JPH0628519B2 - インバ−タ制御方式 - Google Patents
インバ−タ制御方式Info
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- JPH0628519B2 JPH0628519B2 JP59151313A JP15131384A JPH0628519B2 JP H0628519 B2 JPH0628519 B2 JP H0628519B2 JP 59151313 A JP59151313 A JP 59151313A JP 15131384 A JP15131384 A JP 15131384A JP H0628519 B2 JPH0628519 B2 JP H0628519B2
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- power
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の属する技術分野〕 本発明は、直流電力を交流電力に変換して出力する電源
としてのインバータを、他の電源を含む電源系統へ連系
接続し、該インバータから電源系統へ送り込む有効電力
を制御するためのインバータ制御方式に関するものであ
る。
としてのインバータを、他の電源を含む電源系統へ連系
接続し、該インバータから電源系統へ送り込む有効電力
を制御するためのインバータ制御方式に関するものであ
る。
かかるインバータとしては、太陽電池、燃料電池等から
得られた電池電力（直流電力）を交流電力に変換するイ
ンバータ（発電用インバータ）などがあり、かかる発電
用インバータを既設の電源系統へ接続し、該系統（例え
ば商用電源系統）における電圧や周波数（位相）を検出
し、それに対するインバータ出力電圧や周波数（位相）
を制御することにより、該インバータから電源系統へ補
給してやる有効電力（或いは無効電力）を調節すること
ができる。
得られた電池電力（直流電力）を交流電力に変換するイ
ンバータ（発電用インバータ）などがあり、かかる発電
用インバータを既設の電源系統へ接続し、該系統（例え
ば商用電源系統）における電圧や周波数（位相）を検出
し、それに対するインバータ出力電圧や周波数（位相）
を制御することにより、該インバータから電源系統へ補
給してやる有効電力（或いは無効電力）を調節すること
ができる。
第３図は発電用インバータと既設の電源系統と連系接続
を示す概念図である。同図において、１は発電用インバ
ータ、１Ａは電圧形インバータ、１ＢはＡＣフイルタを
兼ねた結合インピーダンス（本例では純リアクタンスＬ
とする）、２が商用電源系統、である。また、iは電
圧形インバータ１Ａの出力電圧ベクトル、Lは出力電
流ベクトル、ωは電圧形インバータ１Ａの角周波数、
sは電源系統２の系統電圧ベクトル、ωは同じく系統２
の角周波数、である。
を示す概念図である。同図において、１は発電用インバ
ータ、１Ａは電圧形インバータ、１ＢはＡＣフイルタを
兼ねた結合インピーダンス（本例では純リアクタンスＬ
とする）、２が商用電源系統、である。また、iは電
圧形インバータ１Ａの出力電圧ベクトル、Lは出力電
流ベクトル、ωは電圧形インバータ１Ａの角周波数、
sは電源系統２の系統電圧ベクトル、ωは同じく系統２
の角周波数、である。
第４図は、第３図に示した諸量のベクトル関係を示すベ
クトル図である。
クトル図である。
同図から、インバータ出力電圧Ｖi、系統電圧Ｖs、両者
間の位相差、発電用インバータ１と商用電源系統２と
の間で授受される有効電力ＰGと無効電力ＱG等の間に
は、次の各式が成立することが理解されるであろう。
間の位相差、発電用インバータ１と商用電源系統２と
の間で授受される有効電力ＰGと無効電力ＱG等の間に
は、次の各式が成立することが理解されるであろう。
ＰG＝（Ｖs・Ｖi・sin）／ωL ……(1) ＱG＝（Ｖs2−Ｖs・Ｖi・cos）／ωL ……(2) また、≒０なる条件のもとでは ＰG∝ ……(3) ＱG∝（Ｖs−Ｖi） ……(4) すなわち、インバータ１Ａの出力位相を変えることによ
り有効電力ＰGが、また出力電圧Ｖiの大きさを変えるこ
とにより、無効電力ＱGがそれぞれ変化することが上記
(3)，(4)式より認められるのであろう。
り有効電力ＰGが、また出力電圧Ｖiの大きさを変えるこ
とにより、無効電力ＱGがそれぞれ変化することが上記
(3)，(4)式より認められるのであろう。
