JPH06284158A - 直交位相変調器 - Google Patents
直交位相変調器Info
- Publication number
- JPH06284158A JPH06284158A JP5092445A JP9244593A JPH06284158A JP H06284158 A JPH06284158 A JP H06284158A JP 5092445 A JP5092445 A JP 5092445A JP 9244593 A JP9244593 A JP 9244593A JP H06284158 A JPH06284158 A JP H06284158A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- frequency
- carrier wave
- circuit
- input
- Prior art date
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- Pending
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】本発明は直交位相変調器において、電源電圧の
変動等による搬送波の波形変動を取り除き、変調歪みを
低減させる。 【構成】入力搬送波を入力し、当該搬送波の周波数に対
して所定倍の周波数成分を含む搬送波を発生して出力す
る乗算回路において搬送波の振幅を一定に制御する。そ
の後、当該搬送波をバンドパスフイルタを介して第１及
び第２のフリツプフロツプ回路に与えることにより位相
が互いに直交する２組の搬送波を生成する。この２組の
搬送波を信号波によつて変調した変調出力を加算回路に
おいて加算し、位相変調信号として出力することにす
る。このようにフリツプフロツプ回路に入力される搬送
波の振幅を一定に制御することにより搬送波の振幅変動
等による位相歪みを従来に比して一段と低減させること
ができる。
変動等による搬送波の波形変動を取り除き、変調歪みを
低減させる。 【構成】入力搬送波を入力し、当該搬送波の周波数に対
して所定倍の周波数成分を含む搬送波を発生して出力す
る乗算回路において搬送波の振幅を一定に制御する。そ
の後、当該搬送波をバンドパスフイルタを介して第１及
び第２のフリツプフロツプ回路に与えることにより位相
が互いに直交する２組の搬送波を生成する。この２組の
搬送波を信号波によつて変調した変調出力を加算回路に
おいて加算し、位相変調信号として出力することにす
る。このようにフリツプフロツプ回路に入力される搬送
波の振幅を一定に制御することにより搬送波の振幅変動
等による位相歪みを従来に比して一段と低減させること
ができる。
Description
【０００１】
【目次】以下の順序で本発明を説明する。 産業上の利用分野 従来の技術（図４及び図５） 発明が解決しようとする課題 課題を解決するための手段（図１及び図２） 作用（図３） 実施例（図１〜図３） （１）直交位相変調回路の構成（図１及び図２） （１−１）全体構成（図１） （１−２）波形整形回路１３の構成（図２） （２）実施例の動作及び効果（図３） （３）他の実施例 発明の効果
【０００２】
【産業上の利用分野】本発明は直交位相変調器に関し、
例えば移動体通信機における変調器に適用して好適なも
のである。
例えば移動体通信機における変調器に適用して好適なも
のである。
【０００３】
【従来の技術】従来、この種の通信機器には図４に示す
ような構成の直交位相変調回路１が用いられている。こ
の直交位相変調回路１は、入力搬送波Ｓ１を二乗回路
２、バンドパスフイルタ（ＢＰＦ）３を順次介して入力
することにより入力搬送波Ｓ１の周波数ｆに対して２倍
の周波数２ｆで発振する搬送波Ｓ２（図５（Ａ））をフ
リツプフロツプ回路４及び５（以下、ＦＦ回路４及び５
という）に供給するようになされている。
ような構成の直交位相変調回路１が用いられている。こ
の直交位相変調回路１は、入力搬送波Ｓ１を二乗回路
２、バンドパスフイルタ（ＢＰＦ）３を順次介して入力
することにより入力搬送波Ｓ１の周波数ｆに対して２倍
の周波数２ｆで発振する搬送波Ｓ２（図５（Ａ））をフ
リツプフロツプ回路４及び５（以下、ＦＦ回路４及び５
という）に供給するようになされている。
【０００４】ここでバンドパスフイルタ３は、二乗回路
２が入力搬送波Ｓ１の周波数に対して２倍の周波数成分
