力は多重信号から複合映像信号へのク
ロストークを除去する前の複合映像信号であり、ＧＣＲ
検出器７８は多重信号から複合映像信号へのクロストー
ク除去後の信号である。

【００１８】 ( (Fs1-Fs5) + (Fs6-Fs2) + (Fs3-Fs7) + (Fs8-Fs4) ) / 4 ・・・（２） (Fm2 - Fm4 + Fm5 - Fm7)/4 ・・・（３） (Fs2 - Fs4 + Fs5 - Fs7)/4 ・・・（４）係数計算回路７７はまず複合映像信号から多重信号への
クロストーク除去のために、ＧＣＲ検出器７５，７８お
よび多重ＧＣＲ検出器７６の出力から、復号映像信号か
ら多重信号へのクロストークの逆特性を実現する係数を
トランスバーサルフィルタ７３へ出力する。次に、ＧＣ
Ｒ検出器７５，７８および多重ＧＣＲ検出器７６の出力
から、多重信号から復号映像信号へのクロストークの逆
特性を実現する係数をトランスバーサルフィルタ７４へ
出力する。加算器８０はトランスバーサルフィルタ７３
とトランスバーサルフィルタ７４を加算する。加算器８
１は遅延回路７９により遅延調整した複合映像信号と加
算器８０の出力を加算することで、多重信号から複合映
像信号ヘのクロストークを除去した波形等化後の複合映
像信号を出力する。

【００１９】以上の処理は、ＧＣＲ検出器７８で算出し
た信号が最小になるまで繰り返される。つまり、多重信
号から複合映像信号へのクロストークが最小になるまで
繰り返される。以上のような動作で多重信号から複合映
像信号へのクロストークを除去することができる。

【００２０】

【発明が解決しようとする課題】現在市販されている多
くのテレビジョン受信機は、アナログ信号をディジタル
信号に変換する際、サンプリングクロックを色副搬送波
の４倍クロック（以下、４ｆｓｃと称す）として用いて
いる。同様に、現在市販されているテレビジョン信号の
ゴーストを除去するゴーストキャンセラーもサンプリン
グクロックは４ｆｓｃである。現行のＧＣＲ信号を用い
て約４５マイクロ秒までのゴーストを除去する場合、ト
ランスバーサルフィルタのタップ数は６４０個あまり必
要となる。現行のゴーストキャンセラーの回路規模はほ
とんどトランスバーサルフィルタのタップ数に依存して
いる。

【００２１】映像搬送波の直交変調を用いて多重信号を
伝送する場合、ゴーストがあった場合、複合映像信号と
多重信号間にクロストークが発生する。複合映像信号の
ゴーストを除去する場合は、現行のゴーストキャンセラ
ーを用いて除去できる。しかし、多重信号から複合映像
信号へのクロストークを除去できない。そこで、従来例
で示した方法で多重信号から複合映像信号へのクロスト
ークを除去する必要がある。このとき、現行のゴースト
キャンセラーと同等の除去範囲を実現しようとすると、
現行のゴーストキャンセラーと同数のタップ数が必要で
あり、映像搬送波の直交変調を用いて多重信号を伝送し
た信号を受信するテレビジョン受信機は、きわめて大き
な回路規模になるという問題点を有していた。

【００２２】本発明はかかる問題点に鑑みてなされたも
ので、特に多重信号から複合映像信号へのクロスト−ク
を除去する波形等化回路を小規模な回路で提供すること
を目的とする。