他方、インバータ１Ａの出力電圧位相は、インバータを
構成するスイツチング素子へ供給される点弧パルスの位
相に対応するからこれを変えれば出力電圧位相を可変で
きること、また出力電圧振幅は入力直流電圧やスイツチ
ング素子の導通時間幅によつて決定されることなどは周
知の通りである。つまりスイツチング素子の点弧駆動パ
ルスは、例えば第５図に示すような波形のものであり、
それに合わせて素子がオンオフ制御される。
構成するスイツチング素子へ供給される点弧パルスの位
相に対応するからこれを変えれば出力電圧位相を可変で
きること、また出力電圧振幅は入力直流電圧やスイツチ
ング素子の導通時間幅によつて決定されることなどは周
知の通りである。つまりスイツチング素子の点弧駆動パ
ルスは、例えば第５図に示すような波形のものであり、
それに合わせて素子がオンオフ制御される。
そして、この第５図に示した角度表示３６０゜は連系す
る電源系統の１サイクル期間と一致するように定められ
る。
る電源系統の１サイクル期間と一致するように定められ
る。
また、前述の電圧形インバータ１Ａの代わりに電流形イ
ンバータを用いた場合でも、スイツチング素子へ供給さ
れる点弧パルスの位相や入力側直流電流の制御により、
上記と同様電源系統に送り込む有効電力や無効電力を制
御できるものであることは勿論である。
ンバータを用いた場合でも、スイツチング素子へ供給さ
れる点弧パルスの位相や入力側直流電流の制御により、
上記と同様電源系統に送り込む有効電力や無効電力を制
御できるものであることは勿論である。
本発明は、以上説明したように、電源としてのインバー
タを他の電源系統へ連系接続し、該インバータの出力電
圧や出力位相を制御することにより、該インバータから
電源系統へ供給される電力を制御するようにしたインバ
ータ制御方式に関するものである。
タを他の電源系統へ連系接続し、該インバータの出力電
圧や出力位相を制御することにより、該インバータから
電源系統へ供給される電力を制御するようにしたインバ
ータ制御方式に関するものである。
一般に、発電用インバータと他の電源系統を連系接続し
た場合に、両者間の同期をとるためにフエイス・ロツク
ド・ループ（ＰＬＬ）回路が用いられており、従来はか
かるＰＬＬ回路を利用して上述の如きインバータ制御が
行なわれていた。
た場合に、両者間の同期をとるためにフエイス・ロツク
ド・ループ（ＰＬＬ）回路が用いられており、従来はか
かるＰＬＬ回路を利用して上述の如きインバータ制御が
行なわれていた。
第６図はＰＬＬ回路を用いた従来のインバータ制御方式
を示すブロツク図である。同図において、１１は位相差
検出器（検出された位相差信号を更に通して出力させる
ためのローパスフイルタをも含むものとする）、１２は
出力電力調節器、１３は加算器、１４は電圧制御発振器
（ＶＣＯ）、１５は点弧駆動パルス発生器、ａは電源系
統電圧位相信号、ｂはインバータ出力電圧基本波位相信
号、ｃは位相差検出信号、ｄは進み位相指令信号、ｅは
周波数指令信号、ｆはクロツクパルス、ｇはインバータ
を構成するスイツチング素子の点弧駆動パルス信号、で
ある。
を示すブロツク図である。同図において、１１は位相差
検出器（検出された位相差信号を更に通して出力させる
ためのローパスフイルタをも含むものとする）、１２は
出力電力調節器、１３は加算器、１４は電圧制御発振器
（ＶＣＯ）、１５は点弧駆動パルス発生器、ａは電源系
統電圧位相信号、ｂはインバータ出力電圧基本波位相信
号、ｃは位相差検出信号、ｄは進み位相指令信号、ｅは
周波数指令信号、ｆはクロツクパルス、ｇはインバータ
を構成するスイツチング素子の点弧駆動パルス信号、で
ある。
なお、パルス発生器１５から信号ｂとｇが出力するもの
として示してあるが、元来、信号ｂとｇは一対一の対応
関係にあるものであることは先にも説明した通りであ
る。
として示してあるが、元来、信号ｂとｇは一対一の対応
関係にあるものであることは先にも説明した通りであ
る。
次に回路動作を説明する。電源系統電圧位相信号ａの位
相に対して、インバータ出力電圧基本波の位相ｂが進ん
でいる場合、その度合である位相差検出信号ｃが位相検
出器１１より出力される。この位相差検出信号ｃの変動
に対応して周波数指令信号ｅが電圧制御発振器（ＶＣ
Ｏ）１４に入力され、その出力ｆの周波数が上下する事
により、先の位相信号ａとｂが同一周波数となり両者の
位相が一定の関係になり、定常的な同期状態となる。