を発生させる際に同時に発生する３倍以上の高周波成分
（３ｆ、４ｆ、５ｆ……）を取り除いている。ＦＦ回路
４及び５は、それぞれ搬送波Ｓ２の立ち上がり又は立ち
下がりのいずれか一方のタイミングに同期して信号を取
り込むようになされ、図５（Ｂ）及び（Ｃ）に示すよう
に、互いに位相が９０°異なる出力パルスＱ1 及びＱ2
を出力する。
２が入力搬送波Ｓ１の周波数に対して２倍の周波数成分
を発生させる際に同時に発生する３倍以上の高周波成分
（３ｆ、４ｆ、５ｆ……）を取り除いている。ＦＦ回路
４及び５は、それぞれ搬送波Ｓ２の立ち上がり又は立ち
下がりのいずれか一方のタイミングに同期して信号を取
り込むようになされ、図５（Ｂ）及び（Ｃ）に示すよう
に、互いに位相が９０°異なる出力パルスＱ1 及びＱ2
を出力する。
【０００５】このときＦＦ回路４及び５は各出力パルス
Ｑ1A及びＱ2Aに対して逆相の出力パルスＱ1B及びＱ2Bを
出力パルスＱ1A及びＱ2Aと同時に出力し、ミキサ６及び
７に供給する。ミキサ６及び７は、出力パルスＱ1A、Ｑ
1B及びＱ2A、Ｑ2Bを変調信号Ｓ３及びＳ４によつて変調
し、変調出力である変調波Ｓ５及びＳ６を加算回路８に
出力して加算することにより、直交変調された４相変調
出力Ｓ７を発生している。
Ｑ1A及びＱ2Aに対して逆相の出力パルスＱ1B及びＱ2Bを
出力パルスＱ1A及びＱ2Aと同時に出力し、ミキサ６及び
７に供給する。ミキサ６及び７は、出力パルスＱ1A、Ｑ
1B及びＱ2A、Ｑ2Bを変調信号Ｓ３及びＳ４によつて変調
し、変調出力である変調波Ｓ５及びＳ６を加算回路８に
出力して加算することにより、直交変調された４相変調
出力Ｓ７を発生している。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】ところが携帯電話のよ
うに使用中における電源電圧が変動を受け易い電子機器
の場合には、電源電圧の変動によりバンドパスフイルタ
３から出力される搬送波Ｓ２の波形が歪むと（すなわち
振幅が小さくなつたり、立上がり時間や立下がり時間が
前後にずれると）、ＦＦ回路４及び５に取り込まれる信
号のタイミングが変動することになる。
うに使用中における電源電圧が変動を受け易い電子機器
の場合には、電源電圧の変動によりバンドパスフイルタ
３から出力される搬送波Ｓ２の波形が歪むと（すなわち
振幅が小さくなつたり、立上がり時間や立下がり時間が
前後にずれると）、ＦＦ回路４及び５に取り込まれる信
号のタイミングが変動することになる。
【０００７】このとき出力パルスＱ1A及びＱ2Aの位相差
が９０度を保つた状態のまま相対的にズレるのであれば
正常に復調することができるのであるが、一般には必ず
しもこの関係は保たれず、立上げのタイミングや立ち下
げのタイミングが遅延し又は短縮することにより、変調
歪が発生する問題があつた。
が９０度を保つた状態のまま相対的にズレるのであれば
正常に復調することができるのであるが、一般には必ず
しもこの関係は保たれず、立上げのタイミングや立ち下
げのタイミングが遅延し又は短縮することにより、変調
歪が発生する問題があつた。
【０００８】またバンドパスフイルタ３から出力される
搬送波Ｓ２は正弦液であるが、変調波Ｓ３及びＳ４の入
力レベルが一定となる期間に出力が不安定となり、ジツ
タが生じ易く、変調出力波形Ｓ５及びＳ６の位相差が９
０°でなくなつて変調歪の原因となるおそれがあつた。
搬送波Ｓ２は正弦液であるが、変調波Ｓ３及びＳ４の入
力レベルが一定となる期間に出力が不安定となり、ジツ
タが生じ易く、変調出力波形Ｓ５及びＳ６の位相差が９
０°でなくなつて変調歪の原因となるおそれがあつた。
【０００９】本発明は以上の点を考慮してなされたもの
で、搬送波の波形歪の有無によらず、位相歪の少くない
直交位相変調器を提案しようとするものである。
で、搬送波の波形歪の有無によらず、位相歪の少くない
直交位相変調器を提案しようとするものである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】かかる課題を解決するた
め本発明においては、入力搬送波Ｓ１の周波数ｆに対し
て所定倍の周波数によつて発振する搬送波を発生し、か
つその振幅を一定に制御して出力する乗算回路１１と、
乗算回路１１の出力より特定の周波数成分のみを抽出し
て出力するバンドパスフイルタ１２と、バンドパスフイ