【００２３】

【課題を解決するための手段】上記問題点を解決するた
めに本発明は、第１の映像搬送波を第１の参照信号を挿
入した複合映像信号で残留側波帯振幅変調した信号と、
前記第１の映像搬送波と直交する第２の搬送波を第２の
参照信号を挿入した多重信号で搬送波抑圧振幅変調した
信号を合成した合成信号を受信し、特定の周波数に変換
した信号を直交する２軸で同期検波し、前記複合映像信
号と前記多重信号を分離復調する直交復調手段と、前記
複合映像信号を周波数ｆ０でサンプリングしディジタル
信号に変換する第１のＡ／Ｄ変換器と、前記多重信号を
周波数ｆ１でサンプリングしディジタル信号に変換する
第２のＡ／Ｄ変換器と、前記第１のＡ／Ｄ変換器の出力
を遅延する遅延回路と、前記第１のＡ／Ｄ変換器の出力
から不要な高域成分を除去する第１のローパスフィルタ
と、前記第１のローパスフィルタから出力されるデータ
のサンプリング周波数を変換する第１のサンプリング変
換回路と、前記第１のサンプリング変換回路の出力と係
数制御回路から少なくとも１つの係数Ｍcを入力する第
１のトランスバーサルフィルタと、前記第２のＡ／Ｄ変
換器の出力と前記係数制御回路から少なくとも１つの係
数Ｓcを入力する第２のトランスバーサルフィルタと、
前記第１のトランスバーサルフィルタおよび第２のトラ
ンスバーサルフィルタの出力を加算する第１の加算器
と、前記第１の加算器から出力されるデータのサンプリ
ング周波数を変換する第２のサンプリング変換回路と、
前記第２のサンプリング回路の出力から不要な信号を除
去する第２のローパスフィルタと、前記第２のローパス
フィルタの出力と前記遅延回路の出力とを加算する第２
の加算器と、前記第１のサンプリング変換回路の出力、
前記第２のＡ／Ｄ変換器の出力、前記第１の加算器の出
力、前記第２の加算器の出力の少なくとも１つを入力
し、前記係数Ｍcと前記係数Ｓcを出力する前記係数制御
回路とを具備するものである。

【００２４】また本発明は、第１の映像搬送波を第１の
参照信号を挿入した複合映像信号で残留側波帯振幅変調
した信号と、第１の映像搬送波と直交する第２の搬送波
を第２の参照信号を挿入した多重信号で搬送波抑圧振幅
変調した信号を合成した合成信号を受信し、特定の周波
数に変換した信号を直交する２軸で同期検波し、前記複
合映像信号と前記多重信号を分離復調する直交復調手段
と、前記複合映像信号を周波数ｆ０でサンプリングしデ
ィジタル信号に変換する第１のＡ／Ｄ変換器と、前記多
重信号を周波数ｆ１でサンプリングしディジタル信号に
変換する第２のＡ／Ｄ変換器と、前記第１のＡ／Ｄ変換
器の出力から不要な高域成分を除去する第１のローパス
フィルタと、前記第１のＡ／Ｄ変換器の出力から前記第
１のローパスフィルタの出力を減算する差分回路と、前
記差分回路の出力を遅延する遅延回路と、前記第１のロ
ーパスフィルタの出力をサンプリング変換する第１のサ
ンプリング変換回路と、前記第１のサンプリング変換回
路の出力と係数制御回路から少なくとも１つの係数Ｍc
を入力する第１のトランスバーサルフィルタと、前記第
２のＡ／Ｄ変換器の出力と前記係数制御回路から少なく
とも１つの係数Ｓcを入力する第２のトランスバーサル
フィルタと、前記第１のトランスバーサルフィルタおよ
び第２のトランスバーサルフィルタの出力を加算する第
１の加算器と、前記第１の加算器の出力をサンプリング
変換する第２のサンプリング変換回路と、前記第２のサ
ンプリング変換回路の出力から不要な信号を除去する第
２のローパスフィルタと、前記第２のローパスフィルタ
の出力と前記遅延回路の出力を加算する第２の加算器
と、前記第１のサンプリング変換回路の出力、前記第２
のＡ／Ｄ変換器の出力、前記第１の加算器の出力、前記
第２の加算器の出力の少なくとも１つを入力し、係数Ｍ
cと係数Ｓcを出力する前記係数制御回路とを具備するも
のである。

【００２５】

【作用】本発明は、上記した構成により、現行テレビジ
ョン放送の規格の帯域内で映像搬送波の直交変調方式を
利用し、複合映像信号へのクロストークを最少にし、か
つデジタル音声信号などの多重信号を、より誤りなくよ
り効率よく伝送可能とすることができる。