相に対して、インバータ出力電圧基本波の位相ｂが進ん
でいる場合、その度合である位相差検出信号ｃが位相検
出器１１より出力される。この位相差検出信号ｃの変動
に対応して周波数指令信号ｅが電圧制御発振器（ＶＣ
Ｏ）１４に入力され、その出力ｆの周波数が上下する事
により、先の位相信号ａとｂが同一周波数となり両者の
位相が一定の関係になり、定常的な同期状態となる。
ここで電源系統電圧とインバータ出力電圧との間の位相
差を制御し、系統へのインバータからの出力電力を制御
するためには、位相信号ａとｂの間の位相関係は変える
必要があり、このため位相差検出器１１の出力ｃに出力
電力調節器１２からの出力（進み位相指令信号）ｄを加
算器１３で加え、ＶＣＯ１４に持ち込むようにしてい
る。この時、ＶＣＯ１４から出力されるクロツク信号ｆ
に合わせ、系統電圧と同一周期のパルス列が信号ｇとし
てパルス発生器１５から読み出され、インバータを構成
するスイツチング素子へ点弧駆動信号として供給され
る。
差を制御し、系統へのインバータからの出力電力を制御
するためには、位相信号ａとｂの間の位相関係は変える
必要があり、このため位相差検出器１１の出力ｃに出力
電力調節器１２からの出力（進み位相指令信号）ｄを加
算器１３で加え、ＶＣＯ１４に持ち込むようにしてい
る。この時、ＶＣＯ１４から出力されるクロツク信号ｆ
に合わせ、系統電圧と同一周期のパルス列が信号ｇとし
てパルス発生器１５から読み出され、インバータを構成
するスイツチング素子へ点弧駆動信号として供給され
る。
またインバータ出力電圧を制御し、インバータから電源
系統へ供給される無効電力を制御したい場合には、パル
ス発生器１５を例えば、第５図に示すようなパルス列が
発生できるような構成にしておき、インバータ出力電圧
の指令に合わせ、第５図における制御角αの大きさを異
ならせたパルス列をとり出してスイツチング素子へ供給
するようにすればよい。
系統へ供給される無効電力を制御したい場合には、パル
ス発生器１５を例えば、第５図に示すようなパルス列が
発生できるような構成にしておき、インバータ出力電圧
の指令に合わせ、第５図における制御角αの大きさを異
ならせたパルス列をとり出してスイツチング素子へ供給
するようにすればよい。
さて、以上説明した如き、従来のインバータ制御方式に
は、次のような問題点があつた。
は、次のような問題点があつた。
すなわち、第６図における位相差検出器１１としては例
えばｅｘ−ＯＲ（排他的論理和）素子の如きものが用い
られるが、二つの信号間の位相差を検出するためには、
少なくとも当該信号の半サイクルの期間が必要であるか
ら、この位相差検出器に付加するローパスフイルタに
は、半サイクルより時定数の長いものを用いるようにし
て、半サイクルの間にＶＣＯ１４の出力周波数が大幅に
変動したりする事のないようにしなければ安定な動作を
望むことは困難である。
えばｅｘ−ＯＲ（排他的論理和）素子の如きものが用い
られるが、二つの信号間の位相差を検出するためには、
少なくとも当該信号の半サイクルの期間が必要であるか
ら、この位相差検出器に付加するローパスフイルタに
は、半サイクルより時定数の長いものを用いるようにし
て、半サイクルの間にＶＣＯ１４の出力周波数が大幅に
変動したりする事のないようにしなければ安定な動作を
望むことは困難である。
またＶＣＯ１４からのクロツク周波数をパルス発生器１
５の出力の単位位相角と対応させる場合には、同様に半
サイクルの時間でクロツク周波数が大幅に変化したりす
ると、インバータ出力の高調波の増加等の悪影響を招く
ので許容されない。
５の出力の単位位相角と対応させる場合には、同様に半
サイクルの時間でクロツク周波数が大幅に変化したりす
ると、インバータ出力の高調波の増加等の悪影響を招く
ので許容されない。
このようにして、インバータから電源系統へ供給される
電力の調節（増減）を行なわんとするとき、その際にお
けるインバータ出力周波数の系統周波数に対する再同期
化には、時定数の長い動作を必要とすることになる。換
言すると、インバータから電源系統へ供給する電力の調
節動作には長時間を要し、電源系統につながる負荷変動
に基因した連系接続点における電圧位相の変化や、イン
バータに対する出力指令値の変更等に対して、迅速に供
給電力の増減調節ができず、制御系として即応性に欠け
るという問題点が従来のインバータ制御方式にはあつ
た。
電力の調節（増減）を行なわんとするとき、その際にお