ルタ１２の出力を入力し、当該出力の立ち上がり時点に
おいて出力状態を切り換える第１のフリツプフロツプ回
路４と、バンドパスフイルタ１２の出力を入力し、当該
出力の立ち下がり時点において出力状態を切り換える第
２のフリツプフロツプ回路５と、第１及び第２のフリツ
プフロツプ回路４及び５より出力される第１及び第２の
出力信号Ｑ5A、Ｑ5B及びＱ6A、Ｑ6Bを入力し、当該第１
及び第２の出力信号を第１及び第２の信号波Ｓ３及びＳ
４によつて変調することにより第１及び第２の変調出力
Ｓ１４及びＳ１５を出力する第１及び第２の混合回路６
及び７と、第１及び第２の変調出力Ｓ３及びＳ４を入力
して加算し、位相変調信号Ｓ１６として出力する加算回
路８とを設けるようにする。
め本発明においては、入力搬送波Ｓ１の周波数ｆに対し
て所定倍の周波数によつて発振する搬送波を発生し、か
つその振幅を一定に制御して出力する乗算回路１１と、
乗算回路１１の出力より特定の周波数成分のみを抽出し
て出力するバンドパスフイルタ１２と、バンドパスフイ
ルタ１２の出力を入力し、当該出力の立ち上がり時点に
おいて出力状態を切り換える第１のフリツプフロツプ回
路４と、バンドパスフイルタ１２の出力を入力し、当該
出力の立ち下がり時点において出力状態を切り換える第
２のフリツプフロツプ回路５と、第１及び第２のフリツ
プフロツプ回路４及び５より出力される第１及び第２の
出力信号Ｑ5A、Ｑ5B及びＱ6A、Ｑ6Bを入力し、当該第１
及び第２の出力信号を第１及び第２の信号波Ｓ３及びＳ
４によつて変調することにより第１及び第２の変調出力
Ｓ１４及びＳ１５を出力する第１及び第２の混合回路６
及び７と、第１及び第２の変調出力Ｓ３及びＳ４を入力
して加算し、位相変調信号Ｓ１６として出力する加算回
路８とを設けるようにする。
【００１１】また本発明においては、入力搬送波Ｓ１の
周波数に対して所定倍の周波数によつて発振する搬送波
を発生して出力する乗算回路１１と、乗算回路１１の出
力より特定の周波数成分のみを抽出して出力するバンド
パスフイルタ１２と、バンドパスフイルタ１２の出力を
入力し、当該出力を分周して所定周波数の搬送波に変換
した後、当該搬送波の波形を整形して出力する波形整形
回路１３と、波形整形回路１３の出力を入力し、当該出
力の立ち上がり時点において出力状態を切り換える第１
のフリツプフロツプ回路４と、波形整形回路の出力を入
力し、当該出力の立ち下がり時点において出力状態を切
り換える第２のフリツプフロツプ回路５と、第１及び第
２のフリツプフロツプ回路４及び５より出力される第１
及び第２の出力信号Ｑ5A、Ｑ5B、及びＱ6A、Ｑ6Bを入力
し、当該第１及び第２の出力信号を第１及び第２の信号
波Ｓ３及びＳ４によつて変調することにより第１及び第
２の変調出力Ｓ１４及びＳ１５を出力する第１及び第２
の混合回路６及び７と、第１及び第２の変調出力Ｓ１４
及びＳ１５を入力して加算し、位相変調信号Ｓ１６とし
て出力する加算回路８とを設ける。
周波数に対して所定倍の周波数によつて発振する搬送波
を発生して出力する乗算回路１１と、乗算回路１１の出
力より特定の周波数成分のみを抽出して出力するバンド
パスフイルタ１２と、バンドパスフイルタ１２の出力を
入力し、当該出力を分周して所定周波数の搬送波に変換
した後、当該搬送波の波形を整形して出力する波形整形
回路１３と、波形整形回路１３の出力を入力し、当該出
力の立ち上がり時点において出力状態を切り換える第１
のフリツプフロツプ回路４と、波形整形回路の出力を入
力し、当該出力の立ち下がり時点において出力状態を切
り換える第２のフリツプフロツプ回路５と、第１及び第
２のフリツプフロツプ回路４及び５より出力される第１
及び第２の出力信号Ｑ5A、Ｑ5B、及びＱ6A、Ｑ6Bを入力
し、当該第１及び第２の出力信号を第１及び第２の信号
波Ｓ３及びＳ４によつて変調することにより第１及び第
２の変調出力Ｓ１４及びＳ１５を出力する第１及び第２
の混合回路６及び７と、第１及び第２の変調出力Ｓ１４
及びＳ１５を入力して加算し、位相変調信号Ｓ１６とし
て出力する加算回路８とを設ける。
【００１２】
【作用】入力搬送波Ｓ１の周波数に対して所定倍の周波
数によつて発振する搬送波の振幅が一定になるように乗
算回路１１の利得を制御することにより、電源電圧の変
動によらず常に一定振幅の搬送波を第１及び第２のフリ
ツプフロツプ回路４及び５に与えることができる。これ
