JPH06311735A

JPH06311735A - 定電圧電源装置

Info

Publication number: JPH06311735A
Application number: JP9799493A
Authority: JP
Inventors: Kazuhiro Nishimoto; 和弘西本; Yukio Yamanaka; 幸男山中
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1993-04-23
Filing date: 1993-04-23
Publication date: 1994-11-04

Abstract

(57)【要約】【目的】過大なストレスが加わることなく、負荷に対し
て安定した直流電圧出力を供給できる定電圧電源装置を
提供する。【構成】交流電源１の電源電圧をダイオードブリッジ２
で整流し、抵抗Ｒ₉及びダイオードＤ₂を介して平滑用
コンデンサＣ₂を通して制御用ＩＣ５の内部電源１１に
印加している。この平滑用コンデンサＣ₂に並列に抵抗
Ｒ₁₀、Ｒ₁₁を接続して電源電圧を分圧し、逆流防止用の
ダイオードＤ₃を介してオペアンプ７の出力すなわち乗
算器６の入力Ｍ₂としている。上記の制御用ＩＣ４、平
滑用コンデンサＣ₂、抵抗Ｒ₁₀、抵抗Ｒ₁₁及び逆流防止
用のダイオードＤ₃によって制御部４を構成している。
制御部４は、電源電圧の立ち上がり及び立ち下がり時に
は、電源電圧の上昇及び下降に伴って出力電圧Ｖ_Oを上
昇及び下降させる制御を行い、スイッチングトランジス
タＱ₁等に加わるストレスが軽減されるのである。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、スイッチング素子によ
って電源電圧を断続し、略一定の直流電圧出力を得るチ
ョッパ電源回路を備えた定電圧電源装置に関するもので
ある。

【０００２】

【従来の技術】自動車等の車輛内の機器への電源供給
は、通常は車輛に搭載した回転式の発電機等の電源によ
り行われている。この種の電源は、一般に出力が不安定
で車輛走行中に電源電圧の変動が生じ易く、また、立ち
上がり及び立ち下がり時に出力電圧が安定するまでにか
なりの時間を要するという問題がある。

【０００３】上記の電源電圧の変動の問題に対しては、
電源装置にチョッパ電源回路を用いることによって出力
電圧をほぼ一定に保ち、負荷に対して安定して電源を供
給することができる。従来、上記のようなチョッパ電源
回路を用いた定電圧電源装置として、図１１に示すよう
な昇圧チョッパ電源回路３を備えた定電圧電源装置があ
る。図中５は昇圧チョッパ電源回路３を制御する制御用
ＩＣ（シーメンス社製ＴＤＡ４８１４）である。以下に
この定電圧電源装置の動作について説明する。

【０００４】交流電源１の電源出力をダイオードブリッ
ジ２にて整流し、抵抗Ｒ₉と逆流防止用のダイオードＤ
₂を介して平滑コンデンサＣ₂で平滑して、制御用ＩＣ
５の内部電源１１の１番と３番ピンに入力している。ま
た、ダイオードブリッジ２で整流した脈流電圧を抵抗Ｒ
₁と抵抗Ｒ₂とで分圧し、制御用ＩＣ５の１１番ピンに
印加して乗算器６の入力Ｍ₁としている。そして、乗算
器６の他方の入力Ｍ₂にはオペアンプ７の出力を入力し
ている。このオペアンプ７は、整流出力を定電圧化する
ための誤差増幅器で、非反転入力に２ボルトの基準電圧
Ｖ_REFを内部で与えている。また、オペアンプ７の反転
入力の１２番ピンには、昇圧チョッパ電源回路３の出力
電圧Ｖ_Oを抵抗Ｒ₄、Ｒ₅によって分圧した検出信号を
印加している。

【０００５】いま、何らかの原因により出力電圧Ｖ_Oが
低下し、上記の出力電圧Ｖ_Oの検出信号が基準電圧Ｖ
_REFよりも小さくなると、オペアンプ７の出力は逆に上
昇する。オペアンプ７の出力が上昇すれば、乗算器６の
入力Ｍ₂も上昇し、乗算器６は他方の入力Ｍ₁すなわち
脈流電圧のレベルを上昇させた出力電圧ＱＭを比較器８
の非反転入力に入力する。一方、比較器８の反転入力端
子の４番ピンには、スイッチングトランジスタＱ₁に流
れるスイッチング電流ｉ₁を抵抗Ｒ₃によって検出した
検出電圧を印加している。