けるインバータ出力周波数の系統周波数に対する再同期
化には、時定数の長い動作を必要とすることになる。換
言すると、インバータから電源系統へ供給する電力の調
節動作には長時間を要し、電源系統につながる負荷変動
に基因した連系接続点における電圧位相の変化や、イン
バータに対する出力指令値の変更等に対して、迅速に供
給電力の増減調節ができず、制御系として即応性に欠け
るという問題点が従来のインバータ制御方式にはあつ
た。
本発明は、上述の如き従来技術の欠点を解決するために
なされたものであり、従つて本発明の目的は、電源とし
てのインバータを、他の電源を含む電源系統へ連系接続
し、該インバータから電源系統へ供給する電力の増減調
節を行なう際、その調節動作を迅速に行なうことがで
き、制御系として即応性に富んだインバータ制御方式を
提供することにある。
なされたものであり、従つて本発明の目的は、電源とし
てのインバータを、他の電源を含む電源系統へ連系接続
し、該インバータから電源系統へ供給する電力の増減調
節を行なう際、その調節動作を迅速に行なうことがで
き、制御系として即応性に富んだインバータ制御方式を
提供することにある。
本発明の要点は、インバータと電源系統との同期をとる
ための制御系はＰＬＬ回路により構成するが、インバー
タから電力系統へ供給する電力の調節のための制御系
は、それとは分離して別に構成することにより、制御系
として即応性に富んだインバータ制御方式の実現を可能
ならしめた点にある。
ための制御系はＰＬＬ回路により構成するが、インバー
タから電力系統へ供給する電力の調節のための制御系
は、それとは分離して別に構成することにより、制御系
として即応性に富んだインバータ制御方式の実現を可能
ならしめた点にある。
次に図を参照して本発明の実施例を説明する。
第１図は本発明の一実施例を示すブロツク図である。同
図において、１１は位相差検出器（ローパスフイルタを
含む）、１２は出力電力調節器、１４は電圧制御発振器
（ＶＣＯ）、１６ａ，１６ｂ，１６ｃはそれぞれ分周
器、１７はエツジトリガ回路、１８はアツプダウンカウ
ンタ、１９ａ，１９ｂはそれぞれコンパレータ、２０は
ＲＯＭまたはレベル変換器、２１はインバータを構成す
るスイツチング素子の点弧駆動パルス発生器、である。
図において、１１は位相差検出器（ローパスフイルタを
含む）、１２は出力電力調節器、１４は電圧制御発振器
（ＶＣＯ）、１６ａ，１６ｂ，１６ｃはそれぞれ分周
器、１７はエツジトリガ回路、１８はアツプダウンカウ
ンタ、１９ａ，１９ｂはそれぞれコンパレータ、２０は
ＲＯＭまたはレベル変換器、２１はインバータを構成す
るスイツチング素子の点弧駆動パルス発生器、である。
またａは電源系統の電圧位相信号、ｃは位相差検出信
号、ｅは周波数指令信号、ｄ（ｄ1，ｄ2）は進み位相信
号、ｆ，ｈ，ｉはそれぞれ周波数は異なるがクロツクパ
ルス、ｇはインバータを構成するスイツチング素子の点
弧駆動パルス信号、ｊはプリセツトタイミング信号、ｋ
はカウント出力、ｌ1はアツプダウン反転しきい値、ｌ2
はダウンアツプ反転しきい値、ｍはアツプダウン指令、
ｎは出力電圧指令、ｏはスイツチング位相指令、ｐ，ｑ
はそれぞれスイツチング位相の表示信号、である。
号、ｅは周波数指令信号、ｄ（ｄ1，ｄ2）は進み位相信
号、ｆ，ｈ，ｉはそれぞれ周波数は異なるがクロツクパ
ルス、ｇはインバータを構成するスイツチング素子の点
弧駆動パルス信号、ｊはプリセツトタイミング信号、ｋ
はカウント出力、ｌ1はアツプダウン反転しきい値、ｌ2
はダウンアツプ反転しきい値、ｍはアツプダウン指令、
ｎは出力電圧指令、ｏはスイツチング位相指令、ｐ，ｑ
はそれぞれスイツチング位相の表示信号、である。
第１Ａ図は第１図における各部信号のタイムチヤートで
ある。
ある。
第１図、第１Ａ図を参照して回路動作を説明する。先ず
第１図において、位相差検出器１１、ＶＣＯ１４、分周
器１６ａ，ｂから成るループ回路は前述の場合と同様、
ＰＬＬ回路を構成する。
第１図において、位相差検出器１１、ＶＣＯ１４、分周
器１６ａ，ｂから成るループ回路は前述の場合と同様、
ＰＬＬ回路を構成する。
但し、ここでは、このＰＬＬ回路の出力はインバータ出
力の位相とは関係がなく、系統電圧周期と対応する角度
単位をクロツク信号ｆとして提供することと、インバー
タ出力の進み遅れの角度を与えるタイミング信号ｊを与
えることを目的としている。
力の位相とは関係がなく、系統電圧周期と対応する角度