【００２６】

【実施例】以下、本発明の一実施例における波形等化回
路について、図面を参照しながら説明する。

【００２７】図１は第１の実施例に係る波形等化回路の
ブロック図である。１は受信アンテナ、２は直交復調
器、３，４はＡＤ変換器、５は遅延回路、６，１３はロ
ーパスフィルタ、７は第１サンプリング変換回路、８，
９はトランスバーサルフィルタ、１０は係数制御回路、
１１，１４は加算器、１２は第２サンプリング変換回路
である。

【００２８】以下、上記構成要素の相互関係と動作につ
いて説明する。伝送されてきた合成被変調信号をアンテ
ナ１で受信し、直交復調器２で複合映像信号と多重信号
を分離復調する。ＡＤ変換器３は前記複合映像信号をサ
ンプリング周波数ｆ０でたとえば８ビットのディジタル
信号に変換する。たとえば、サンプリング周波数ｆ０は
前記複合映像信号が約４．２ＭＨｚの帯域を有すること
と、色信号の副搬送波の周波数（３．５８ＭＨｚ）の関
係から色副搬送波の４倍の周波数（１４．３ＭＨｚ）を
用いることとする。ＡＤ変換器４は前記多重信号をサン
プリング周波数ｆ１で８ビットのディジタル信号に変換
する。たとえば、サンプリング周波数ｆ１は前記多重信
号が約１．２５ＭＨｚの帯域を有することと、サンプリ
ング周波数ｆ０との関係からｆ０の１／４倍の周波数
（３．５８ＭＨｚ）、すなわち色副搬送波の周波数を用
いるようにする。ローパスフィルタ６は第１サンプリン
グ変換回路７で折り返し歪が発生しないように、ＡＤ変
換器３の出力をサンプリング周波数ｆ１の１／２の帯域
に制限する。第１サンプリング変換回路７は、ＡＤ変換
器４のサンプリング周波数ｆ１と同じサンプリング間隔
となるようにローパスフィルタ６の出力をサブサンプル
し、Min を出力する。トランスバーサルフィルタ８は第
１サンプリング変換回路７の出力Min と係数制御回路１
０の出力Mc を用いて複合映像信号から多重信号へクロ
ストークした信号の逆特性を実現したMtを加算器１１へ
出力する。

【００２９】ここで、トランスバーサルフィルタ８，９
の内部構成を図４を用いて説明する。１０１，１０２，
１０３，１０４は遅延素子、１０５，１０６，１０７，
１０８は乗算回路、１０９，１１０，１１１，１１２は
まるめ回路、１１３は加算器である。トランスバーサル
フィルタ８の内部の信号処理はすべて正の数、負の数両
方を処理するために２の補数形式で処理する。説明を簡
単にするために遅延素子が４つの場合について説明す
る。また、トランスバーサルフィルタ８はたとえば８ビ
ットのディジタル信号と１０ビットの係数を入力し、１
４ビットのディジタル信号を出力するものとする。

【００３０】遅延素子１０１，１０２，１０３，１０４
は８ビットのディジタル信号を１サンプルリング間隔だ
け遅延し，乗算回路１０５，１０６，１０７，１０８へ
出力する。乗算回路１０５，１０６，１０７，１０８に
はあらかじめ係数データを設定しておく。例えば、乗算
回路１０５に係数を設定する場合、係数制御回路１０よ
り係数アドレスＡ０と係数Ｃ０を入力する。この時、乗
算回路１０５のアドレスがＡ０と一致するので、乗算回
路１０５だけ係数Ｃ０を保持する。乗算回路１０５は、
入力信号と保持している係数Ｃ０を乗じた信号を出力す
る。同じく、乗算回路１０６，１０７，１０８は遅延素
子１０１，１０２，１０４の出力と係数Ｃ１，Ｃ２，Ｃ
３を乗じた信号を出力する。係数アドレスは乗算回路の
数が４個の場合は、２ビット必要である。乗算回路１０
５の出力は丸め回路１０９で丸められる。乗算器１０５
は出力信号１７ビットをb16,b15,b14,・・・,b1,b0 と
すると、b16からb0のb4が１の時はb5に１を加算し、b16
からb5までの１２ビットを出力する。