【０００６】上記のスイッチング電流ｉ₁の検出電圧が
乗算器６の出力電圧ＱＭに略等しくなると、比較器８の
出力が反転する。また、比較器８の出力端子はＲＳフリ
ップフロップ９のリセット端子Ｒに接続してあるので、
比較器８の出力が反転することによってＲＳフリップフ
ロップ９がリセットし出力Ｑが反転する。それによっ
て、ドライバ１０の出力がＬに落ちて、スイッチングト
ランジスタＱ₁がオフになる。すると、インダクタＬの
巻線ｎ₁に流れていたスイッチング電流ｉ₁によってイ
ンダクタＬに逆起電力が発生し、ダイオードＤ₁を通し
て出力側へ電流ｉ ₂を供給する。ここで、巻線ｎ₁に流
れる電流を検出するために、インダクタＬには巻線ｎ₂
が巻いてある。そして、インダクタＬに蓄積されたエネ
ルギがすべて出力側へ供給されると、逆起電力の発生が
なくなり、巻線ｎ₂の端子電圧ｅ₂が０となる。

【０００７】図１２に昇圧チョッパ電源回路３の概略回
路構成図を示す。インダクタＬの巻線ｎ₂の端子電圧ｅ
₂は、スイッチングトランジスタＱ₁のオン期間中は昇
圧チョッパ電源回路３には入力電圧Ｖ_INが入力されるの
で、この時の端子電圧ｅ_{2 (O} _N)は式１で表される。

【０００８】

【式１】

【０００９】また、スイッチングトランジスタＱ₁がオ
フ期間中の端子電圧ｅ_{2 (OFF)}は式２で表される。

【００１０】

【式２】

【００１１】インダクタＬが蓄積エネルギを放出し終わ
ると端子電圧ｅ_{2 (OFF)}が０となり、ＲＳフリップフロ
ップ９をセットして、スイッチングトランジスタＱ₁を
オンにする。よって、インダクタＬの巻線ｎ₁を流れる
スイッチング電流ｉ₁及び端子電圧ｅ₂は、図１３に示
すような波形となる。すなわち、図１４に示すように、
スイッチング電流ｉ₁のピーク値が、脈流電圧の波形に
沿うように、スイッチングトランジスタＱ₁はオフされ
る。

【００１２】さて、図１２に示すように、昇圧チョッパ
電源回路３にはスイッチングトランジスタＱ₁のオン期
間にインダクタＬにのみスイッチング電流ｉ₁が流れて
いる。スイッチングトランジスタＱ₁のオン期間をｔ_ON
とすると、スイッチング電流ｉ₁は時間とともに一次関
数的に増加し、スイッチングトランジスタＱ₁がオンに
なった時点をｔ＝０とすれば、ｔ＝ｔ_ONで最大値ｉ_1Pと
なり、その値は式３で与えられる。

【００１３】

【式３】

【００１４】このスイッチング電流ｉ₁によって、イン
ダクタＬにエネルギＰ_Lが蓄えられる。そしてスイッチ
ング電流ｉ₁の１周期当たりに蓄積されるエネルギは式
４で与えられる。

【００１５】

【式４】

【００１６】しかし、スイッチングトランジスタＱ₁の
スイッチング周波数をｆとすると、単位時間当たりに蓄
積されるエネルギは式５で表される。

【００１７】

【式５】

【００１８】上述したように、スイッチングトランジス
タＱ₁がオフすると、インダクタＬに逆起電力が発生
し、今まで流れていたスイッチング電流ｉ₁と同じ電流
ｉ₂を流し続けようとする。ここで、昇圧チョッパ電源
回路３の直流出力電圧をＶ_O、直流出力電流をＩ_Oとす
ると、インダクタＬの蓄積エネルギ量と直流出力電流Ｉ
_Oとが等しくなるので、式６の関係が成立する。

【００１９】

【式６】

【００２０】ゆえに、式６から出力電圧Ｖ_Oは式７で表
すことができる。

【００２１】

【００２２】式７から明らかなように、入力電圧Ｖ_INや
出力電流Ｉ_Oが変化したらスイッチングトランジスタＱ
₁のオン期間ｔ_ONあるいはスイッチング周波数ｆを変え
てやれば、出力電圧Ｖ_Oを定電圧化することができる。
したがって、出力電圧Ｖ_Oが所望の一定電圧より低くな
ったらオン期間ｔ_ONを長くし、逆に出力電圧Ｖ_Oが所望
の一定電圧より高くなればオン期間ｔ_ONを短くすること
によって、出力電圧Ｖ_Oを所望の一定電圧に保つことが
できるのである。

【００２３】

【発明が解決しようとする課題】ところが、立ち上がり
及び立ち下がり時に、出力電圧が安定するまでにかなり
の時間を要する電源を上記の定電圧電源装置に用いた場
合、昇圧チョッパ電源回路３は、電源電圧が定格電圧に
安定する前の低い電圧から動作を始める。そして、図１
５（ａ）に示すように、この期間は電源電圧の変動が大
きいのでインダクタＬには大きな起電力が発生する。そ
のため、図１５（ｂ）に示すようにインダクタＬに過大
な電流が流れる。しかもスイッチングトランジスタＱ₁
に流れるスイッチング電流ｉ₁のピーク値ｉ_1Pはインダ
クタＬに流れる電流のピーク値に等しいので、スイッチ
ングトランジスタＱ₁には、過大な電流が流れることに
よるストレスが加わる。そして、そのストレスが加わる
時間がある程度長く、図５（ｃ）に示すように出力電圧
Ｖ_Oが安定してからも若干継続するために、スイッチン
グトランジスタＱ₁が破壊されるという問題がある。