単位をクロツク信号ｆとして提供することと、インバー
タ出力の進み遅れの角度を与えるタイミング信号ｊを与
えることを目的としている。
本実施例では、インバータの出力電圧指令信号ｎを、Ｒ
ＯＭ２０により、前記インバータを構成するスイッチン
グ素子に対する点弧位相指令作成のためのカウント設定
値に変換する。このように変換して得られるカウント設
定値（第５図のαと対応）とアップダウンカウンタ１８
の出力ｋをコンパレータ１９ｂで比較した結果求められ
るパルスパターンｐと、インバータにおける１８０゜導
通の基本パターンｑをパルス発生器２１で合成して（こ
の場合、パルス発生器２１がｅｘ−ＯＲ素子であればよ
い）求めたパルスｇが、第５図に示すパルス列に相当す
るものとなる。
ＯＭ２０により、前記インバータを構成するスイッチン
グ素子に対する点弧位相指令作成のためのカウント設定
値に変換する。このように変換して得られるカウント設
定値（第５図のαと対応）とアップダウンカウンタ１８
の出力ｋをコンパレータ１９ｂで比較した結果求められ
るパルスパターンｐと、インバータにおける１８０゜導
通の基本パターンｑをパルス発生器２１で合成して（こ
の場合、パルス発生器２１がｅｘ−ＯＲ素子であればよ
い）求めたパルスｇが、第５図に示すパルス列に相当す
るものとなる。
即ち、インバータの出力電圧指令信号ｎの大きさによ
り、第５図に示す（９０゜−α）と（９０゜＋α）との
間の幅２αを加減し、インバータ出力電圧の基本波成分
の大きさ（ひいては、インバータと系統間で授受される
無効電力の大きさ）を変えるわけであるが、これを第１
Ａ図を参照して改めて説明する。
り、第５図に示す（９０゜−α）と（９０゜＋α）との
間の幅２αを加減し、インバータ出力電圧の基本波成分
の大きさ（ひいては、インバータと系統間で授受される
無効電力の大きさ）を変えるわけであるが、これを第１
Ａ図を参照して改めて説明する。
定常状態では、カウンタ１８からの信号ｋは、デジタル
的に表された三角波信号（カウント値で表された三角波
信号）である。また、インバータの出力電圧指令信号ｎ
は、ＲＯＭ２０により、パルス列ｐ（点弧位相の表示信
号）を生成するためのカウント値で表された設定値に変
換されている。
的に表された三角波信号（カウント値で表された三角波
信号）である。また、インバータの出力電圧指令信号ｎ
は、ＲＯＭ２０により、パルス列ｐ（点弧位相の表示信
号）を生成するためのカウント値で表された設定値に変
換されている。
ここでＲＯＭ２０は、出力電圧指令信号ｎの零から最大
値に対応させて、カウント数で表された値ｌ１から（ｌ
１＋ｌ２）／２までを記憶している。なお値ｌ１は（α
＝０゜）に相当し、値（ｌ１＋ｌ２）／２は（α＝４５
゜）に相当している。つまり、出力電圧指令信号ｎをア
ドレスとしてＲＯＭ２０に与えることにより、対応した
カウント数で表された値（ｌ１から（ｌ１＋ｌ２）／２
までの範囲内の値）が、ＲＯＭ２０から読み出される訳
で、その値も第１Ａ図ではｎとして表されている。
値に対応させて、カウント数で表された値ｌ１から（ｌ
１＋ｌ２）／２までを記憶している。なお値ｌ１は（α
＝０゜）に相当し、値（ｌ１＋ｌ２）／２は（α＝４５
゜）に相当している。つまり、出力電圧指令信号ｎをア
ドレスとしてＲＯＭ２０に与えることにより、対応した
カウント数で表された値（ｌ１から（ｌ１＋ｌ２）／２
までの範囲内の値）が、ＲＯＭ２０から読み出される訳
で、その値も第１Ａ図ではｎとして表されている。
次に、コンパレータ１９ｂで比較を行い、ｋ＞ｎの区間
と、ｋ＜ｎの区間と、を区別することにより、パルス列
ｐ（点弧位相の表示信号）を生成している、即ちｋ＞ｎ
の区間がハイレベル、ｋ＜ｎの区間がロウレベルとし
て、パルス列ｐが形成されている。
と、ｋ＜ｎの区間と、を区別することにより、パルス列
ｐ（点弧位相の表示信号）を生成している、即ちｋ＞ｎ
の区間がハイレベル、ｋ＜ｎの区間がロウレベルとし
て、パルス列ｐが形成されている。
またコンパレータ１９ａでは、ｋ≧ｌ１となったとき、
その出力ｍはハイレベルからロウレベルに反転し、ｋ≦
ｌ２となったとき、その出力ｍはロウレベルからハイレ
ベルに反転するように動作する。
その出力ｍはハイレベルからロウレベルに反転し、ｋ≦
ｌ２となったとき、その出力ｍはロウレベルからハイレ
ベルに反転するように動作する。
出力信号ｍを分周器１６ｃで２分周すれば信号ｑが得ら
れる。信号ｐと信号ｑをパルス発生器２１に導入し、ｅ