【００３１】同様に丸め回路１１０，１１１，１１２は
１２ビットの信号を出力する。加算器１１３は丸め回路
１０９，１１０，１１１，１１２からの１２ビットの出
力信号を加算し、１４ビットの加算結果を出力する。通
常、２の補数形式の信号処理の場合、８ビットの信号と
１０ビットの信号を乗算した結果は、１７ビットとな
る。乗算回路の数が４個の場合、各乗算回路の出力を丸
めずに加算すると、出力結果は１９ビットとなる。ま
た、乗算回路の数が６４個の場合、各乗算回路の出力を
丸めずに加算すると、出力結果は２３ビットとなる。し
かし、実際には、ＩＣ化するために出力結果を丸め出力
ビット数を制限している。最近市販されているフィルタ
回路は何らかの丸め処理を行い出力ビット数を制限して
いる。また、フィルタ回路内の乗算回路の個数は４，１
６，３２，６４，１２８個など様々な個数のものが市販
されている。

【００３２】ここで、図１の説明に戻ると、トランスバ
ーサルフィルタ９はＡＤ変換器４の出力Sin と係数制御
回路１０の出力St を用いて多重信号から複合映像信号
へクロストークした信号の逆特性を実現したSt を加算
器１１へ出力する。加算器１１はトランスバーサルフィ
ルタ８とトラスバーサルフィルタ９の出力のMt とStを
加算することで、複合映像信号から多重信号へのクロス
トークを除去し、かつ、多重信号から複合映像信号へク
ロストークした信号の逆特性Mout1 を出力する。

【００３３】次に第２サンプリング変換回路１２は、加
算器１１の出力Mout1 をＡＤ変換器３のサンプリング周
波数ｆ０と同じになるようにオーバーサンプリングす
る。ローパスフィルタ１３は、第２サンプリング変換回
路１２で発生する歪を除去するために帯域制限する。ロ
ーパスフィルタ１３の出力はサンプリング周波数がｆ０
で、複合映像信号から多重信号へのクロストークを除去
し、かつ、多重信号から複合映像信号へクロストークし
た信号の逆特性の信号となる。一方、遅延回路５はＡＤ
変換器３の出力とローパスフィルタ１３の出力との遅延
調整を行う。加算器１４は遅延回路５の出力とローパス
フィルタ１３の出力を加算し、多重信号から複合映像信
号へクロストークを除去した波形等化後の複合映像信号
Mout2 を出力する。係数制御回路１０は第１サンプリン
グ変換回路７の出力Min とＡＤ変換器４の出力Sin と加
算器１１の出力Mout1 と加算器１４の出力Mout2 を用い
て、複合映像信号から多重信号へのクロストークの逆特
性を実現する係数Mc をトランスバーサルフィルタ８へ
出力し、多重信号から複合映像信号へクロストークした
信号の逆特性を実現する係数Sc をトランスバーサルフ
ィルタ９へ出力する。

【００３４】ここで、係数制御回路１０の内部構成を図
３を用いて説明する。図３において２１はＧＣＲ検出
器、２２は多重ＧＣＲ検出器、２３は係数計算回路、２
４はＧＣＲ検出器、２５はサンプリング変換回路、２６
はローパスフィルタである。