によりライズタイムやフオールタイムの変動を原因とす
る位相歪みの変動を有効に低減させることができる。
数によつて発振する搬送波の振幅が一定になるように乗
算回路１１の利得を制御することにより、電源電圧の変
動によらず常に一定振幅の搬送波を第１及び第２のフリ
ツプフロツプ回路４及び５に与えることができる。これ
によりライズタイムやフオールタイムの変動を原因とす
る位相歪みの変動を有効に低減させることができる。
【００１３】またバンドパスフイルタ１２によつて抽出
された特定周波数の搬送波を波形整形回路１３を介して
第１及び第２のフリツプフロツプ回路４及び５に与える
ことにより、出力波形の位相差を常に一定に制御でき、
ジツタ等の影響による位相歪みを有効に低減させること
ができる。
された特定周波数の搬送波を波形整形回路１３を介して
第１及び第２のフリツプフロツプ回路４及び５に与える
ことにより、出力波形の位相差を常に一定に制御でき、
ジツタ等の影響による位相歪みを有効に低減させること
ができる。
【００１４】
【実施例】（１）直交位相変調回路の構成 （１−１）全体構成 図１において、１０は全体として直交位相変調回路を示
し、入力搬送波Ｓ１を４逓倍回路１１を介して入力する
ことにより入力搬送波Ｓ１の周波数を４逓倍し、その際
に発生する他の高調波成分（ｆ2 、ｆ8 ……）をバンド
パスフイルタ１２によつて取り除いて波形整形回路１３
に供給するようになされている。
し、入力搬送波Ｓ１を４逓倍回路１１を介して入力する
ことにより入力搬送波Ｓ１の周波数を４逓倍し、その際
に発生する他の高調波成分（ｆ2 、ｆ8 ……）をバンド
パスフイルタ１２によつて取り除いて波形整形回路１３
に供給するようになされている。
【００１５】この４逓倍回路１１は外部より振幅調整信
号Ｓ１１を入力し、電源電圧の変動によらず４逓倍搬送
波Ｓ１２の振幅が一定振幅になるように利得を制御する
ようになされている。波形整形回路１３は、このように
一定振幅に制御された正弦波形状の４逓倍搬送波Ｓ１２
を矩形波に波形整形すると共に２分の１に分周すること
により波形歪みの影響を取り除き、４逓倍搬送波Ｓ１２
の波形歪みの有無によらず常に一定周期ごとに立ち上が
り又は立ち下がる搬送波Ｓ１３を出力するようになされ
ている。
号Ｓ１１を入力し、電源電圧の変動によらず４逓倍搬送
波Ｓ１２の振幅が一定振幅になるように利得を制御する
ようになされている。波形整形回路１３は、このように
一定振幅に制御された正弦波形状の４逓倍搬送波Ｓ１２
を矩形波に波形整形すると共に２分の１に分周すること
により波形歪みの影響を取り除き、４逓倍搬送波Ｓ１２
の波形歪みの有無によらず常に一定周期ごとに立ち上が
り又は立ち下がる搬送波Ｓ１３を出力するようになされ
ている。
【００１６】フリツプフロツプ回路４及び５は、この搬
送波Ｓ１３の立ち上がり及び立ち下がりのタイミングで
データを取り込むことにより、位相が互いに９０°異な
る矩形出力Ｑ5A及びＱ6Aをミキサ６及び７に常時出力す
ることができる。これによりフリツプフロツプ回路４及
び５から出力され、矩形出力Ｑ5A及びＱ6Aに対してそれ
ぞれ 180°位相が異なる矩形出力Ｑ5B及びＱ6Bも位相が
互いに９０°異なるようにできる。
送波Ｓ１３の立ち上がり及び立ち下がりのタイミングで
データを取り込むことにより、位相が互いに９０°異な
る矩形出力Ｑ5A及びＱ6Aをミキサ６及び７に常時出力す
ることができる。これによりフリツプフロツプ回路４及
び５から出力され、矩形出力Ｑ5A及びＱ6Aに対してそれ
ぞれ 180°位相が異なる矩形出力Ｑ5B及びＱ6Bも位相が
互いに９０°異なるようにできる。
【００１７】この結果、ミキサ６及び７から加算回路８
に出力される変調波Ｓ１４及びＳ１５の位相は互いに直
交し、加算回路８は電源電圧等の変動によらず常に位相
変動のない４相変調出力Ｓ１５を出力することができる
ようになされている。
に出力される変調波Ｓ１４及びＳ１５の位相は互いに直
交し、加算回路８は電源電圧等の変動によらず常に位相
変動のない４相変調出力Ｓ１５を出力することができる
ようになされている。
【００１８】（１−２）波形整形回路１３の構成 波形整形回路１３はバンドパスフイルタ１２から入力さ
れた４逓倍搬送波Ｓ１２をバツフアアンプ１４を介して
１／２分周回路１５に与え、４逓倍搬送波Ｓ１２の立ち
上がりのタイミングで信号を取り込むことにより周波数