ｘ−ＯＲ素子の動作をさせればパルス列ｇが得られる。
従って出力電圧指令信号ｎの大きさを小さくすると、パ
ルス列ｐの各パルス幅２αが大きくなるという変化を生
じることになる。パルス発生器２１からの出力パルス列
ｇは、既に述べた通り、第５図に示すパルス列に相当す
るものとなる。
れる。信号ｐと信号ｑをパルス発生器２１に導入し、ｅ
ｘ−ＯＲ素子の動作をさせればパルス列ｇが得られる。
従って出力電圧指令信号ｎの大きさを小さくすると、パ
ルス列ｐの各パルス幅２αが大きくなるという変化を生
じることになる。パルス発生器２１からの出力パルス列
ｇは、既に述べた通り、第５図に示すパルス列に相当す
るものとなる。
このパルス列ｇの電源系統電圧の位相ａに対する進み遅
れの角度に対応する量ｄ1，ｄ2が出力電力調節器１２
から与えられ、この値をエツジトリガ回路１７により生
成したプリセツトタイミングｊに従つてアツプダウンカ
ウンタ１８に周期的にプリセツトすることになる。
れの角度に対応する量ｄ1，ｄ2が出力電力調節器１２
から与えられ、この値をエツジトリガ回路１７により生
成したプリセツトタイミングｊに従つてアツプダウンカ
ウンタ１８に周期的にプリセツトすることになる。
このカウンタ１８のアツプダウン動作は、出力電力調節
器１２からの位相指令ｄに変更がない時、電源系統の１
周期がアツプダウンの２周期に相当するように、アツプ
ダウンおよびダウンアツプの各しきい値ｌ1，ｌ2設け、
これらの値でアツプダウンの反転が起こるようにカウン
タ出力ｋとしきい値ｌ1，ｌ2の比較をコンパレータ１９
ａで行ない、その出力ｍをアツプダウン指令として用い
ることにより行なわれる。
器１２からの位相指令ｄに変更がない時、電源系統の１
周期がアツプダウンの２周期に相当するように、アツプ
ダウンおよびダウンアツプの各しきい値ｌ1，ｌ2設け、
これらの値でアツプダウンの反転が起こるようにカウン
タ出力ｋとしきい値ｌ1，ｌ2の比較をコンパレータ１９
ａで行ない、その出力ｍをアツプダウン指令として用い
ることにより行なわれる。
このアツプダウン動作の１周期は、電源系統の1/2周期
に相当するものであり、しかも位相指令ｄにより調節さ
れた結果であるからコンパレータ１９ａの出力ｍを分周
器１６ｃによつて２倍周期の信号に分周する事により、
インバータの１８０゜導通の基本パターンｑが得られる
のである。またインバータ出力電圧の大きさを制御した
い場合には、指令信号ｎにより第５図に示すαの大きさ
に相当する量を変化させることができる。
に相当するものであり、しかも位相指令ｄにより調節さ
れた結果であるからコンパレータ１９ａの出力ｍを分周
器１６ｃによつて２倍周期の信号に分周する事により、
インバータの１８０゜導通の基本パターンｑが得られる
のである。またインバータ出力電圧の大きさを制御した
い場合には、指令信号ｎにより第５図に示すαの大きさ
に相当する量を変化させることができる。
以上のような回路構成でインバータの運転を行なう事に
よりインバータの出力電圧の位相や振幅を制御し、イン
バータから電源系統へ供給する有効電力や無効電力を制
御することができる。
よりインバータの出力電圧の位相や振幅を制御し、イン
バータから電源系統へ供給する有効電力や無効電力を制
御することができる。
なお、スイツチング素子の点弧駆動パルス信号ｇのパタ
ーンは、インバータ出力中の消去したい高調波の次数に
よつて変わりうるものであり、それに応じＲＯＭ２０や
コンパレータ１９ｂの数、パルス発生器２１の構成、カ
ウンタ１８におけるアツプダウンの周期は変わりうる。
ーンは、インバータ出力中の消去したい高調波の次数に
よつて変わりうるものであり、それに応じＲＯＭ２０や
コンパレータ１９ｂの数、パルス発生器２１の構成、カ
ウンタ１８におけるアツプダウンの周期は変わりうる。
第２図は、かかる観点に立つてなされた本発明の他の実
施例の要部を示すブロツク図である。すなわち、インバ
ータ出力からの高調波除去を目的として、該インバータ
を構成するスイツチング素子のスイツチ回数を、第１図
に示した実施例の場合より増すようにした実施例を示し
ている。
施例の要部を示すブロツク図である。すなわち、インバ
ータ出力からの高調波除去を目的として、該インバータ
を構成するスイツチング素子のスイツチ回数を、第１図
に示した実施例の場合より増すようにした実施例を示し
ている。
第２Ａ図は第２図における各部信号のタイムチヤートで
ある。
ある。