【００３５】上記構成において動作を説明する。多重Ｇ
ＣＲ検出器２２は多重信号をＡＤ変換器４でディジタル
信号に変換した信号Sin の所定の垂直帰線期間のうち一
水平走査期間から多重ＧＣＲ信号を抜き出し、係数計算
回路２３に出力する。ＧＣＲ検出器２１は第１サンプリ
ング変換回路７の出力Min の所定の垂直帰線期間うち一
水平走査期間からＧＣＲ信号を抜き出し、係数計算回路
２３に出力する。ローパスフィルタ２６は加算器１４の
出力Mout2 をＡＤ変換器４のサンプリング周波数ｆ１の
１／２以下に帯域制限する。サンプリング変換回路２５
はローパスフィルタ２６の出力をサンプリング周波数ｆ
１でサブサンプルする。ＧＣＲ検出器２４はサンプリン
グ変換回路２５および加算器１１の出力Mout1 の所定の
垂直帰線期間のうち一水平走査期間からＧＣＲ信号を抜
き出して係数計算回路２３に出力する。ＧＣＲ信号検出
器２１の出力は、多重信号から複合映像信号へのクロス
トークを除去する前の複合映像信号であり、ＧＣＲ検出
器２４の出力は多重信号から複合映像信号へのクロスト
ーク除去後の信号である。

【００３６】図７は、復号映像信号と多重信号間でクロ
ストークが発生した場合のＧＣＲ信号と多重ＧＣＲ信号
を示す図である。復号映像信号と多重信号間でクロスト
ークが発生した場合、ＧＣＲ信号と多重ＧＣＲ信号は、
それぞれ図７で示すようなクロストークが現われる。こ
れを図６で示した波形に戻せば、復号映像信号と多重信
号間のクロストークを除去したことになる。複合映像信
号から多重信号へのクロストークを除去する場合、ＧＣ
Ｒ検出器２１は（１）式で示す計算で算出した信号を係
数計算回路２３へ出力する。多重ＧＣＲ検出器２２は
（２）式で示す計算で算出した信号を係数計算回路２３
へ出力する。ＧＣＲ検出器２４は加算器１１の出力を入
力し、（１）式に示す計算で算出した信号を係数計算回
路２３へ出力する。

【００３７】係数計算回路２３は、ＧＣＲ信号検出器２
１およびＧＣＲ信号検出器２４の出力と多重ＧＣＲ検出
器２２の出力から、複合映像信号から多重信号へのクロ
ストーク量を計算し、その逆特性となるような係数Mc
を求めトランスバーサルフィルタ８へ出力する。また、
多重信号から複合映像信号へのクロストークを除去する
場合、ＧＣＲ信号検出器２１は（３）式で示す計算で算
出した信号を係数計算回路２３へ出力する。多重ＧＣＲ
信号検出器２２は、（４）式で示す計算で算出した信号
を係数計算回路２３へ出力する。ＧＣＲ検出器２４はサ
ンプリング変換回路２５の出力を入力し、（３）式に示
す計算で算出した信号を係数計算回路２３へ出力する。
係数計算回路２３は、ＧＣＲ信号検出器２１およびＧＣ
Ｒ信号検出器２４の出力と多重ＧＣＲ検出器２２の出力
から、多重信号から複合映像信号へのクロストーク量を
計算し、その逆特性となるような係数Sc を求めトラン
スバーサルフィルタ９へ出力する。

【００３８】以上の処理は、ＧＣＲ検出器２４で算出し
た信号が最小になるまで繰り返される。つまり、多重信
号から複合映像信号へのクロストークが最小になるまで
繰り返される。

【００３９】以上のような動作で多重信号から複合映像
信号へのクロストークを除去することができる。

【００４０】以上の説明から明らかなように、本発明の
波形等化回路に用いるトランスバーサルフィルタの乗算
器は、従来例で説明した波形等化回路のトランスバーサ
ルフィルタの乗算器の個数と比較して大幅に削減でき
る。たとえば、復号映像信号をアナログディジタル変換
するサンプリング周波数をｆ０とし、多重信号をアナロ
グディジタル変換するサンプリング周波数をｆ１とした
場合、乗算器の個数はｆ１／ｆ０個となる。一般に、波
形等化回路の回路規模は乗算器の個数が支配的である。
したがって、本発明の波形等化回路は回路規模を非常に
小さくできる。