を４逓倍搬送波Ｓ１２に対して半分に分周し、分周出力
Ｓ１２Ａを出力するようになされている。
れた４逓倍搬送波Ｓ１２をバツフアアンプ１４を介して
１／２分周回路１５に与え、４逓倍搬送波Ｓ１２の立ち
上がりのタイミングで信号を取り込むことにより周波数
を４逓倍搬送波Ｓ１２に対して半分に分周し、分周出力
Ｓ１２Ａを出力するようになされている。
【００１９】ここでイクスクルーシブノア回路１６は、
分周出力Ｓ１２Ａを遅延回路１７を介すことにより４分
の１周期分遅延された出力と分周出力Ｓ１２Ａとをそれ
ぞれ入力し、各入力信号の排他的論理和の反転出力を搬
送波Ｓ１３として出力する。遅延回路１７は奇数段のイ
ンバータの縦続接続によつて構成されている。
分周出力Ｓ１２Ａを遅延回路１７を介すことにより４分
の１周期分遅延された出力と分周出力Ｓ１２Ａとをそれ
ぞれ入力し、各入力信号の排他的論理和の反転出力を搬
送波Ｓ１３として出力する。遅延回路１７は奇数段のイ
ンバータの縦続接続によつて構成されている。
【００２０】このとき搬送波Ｓ１３のデユーテイ比は、
４逓倍搬送波Ｓ１２のデユーテイ比の変動によらず常に
一定となるようになされている。すなわち４逓倍搬送波
Ｓ１２における１サイクルのうち波形が立ち上がつてい
る期間のパルス幅が順にＴ１、Ｔ２、Ｔ１、Ｔ３……
（図３（Ａ））と変調を受けて歪んでいるとする。
４逓倍搬送波Ｓ１２のデユーテイ比の変動によらず常に
一定となるようになされている。すなわち４逓倍搬送波
Ｓ１２における１サイクルのうち波形が立ち上がつてい
る期間のパルス幅が順にＴ１、Ｔ２、Ｔ１、Ｔ３……
（図３（Ａ））と変調を受けて歪んでいるとする。
【００２１】ところが１サイクルの期間は波形歪みの有
無によらず一定であるため分周出力Ｓ１２Ａ（図３
（Ｂ））はデユーテイ比５０％の出力波形となる。分周
出力Ｓ１２Ａ及びその遅延出力（図３（Ｃ））は位相が
常に４分の１周期異なるため、排他的論理和を反転した
出力である搬送波Ｓ１３の波形は、図３（Ｄ）に示すよ
うに、デユーテイ比５０％の波形になる。
無によらず一定であるため分周出力Ｓ１２Ａ（図３
（Ｂ））はデユーテイ比５０％の出力波形となる。分周
出力Ｓ１２Ａ及びその遅延出力（図３（Ｃ））は位相が
常に４分の１周期異なるため、排他的論理和を反転した
出力である搬送波Ｓ１３の波形は、図３（Ｄ）に示すよ
うに、デユーテイ比５０％の波形になる。
【００２２】すなわちイクスクルーシブノア回路１６の
出力波形は波形歪みの有無に係わらず常に一定波形とな
り、かつそのデユーテイ比は５０％となる。これにより
搬送波Ｓ１３の立ち上げ及び立ち下げのタイミングは９
０°位相が異なることになる。
出力波形は波形歪みの有無に係わらず常に一定波形とな
り、かつそのデユーテイ比は５０％となる。これにより
搬送波Ｓ１３の立ち上げ及び立ち下げのタイミングは９
０°位相が異なることになる。
【００２３】（２）実施例の動作及び効果 以上の構成において、直交位相変調回路１０による変調
動作を説明する。直交位相変調回路１０は入力搬送波Ｓ
１を入力すると、これを４逓倍回路１１びバンドパスフ
イルタ１２を介すことにより入力搬送波Ｓ１の周波数に
対して４逓倍された周波数の４逓倍搬送波Ｓ１２を波形
整形回路１３に供給する。
動作を説明する。直交位相変調回路１０は入力搬送波Ｓ
１を入力すると、これを４逓倍回路１１びバンドパスフ
イルタ１２を介すことにより入力搬送波Ｓ１の周波数に
対して４逓倍された周波数の４逓倍搬送波Ｓ１２を波形
整形回路１３に供給する。
【００２４】このとき４逓倍回路１１から出力される４
逓倍搬送波Ｓ１２の振幅は利得調整信号Ｓ１１による自
動調整により電源電圧の変動によらず一定に保たれてい
るため従来のように電源電圧の変動を原因とする位相の
ずれはこの段階で取り除かれる。
逓倍搬送波Ｓ１２の振幅は利得調整信号Ｓ１１による自
動調整により電源電圧の変動によらず一定に保たれてい
るため従来のように電源電圧の変動を原因とする位相の
ずれはこの段階で取り除かれる。
【００２５】また波形整形回路１３は、４逓倍搬送波Ｓ
１２における波形の立ち上がりのタイミングによつて４
逓倍搬送波Ｓ１２を２分の１分周することにより４逓倍
搬送波Ｓ１２における波形の立ち下がりのタイミングが
ばらつくことによる影響を除去することができる。
１２における波形の立ち上がりのタイミングによつて４