第２図、第２Ａ図を参照する。同じ出力電圧指令ｎに対
して、異なつたスイツチング位相指令Ｏ1，Ｏ2を出力す
るＲＯＭ20ａ，20ｂ、それらに対応した２個のコンパレ
ータ１９b1，１９b2、また点弧駆動パルス発生器２１が
示されている。
して、異なつたスイツチング位相指令Ｏ1，Ｏ2を出力す
るＲＯＭ20ａ，20ｂ、それらに対応した２個のコンパレ
ータ１９b1，１９b2、また点弧駆動パルス発生器２１が
示されている。
第２Ａ図におけるスイツチング素子点弧駆動パルス信号
ｇの波形と、第１Ａ図における信号ｇの波形を比較参照
することにより、本実施例の目的は容易に理解されるで
あろう。
ｇの波形と、第１Ａ図における信号ｇの波形を比較参照
することにより、本実施例の目的は容易に理解されるで
あろう。
本実施例の回路動作は、第１図、第１Ａ図を参照して先
に説明した回路動作と本質的に相違する所はないので、
ここで繰り返すことはしない。
に説明した回路動作と本質的に相違する所はないので、
ここで繰り返すことはしない。
なお、電圧形インバータに代えて電流形インバータを用
いる場合は、出力相数により導通時間帯が異なり必ずし
も１８０度導通がパルスの基本パターンではないので、
基本パターンｑの形成方法は異なつたものとなる。
いる場合は、出力相数により導通時間帯が異なり必ずし
も１８０度導通がパルスの基本パターンではないので、
基本パターンｑの形成方法は異なつたものとなる。
尚、以上の説明ではインバータの相数を無視した説明に
してあるので、インバータを構成するスイツチング素子
へ供給される点弧パルスパターンと出力電圧パターンは
同一になるものとしてあるが、相数を無視しなければ、
それに応じて位相のずれた異なつたパターンになるもの
であることは勿論である。
してあるので、インバータを構成するスイツチング素子
へ供給される点弧パルスパターンと出力電圧パターンは
同一になるものとしてあるが、相数を無視しなければ、
それに応じて位相のずれた異なつたパターンになるもの
であることは勿論である。
この発明によれば、電源としてのインバータを電源系統
と連系接続して運転する場合に、系統同期のための制御
系と供給電力調節のための制御系を分離し、前者に用い
たＰＬＬ回路のＶＣＯの発振周波数の変更を行うことな
くインバータの位相調節を行えるので、ＰＬＬの位相差
検出器におけるフイルタの時定数で位相調節動作が影響
をうけることはなく、高い即応性をもつて供給電力の調
節動作を行ないうるという利点がある。
と連系接続して運転する場合に、系統同期のための制御
系と供給電力調節のための制御系を分離し、前者に用い
たＰＬＬ回路のＶＣＯの発振周波数の変更を行うことな
くインバータの位相調節を行えるので、ＰＬＬの位相差
検出器におけるフイルタの時定数で位相調節動作が影響
をうけることはなく、高い即応性をもつて供給電力の調
節動作を行ないうるという利点がある。
第１図は本発明の一実施例を示すブロツク図、第１Ａ図
は第１図における各部信号のタイムチヤート、第２図は
本発明の他の実施例の要部を示すブロツク図、第２Ａ図
は第２図における各部信号のタイムチヤート、第３図は
発電用インバータと既設の電源系統との連系接続を示す
概念図、第４図は第３図に示した諸量のベクトル関係を
示すベクトル図、第５図はインバータを構成するスイツ
チング素子へ供給される点弧駆動パルスの一例を示す波
形図、第６図はＰＬＬ回路を用いた従来のインバータ制
御方式を示すブロツク図、である。 符号説明 １……発電用インバータ、１Ａ……電圧形インバータ、
１Ｂ……結合インピーダンス、２……商用電源系統、１
１……位相差検出器（ローパスフイルタを含む）、１２
……出力電力調節器、１３……加算器、１４……電圧制
御発振器（ＶＣＯ）、１５，２１……点弧駆動パルス発
生器、１６ａ，１６ｂ，１６ｃ……分周器、１７……エ
ツジトリガ回路、１８……アツプダウンカウンタ、１９
ａ，１９ｂ……コンパレータ、２０ａ，２０ｂ……ＲＯ
Ｍまたはレベル変換器
は第１図における各部信号のタイムチヤート、第２図は
本発明の他の実施例の要部を示すブロツク図、第２Ａ図
は第２図における各部信号のタイムチヤート、第３図は
発電用インバータと既設の電源系統との連系接続を示す
概念図、第４図は第３図に示した諸量のベクトル関係を
示すベクトル図、第５図はインバータを構成するスイツ
チング素子へ供給される点弧駆動パルスの一例を示す波
形図、第６図はＰＬＬ回路を用いた従来のインバータ制