【００４１】以下、本発明の第２の実施例における波形
等化器について、図面を参照しながら説明する。

【００４２】図２は本実施例の波形等化器の構成をブロ
ック図で示す。なお、第１の実施例と同じ構成要素には
同一符号を付して説明を省略する。本第２の実施例にお
いて、第１の実施例の構成と異なる点は、差分回路１５
を設け、ＡＤ変換器３の出力とローパスフィルタ６の出
力の差分をとることでハイパスフィルタを実現し、加算
器１４によって、遅延回路５の出力とローパスフィルタ
１３の出力を加算することで、波形等化した複合映像信
号を得ることである。このような第２の実施例の回路構
成をとっても、第１の実施例と同様の効果を得ることが
できる。

【００４３】なお、以上の説明において、サンプリング
変換回路２５およびローパスフィルタ２６を省略し、加
算器１１の出力のみをＧＣＲ信号検出器２４に入力する
構成にしても良い。このようにすることで、ローパスフ
ィルタ２６およびサンプリング変換回路２５を省略で
き、回路規模をさらに小さくすることができる。このよ
うな構成では第１の実施例より設計の自由度が増加する
という特徴がある。

【００４４】なお、サンプリング周波数ｆ０はサンプリ
ング周波数ｆ１の整数倍に限るものではなく、サンプリ
ング周波数ｆ０はサンプリング周波数ｆ１の整数比でも
良い。

【００４５】また、第１サンプリング変換回路７は、ロ
ーパスフィルタ６の出力を内挿した後、サンプリング周
波数ｆ１と同じになるようにサンプリング周波数変換す
る構成でも良いし、サンプリング変換回路２５は、ロー
パスフィルタ２６の出力を内挿した後、サンプリング周
波数ｆ１と同じになるようにサンプリング周波数変換す
る構成でも良い。

【００４６】さらに、第２サンプリング変換回路１２
は、加算器１１の出力を内挿した後、サンプリング周波
数ｆ０と同じになるようにサンプリング周波数変換する
構成でも良い。

【００４７】なお、係数制御回路１０の内部構成は図３
に示す構成に限るものではない。また、係数制御回路１
０への入力は第１の実施例で説明したMin,Sin,Mout1,Mo
ut2をすべて必要とするわけではない。

【００４８】また、係数制御回路１０はMout1 またはMo
ut2 の少なくとも１つを入力として係数Mc およびSc を
出力できる。トランスバーサルフィルタ８、９の内部構
成は図４に示す構成に限るものではない。

【００４９】

【発明の効果】以上の説明から明らかなように、映像搬
送波の直交変調方式による多重信号の伝送及び復元する
装置において、本発明の如く、多重信号から復号映像信
号へのクロストークを除去する波形等化回路を構成すれ
ば、トランスバーサルフィルタの乗算器の個数を大幅に
削減できる。したがって、非常に小規模な回路構成で、
多重信号から復号映像信号へのクローストークを除去し
た復号映像信号を復調することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例における波形等化回路の
ブロック図