逓倍搬送波Ｓ１２を２分の１分周することにより４逓倍
搬送波Ｓ１２における波形の立ち下がりのタイミングが
ばらつくことによる影響を除去することができる。
【００２６】これにより搬送波Ｓ１３の立ち上がり及び
立ち下がりのタイミングで動作するＦＦ回路４及び５の
出力である矩形出力Ｑ5A、Ｑ6A、Ｑ5B及びＱ6Bの位相は
互いに９０°ずつずれることになる。
立ち下がりのタイミングで動作するＦＦ回路４及び５の
出力である矩形出力Ｑ5A、Ｑ6A、Ｑ5B及びＱ6Bの位相は
互いに９０°ずつずれることになる。
【００２７】この矩形出力Ｑ5A及びＱ6Aをそれぞれ、次
式
式
【数１】
【数２】 とし、さらにミキサ６及び７に入力される信号波をそれ
ぞれ、次式
ぞれ、次式
【数３】
【数４】 とすると、加算回路８より出力される４相変調出力Ｓ７
は次式
は次式
【数５】 におけるＸ（ｔ）となる。
【００２８】このように加算回路８は、互いに位相が逆
相であり、かつ角周波数が同一（±ω0）の搬送波を信
号波Ψ（ｔ）によつて変調した信号となり位相歪のない
４相位相出力Ｓ７を出力することができる。
相であり、かつ角周波数が同一（±ω0）の搬送波を信
号波Ψ（ｔ）によつて変調した信号となり位相歪のない
４相位相出力Ｓ７を出力することができる。
【００２９】以上の構成によれば、入力搬送波Ｓ１の周
波数を一旦４逓倍して４逓倍搬送波Ｓ１２に変換した
後、４逓倍搬送波Ｓ１２を２分の１に分周し、かつ波形
整形した信号を搬送波Ｓ１３としてＦＦ回路４及び５に
供給することにより、４逓倍回路１１において入力搬送
波Ｓ１を４逓倍搬送波Ｓ１２に変調する際に生じていた
波形の立ち上がりや立ち下がり時間の変動の影響をなく
すことができ位相歪を有効に防止し得る。
波数を一旦４逓倍して４逓倍搬送波Ｓ１２に変換した
後、４逓倍搬送波Ｓ１２を２分の１に分周し、かつ波形
整形した信号を搬送波Ｓ１３としてＦＦ回路４及び５に
供給することにより、４逓倍回路１１において入力搬送
波Ｓ１を４逓倍搬送波Ｓ１２に変調する際に生じていた
波形の立ち上がりや立ち下がり時間の変動の影響をなく
すことができ位相歪を有効に防止し得る。
【００３０】（３）他の実施例 なお上術の実施例においては、１／２分周回路１５は、
搬送波Ｓ１３の立上りエツジを検出することにより４逓
倍搬送波を２分の１分周した出力を得る場合について述
べたが、本発明はこれに限らず、立下りエツジを検出す
ることにより４逓倍搬送波Ｓ１２を２分の１分周するよ
うにしても良い。
搬送波Ｓ１３の立上りエツジを検出することにより４逓
倍搬送波を２分の１分周した出力を得る場合について述
べたが、本発明はこれに限らず、立下りエツジを検出す
ることにより４逓倍搬送波Ｓ１２を２分の１分周するよ
うにしても良い。
【００３１】また上述の実施例においては、遅延回路１
７を奇数段のインバータを縦続接続して構成とする場合
について述べたが、本発明はこれに限らず、それ以外の
遅延素子を用いても良い。
７を奇数段のインバータを縦続接続して構成とする場合
について述べたが、本発明はこれに限らず、それ以外の
遅延素子を用いても良い。
【００３２】さらに上述の実施例においては、入力搬送
波の周波数を一旦４倍し、その後２分の１に分周する場
合について述べたが、本発明はこれに限らず、入力搬送
波の周波数を８倍以上する場合にも適用し得る。
波の周波数を一旦４倍し、その後２分の１に分周する場
合について述べたが、本発明はこれに限らず、入力搬送
波の周波数を８倍以上する場合にも適用し得る。
【００３３】さらに上述の実施例のおいては、４逓倍回
路１１に利得調整信号Ｓ１１を与えることにより４逓倍
搬送波Ｓ１２の振幅を一定振幅に制御する場合について
述べたが、本発明はこれに代え、波形整形回路１３にお
けるバツフア回路１４に利得調整信号Ｓ１１を与えるこ
とにより当該出力信号の振幅を一定に制御しても良い。
路１１に利得調整信号Ｓ１１を与えることにより４逓倍
搬送波Ｓ１２の振幅を一定振幅に制御する場合について
述べたが、本発明はこれに代え、波形整形回路１３にお
けるバツフア回路１４に利得調整信号Ｓ１１を与えるこ
とにより当該出力信号の振幅を一定に制御しても良い。
【００３４】さらに上述の実施例においては、搬送波Ｓ
１２の振幅を一定に制御した後、波形整形し、当該波形
整形後の搬送波Ｓ１３を第１及び第２のフリツプフロツ
プ回路４及び５に与える場合について述べたが、本発明