御方式を示すブロツク図、である。 符号説明 １……発電用インバータ、１Ａ……電圧形インバータ、
１Ｂ……結合インピーダンス、２……商用電源系統、１
１……位相差検出器（ローパスフイルタを含む）、１２
……出力電力調節器、１３……加算器、１４……電圧制
御発振器（ＶＣＯ）、１５，２１……点弧駆動パルス発
生器、１６ａ，１６ｂ，１６ｃ……分周器、１７……エ
ツジトリガ回路、１８……アツプダウンカウンタ、１９
ａ，１９ｂ……コンパレータ、２０ａ，２０ｂ……ＲＯ
Ｍまたはレベル変換器
Claims (1)
- 【請求項１】直流電力を交流電力に変換して出力する電
源としてのインバータを、他の電源を含む電源系統へ連
系接続し、該インバータから電源系統へ給電する有効電
力を制御するためのインバータ制御方式において、 前記系統の電圧位相と可変電圧発振器の発振出力から作
成された或るクロック信号の位相とを比較してその位相
差を検出すると共に、該位相差信号を前記可変電圧発振
器に入力して前記電圧位相とクロック信号の位相が一致
するようにしたフエース・ロックド・ループ回路と、前
記クロック信号を入力されてカウントアップおよびダウ
ンすることにより前記系統電圧の周期に同期した三角波
を作成して出力するカウンタと、出力電圧レベルの設定
器と、該設定器による設定レベルを前記インバータを構
成するスイッチング素子に対する点弧位相指令作成のた
めのカウント設定値に変換する変換回路と、該カウント
設定値と前記三角波を比較して該カウント設定値の大小
に依存したパルス幅をもつ第１のパルスを出力する比較
器と、前記カウンタにおけるカウントアップとダウンの
周期に同期した第２のパルスを発生する回路と、前記第
１のパルスと第２のパルスから前記インバータの点弧位
相指令信号を作成して出力する回路と、前記系統電圧の
周期に同期した特定のタイミングで前記三角波のレベル
を一定レベルだけ上下方向にシフトさせることにより出
力電力を調節する手段と、を具備したことを特徴とする
インバータの制御方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59151313A JPH0628519B2 (ja) | 1984-07-23 | 1984-07-23 | インバ−タ制御方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59151313A JPH0628519B2 (ja) | 1984-07-23 | 1984-07-23 | インバ−タ制御方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6130968A JPS6130968A (ja) | 1986-02-13 |
| JPH0628519B2 true JPH0628519B2 (ja) | 1994-04-13 |
Family
ID=15515913
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59151313A Expired - Lifetime JPH0628519B2 (ja) | 1984-07-23 | 1984-07-23 | インバ−タ制御方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0628519B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003109646A (ja) * | 2001-09-28 | 2003-04-11 | Mitsubishi Materials Corp | 燃料電池のガス供給管構造 |
| US20050118487A1 (en) * | 2003-12-02 | 2005-06-02 | Whiton John H. | Small volume, fuel cell inlet fuel gas distributor having low pressure drop |
-
1984
- 1984-07-23 JP JP59151313A patent/JPH0628519B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6130968A (ja) | 1986-02-13 |
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