【図２】本発明の第２の実施例における波形等化回路の
ブロック図

【図３】本発明に係る係数制御回路のブロック図

【図４】本発明に係るトランスバーサルフィルタのブロ
ック図

【図５】現行ＧＣＲ信号を示す波形図

【図６】現行ＧＣＲ信号及び多重ＧＣＲ信号を示す波形
図

【図７】復号映像信号と多重信号間でクロストークが発
生した場合の現行ＧＣＲ信号及び多重ＧＣＲ信号を示す
波形図

【図８】従来例の送信側のブロック図

【図９】従来例の直交復調器のブロック図

【図１０】従来例の波形等化回路のブロック図

【符号の説明】

１アンテナ２直交復調器３，４ＡＤ変換器５遅延回路６，１３ローパスフィルタ７第１サンプリング変換回路８，９トランスバーサルフィルタ１０係数制御回路１１，１４加算器１２第２サンプリング変換回路１５差分回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者小方康世大阪府門真市大字門真1006番地松下電器産業株式会社内 (72)発明者木曽田晃大阪府門真市大字門真1006番地松下電器産業株式会社内 (72)発明者林健一郎大阪府門真市大字門真1006番地松下電器産業株式会社内 (72)発明者半田宏治大阪府門真市大字門真1006番地松下電器産業株式会社内 (72)発明者安本吉雄大阪府門真市大字門真1006番地松下電器産業株式会社内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】第１の映像搬送波を第１の参照信号を挿入
した複合映像信号で残留側波帯振幅変調した信号と、前
記第１の映像搬送波と直交する第２の搬送波を第２の参
照信号を挿入した多重信号で搬送波抑圧振幅変調した信
号を合成した合成信号を受信し、特定の周波数に変換し
た信号を直交する２軸で同期検波し、前記複合映像信号
と前記多重信号を分離復調する直交復調手段と、前記複
合映像信号を周波数ｆ０でサンプリングしディジタル信
号に変換する第１のＡ／Ｄ変換器と、前記多重信号を周
波数ｆ１でサンプリングしディジタル信号に変換する第
２のＡ／Ｄ変換器と、前記第１のＡ／Ｄ変換器の出力を
遅延する遅延回路と、前記第１のＡ／Ｄ変換器の出力か
ら不要な高域成分を除去する第１のローパスフィルタ
と、前記第１のローパスフィルタから出力されるデータ
のサンプリング周波数を変換する第１のサンプリング変
換回路と、前記第１のサンプリング変換回路の出力と係
数制御回路から少なくとも１つの係数Ｍcを入力する第
１のトランスバーサルフィルタと、前記第２のＡ／Ｄ変
換器の出力と前記係数制御回路から少なくとも１つの係
数Ｓcを入力する第２のトランスバーサルフィルタと、
前記第１のトランスバーサルフィルタおよび第２のトラ
ンスバーサルフィルタの出力を加算する第１の加算器
と、前記第１の加算器から出力されるデータのサンプリ
ング周波数を変換する第２のサンプリング変換回路と、
前記第２のサンプリング回路の出力から不要な信号を除
去する第２のローパスフィルタと、前記第２のローパス
フィルタの出力と前記遅延回路の出力とを加算する第２
の加算器と、前記第１のサンプリング変換回路の出力、
前記第２のＡ／Ｄ変換器の出力、前記第１の加算器の出
力、前記第２の加算器の出力の少なくとも１つを入力
し、前記係数Ｍcと前記係数Ｓcを出力する前記係数制御
回路とを具備することを特徴とする波形等化回路。
【請求項２】第１のＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波数
ｆ０は第２のＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波数ｆ１の
整数倍であることを特徴とする請求項１記載の波形等化
回路。
【請求項３】第１のＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波数
ｆ０と第２のＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波数ｆ１は
整数比であることを特徴とする請求項１記載の波形等化
回路。
【請求項４】第１のサンプリング変換回路は第２のＡ／
Ｄ変換器のサンプリング周波数ｆ１でサブサンプリング
することを特徴とする請求項１記載の波形等化回路。
【請求項５】第１のサンプリング変換回路は第１のロー
パスフィルタの出力データを内挿して第２のＡ／Ｄ変換
器のサンプリング周波数ｆ１にサンプリング変換するこ
とを特徴とする請求項１記載の波形等化回路。
【請求項６】第１のトランスバーサルフィルタは復号映
像信号から多重信号へのクロストークの逆特性を実現す
ることを特徴とする請求項１記載の波形等化回路。
【請求項７】第２のトランスバーサルフィルタは多重信
号から復号映像信号へのクロストークの逆特性を実現す