はこれに限らず、搬送波Ｓ１３の振幅を一定に制御する
だけで良く、またその反対に搬送波を波形整形するだけ
でも良い。
１２の振幅を一定に制御した後、波形整形し、当該波形
整形後の搬送波Ｓ１３を第１及び第２のフリツプフロツ
プ回路４及び５に与える場合について述べたが、本発明
はこれに限らず、搬送波Ｓ１３の振幅を一定に制御する
だけで良く、またその反対に搬送波を波形整形するだけ
でも良い。
【００３５】さらに上述の実施例においては、直交位相
変調回路１０を携帯電話に使用する場合について述べた
が、本発明はこれに限らず、他の電子機器における高周
波変調器に使用する場合にも広く適用し得る。
変調回路１０を携帯電話に使用する場合について述べた
が、本発明はこれに限らず、他の電子機器における高周
波変調器に使用する場合にも広く適用し得る。
【００３６】
【発明の効果】上述のように本発明によれば、入力搬送
波の周波数を所定倍して出力する乗算回路における搬送
波出力の振幅を一定に制御することにより、電源電圧の
変動を原因とする搬送波の位相ずれをなくすことがで
き、変調歪みを従来に比して一段と低減することができ
る。また上述のように本発明によれば、バンドパスフイ
ルタ回路と第１及び第２のフリツプフロツプ回路との間
に波形整形回路を接続することにより、搬送波の位相ず
れをなくすことができ、変調歪を従来に比して一段と低
減することができる。
波の周波数を所定倍して出力する乗算回路における搬送
波出力の振幅を一定に制御することにより、電源電圧の
変動を原因とする搬送波の位相ずれをなくすことがで
き、変調歪みを従来に比して一段と低減することができ
る。また上述のように本発明によれば、バンドパスフイ
ルタ回路と第１及び第２のフリツプフロツプ回路との間
に波形整形回路を接続することにより、搬送波の位相ず
れをなくすことができ、変調歪を従来に比して一段と低
減することができる。
【図１】本発明による直交位相変調器の一実施例を示す
ブロツク図である。
ブロツク図である。
【図２】波形整形回路の説明に供するブロツク図であ
る。
る。
【図３】その動作の説明に供する信号波形図である。
【図４】従来の直交位相変調器の説明に供するブロツク
図である。
図である。
【図５】直交位相変調の原理の説明に供する信号波形図
である。
である。
１、１０……直交位相変調回路、２……二乗回路、３、
１２……バンドパスフイルタ、４、５……フリツプフロ
ツプ回路、６、７……ミキサ、８……加算回路、１１…
…４逓倍回路、１３……波形整形回路、１４……バツフ
アアンプ、１５……１／２分周回路、１７……遅延回
路。
１２……バンドパスフイルタ、４、５……フリツプフロ
ツプ回路、６、７……ミキサ、８……加算回路、１１…
…４逓倍回路、１３……波形整形回路、１４……バツフ
アアンプ、１５……１／２分周回路、１７……遅延回
路。
Claims (6)
- 【請求項１】入力搬送波の周波数に対して所定倍の周波
数によつて発振する搬送波を発生し、かつその振幅を一
定に制御して出力する乗算回路と、 上記乗算回路の出力より特定の周波数成分のみを抽出し
て出力するバンドパスフイルタと、 上記バンドパスフイルタの出力を入力し、当該出力の立
ち上がり時点において出力状態を切り換える第１のフリ
ツプフロツプ回路と、 上記バンドパスフイルタの出力を入力し、当該出力の立
ち下がり時点において出力状態を切り換える第２のフリ
ツプフロツプ回路と、 上記第１及び第２のフリツプフロツプ回路より出力され
る第１及び第２の出力信号を入力し、当該第１及び第２
の出力信号を第１及び第２の信号波によつて変調するこ
とにより第１及び第２の変調出力を出力する第１及び第
２の混合回路と、 上記第１及び第２の変調出力を入力して加算し、位相変
調信号として出力する加算回路とを具えることを特徴と
する直交位相変調器。 - 【請求項２】入力搬送波の周波数に対して所定倍の周波
数によつて発振する搬送波を発生して出力する乗算回路
と、 上記乗算回路の出力より特定の周波数成分のみを抽出し
て出力するバンドパスフイルタと、 上記バンドパスフイルタの出力を入力し、当該出力を分
周して所定周波数の搬送波に変換した後、当該搬送波の
波形を整形して出力する波形整形回路と、 上記波形整形回路の出力を入力し、当該出力の立ち上が
り時点において出力状態を切り換える第１のフリツプフ
ロツプ回路と、 上記波形整形回路の出力を入力し、当該出力の立ち下が