ることを特徴とする請求項１記載の波形等化回路。
【請求項８】第２のサンプリング変換回路は第１のＡ／
Ｄ変換器のサンプリング周波数ｆ０でオーバーサンプリ
ングすることを特徴とする請求項１記載の波形等化回
路。
【請求項９】第２のサンプリング変換回路は第１の加算
器の出力データを内挿して第１のＡ／Ｄ変換器のサンプ
リング周波数ｆ０にサンプリング変換することを特徴と
する請求項１記載の波形等化回路。
【請求項１０】係数制御回路は、複合映像信号から多重
信号へのクロストークを除去する係数Ｍcと、前記多重
信号から前記複合映像信号へのクロストークを除去する
係数Ｓcとを出力することを特徴とする請求項１記載の
波形等化回路。
【請求項１１】第１の映像搬送波を第１の参照信号を挿
入した複合映像信号で残留側波帯振幅変調した信号と、
第１の映像搬送波と直交する第２の搬送波を第２の参照
信号を挿入した多重信号で搬送波抑圧振幅変調した信号
を合成した合成信号を受信し、特定の周波数に変換した
信号を直交する２軸で同期検波し、前記複合映像信号と
前記多重信号を分離復調する直交復調手段と、前記複合
映像信号を周波数ｆ０でサンプリングしディジタル信号
に変換する第１のＡ／Ｄ変換器と、前記多重信号を周波
数ｆ１でサンプリングしディジタル信号に変換する第２
のＡ／Ｄ変換器と、前記第１のＡ／Ｄ変換器の出力から
不要な高域成分を除去する第１のローパスフィルタと、
前記第１のＡ／Ｄ変換器の出力から前記第１のローパス
フィルタの出力を減算する差分回路と、前記差分回路の
出力を遅延する遅延回路と、前記第１のローパスフィル
タの出力をサンプリング変換する第１のサンプリング変
換回路と、前記第１のサンプリング変換回路の出力と係
数制御回路から少なくとも１つの係数Ｍcを入力する第
１のトランスバーサルフィルタと、前記第２のＡ／Ｄ変
換器の出力と前記係数制御回路から少なくとも１つの係
数Ｓcを入力する第２のトランスバーサルフィルタと、
前記第１のトランスバーサルフィルタおよび第２のトラ
ンスバーサルフィルタの出力を加算する第１の加算器
と、前記第１の加算器の出力をサンプリング変換する第
２のサンプリング変換回路と、前記第２のサンプリング
変換回路の出力から不要な信号を除去する第２のローパ
スフィルタと、前記第２のローパスフィルタの出力と前
記遅延回路の出力を加算する第２の加算器と、前記第１
のサンプリング変換回路の出力、前記第２のＡ／Ｄ変換
器の出力、前記第１の加算器の出力、前記第２の加算器
の出力の少なくとも１つを入力し、係数Ｍcと係数Ｓcを
出力する前記係数制御回路とを具備することを特徴とす
る波形等化回路。
【請求項１２】第１のＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波
数ｆ０は第２のＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波数ｆ１
の整数倍であることを特徴とする請求項１１記載の波形
等化回路。
【請求項１３】第１のＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波
数ｆ０と第２のＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波数ｆ１
は整数比であることを特徴とする請求項１１記載の波形
等化回路。
【請求項１４】第１のサンプリング変換回路は第２のＡ
／Ｄ変換器のサンプリング周波数ｆ１でサブサンプリン
グすることを特徴とする請求項１１記載の波形等化回
路。
【請求項１５】第１のサンプリング変換回路は、第１の
ローパスフィルタの出力データを内挿して第２のＡ／Ｄ
変換器のサンプリング周波数ｆ１にサンプリング変換す
ることを特徴とする請求項１１記載の波形等化回路。
【請求項１６】第１のトランスバーサルフィルタは復号
映像信号から多重信号へのクロストークの逆特性を実現
することを特徴とする請求項１１記載の波形等化回路。
【請求項１７】第２のトランスバーサルフィルタは多重
信号から復号映像信号へのクロストークの逆特性を実現
することを特徴とする請求項１１記載の波形等化回路。
【請求項１８】第２のサンプリング変換回路は第１のＡ
／Ｄ変換器のサンプリング周波数ｆ０でオーバーサンプ
リングすることを特徴とする請求項１１記載の波形等化
回路。
【請求項１９】第２のサンプリング変換回路は第１の加
算器の出力データを内挿して第１のＡ／Ｄ変換器のサン
プリング周波数ｆ０にサンプリング変換することを特徴
とする請求項１１記載の波形等化回路。
【請求項２０】係数制御回路は、複合映像信号から多重
信号へのクロストークを除去する係数Ｍcと、前記多重
信号から前記複合映像信号へのクロストークを除去する
係数Ｓcとを出力することを特徴とする請求項１１記載
の波形等化回路。