り時点において出力状態を切り換える第２のフリツプフ
ロツプ回路と、 上記第１及び第２のフリツプフロツプ回路より出力され
る第１及び第２の出力信号を入力し、当該第１及び第２
の出力信号を第１及び第２の信号波によつて変調するこ
とにより第１及び第２の変調出力を出力する第１及び第
２の混合回路と、 上記第１及び第２の変調出力を入力して加算し、位相変
調信号として出力する加算回路とを具えることを特徴と
する直交位相変調器。 - 【請求項３】上記乗算回路は、入力搬送波の周波数に対
して４倍の周波数によつて発振する搬送波を発生して出
力し、 上記波形整形回路は、上記バンドパスフイルタの出力を
２分の１に分周することにより上記入力搬送波の周波数
に対して２倍の周波数で発振する搬送波を上記第１及び
第２のフリツプフロツプ回路に出力することを特徴とす
る請求項２に記載の直交位相変調器。 - 【請求項４】上記乗算回路は、入力搬送波の周波数に対
して４倍の周波数によつて発振する搬送波を発生して出
力し、 上記波形整形回路は、 上記バンドパスフイルタの出力を入力するバツフア入力
段と、 上記バツフア入力段の出力を２分の１に分周し、上記入
力搬送波の周波数に対して２倍の周波数で発振する搬送
波を分周出力として出力する分周手段と、 上記分周出力を一定時間遅延した遅延出力および上記分
周出力の排他的論理和を求め、当該論理和の反転出力を
出力する論理段とを有することを特徴とする請求項２に
記載の直交位相変調器。 - 【請求項５】上記バツフア入力段は、上記バンドパスフ
イルタの出力振幅を一定に制御し、 当該搬送波を分周手段に出力することを特徴とする請求
項４に記載の直交位相変調器。 - 【請求項６】上記波形整形回路は、上記論理段におい
て、上記分周出力を４分の１周期遅延させた出力と上記
分周出力の排他的論理和を求めることを特徴とする請求
項４に記載の直交位相変調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5092445A JPH06284158A (ja) | 1993-03-26 | 1993-03-26 | 直交位相変調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5092445A JPH06284158A (ja) | 1993-03-26 | 1993-03-26 | 直交位相変調器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06284158A true JPH06284158A (ja) | 1994-10-07 |
Family
ID=14054614
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5092445A Pending JPH06284158A (ja) | 1993-03-26 | 1993-03-26 | 直交位相変調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06284158A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2010041293A1 (ja) * | 2008-10-07 | 2010-04-15 | 株式会社アドバンテスト | 直交振幅変調器、変調方法およびそれらを利用した半導体装置および試験装置 |
-
1993
- 1993-03-26 JP JP5092445A patent/JPH06284158A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2010041293A1 (ja) * | 2008-10-07 | 2010-04-15 | 株式会社アドバンテスト | 直交振幅変調器、変調方法およびそれらを利用した半導体装置および試験装置 |
| US8319569B2 (en) | 2008-10-07 | 2012-11-27 | Advantest Corporation | Quadrature amplitude modulator and quadrature amplitude modulation method |
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