【００２４】本発明は上記の問題に鑑みて成されたもの
であり、過大なストレスが加わることなく、負荷に対し
て安定した直流電圧出力を供給できる定電圧電源装置の
提供を目的とするものである。

【００２５】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、上記
目的を達成するために、電源と、この電源から入力され
る電源電圧を断続するスイッチング素子を備え略一定の
直流電圧を出力するチョッパ電源回路と、スイッチング
素子のオン／オフ期間を調整し電源電圧が定格電圧に略
等しい電圧にまで上昇する際には電源電圧の上昇に伴っ
てチョッパ電源回路の出力電圧を上昇させる制御を行い
電源電圧が電源電圧に略等しい時にはチョッパ電源回路
の出力電圧を略一定にする制御を行う制御部とから成る
ことを特徴とするのである。

【００２６】また、請求項２の発明は、上記の制御部
が、電源電圧が定格電圧に略等しい電圧から低い電圧へ
下降する際には電源電圧の下降に伴ってチョッパ電源回
路の出力電圧を下降させる制御を行うことを特徴とする
のである。

【００２７】

【作用】請求項１の発明の構成では、電源と、この電源
から入力される電源電圧を断続するスイッチング素子を
備え略一定の直流電圧を出力するチョッパ電源回路と、
スイッチング素子のオン／オフ期間を調整し電源電圧が
定格電圧よりも低い電圧から定格電圧に略等しい電圧に
まで上昇する際には電源電圧の上昇に伴ってチョッパ電
源回路の出力電圧を上昇させる制御を行い電源電圧が定
格電圧に略等しい時にはチョッパ電源回路の出力電圧を
略一定にする制御を行う制御部とから定電圧電源装置を
構成したので、電源電圧が低い電圧から定格電圧に略等
しい電圧まで上昇する時にチョッパ電源回路に流れる電
流を定格電圧時に流れる電流よりも大きくないレベルに
して、チョッパ電源回路に過大なストレスが加わるのを
防止することができるのである。

【００２８】また、請求項２の発明の構成では、上記の
制御部が、電源電圧が定格電圧に略等しい電圧から低い
電圧へ下降する際には電源電圧の下降に伴ってチョッパ
電源回路の出力電圧を下降させる制御を行うので、電源
電圧が定格電圧に略等しい電圧から定格電圧よりも低い
電圧へ下降する時にチョッパ電源回路に流れる電流を定
格電圧時に流れる電流よりも大きくないレベルにして、
チョッパ電源回路に過大なストレスが加わるのを防止す
ることができる。

【００２９】

【実施例】以下、本発明を実施例に基づいて詳細に説明
する。（実施例１）図１に本実施例の回路構成図を示す。本実
施例は、図１１に示す従来例の定電圧電源装置とほぼ共
通の回路構成をとっており、共通する回路要素等には同
じ番号及び記号を付して説明を省略する。

【００３０】図１に示すように、交流電源１の電源電圧
をダイオードブリッジ２で整流し、抵抗Ｒ₉及びダイオ
ードＤ₂を介して平滑用コンデンサＣ₂を通して制御用
ＩＣ５の内部電源１１に印加している。この平滑用コン
デンサＣ₂に並列に抵抗Ｒ₁₀、Ｒ₁₁を接続して電源電圧
を分圧し、逆流防止用のダイオードＤ₃を介してオペア
ンプ７の出力すなわち乗算器６の入力Ｍ₂に接続してい
る。上記の制御用ＩＣ５、平滑用コンデンサＣ₂、抵抗
Ｒ₁₀、抵抗Ｒ₁₁及び逆流防止用のダイオードＤ ₃によっ
て制御部４を構成している。

【００３１】以下、本実施例の定電圧電源装置の動作を
説明する。まず、交流電源１から交流電圧の供給を開始
すると、平滑用コンデンサＣ₂が電源電圧によって充電
される。それと同時に、昇圧チョッパ電源回路３も動作
を開始して出力電圧Ｖ_Oを出力する。電源電圧が立ち上
がり始めた直後にあっては、出力電圧Ｖ_Oはまだ所定の
電圧レベルよりも低く、したがって、オペアンプ７の出
力電圧は電源電圧が定格電圧に略等しく安定している状
態の時よりも高くなる。そのため、オペアンプ７の出力
電圧が抵抗Ｒ₁₁の両端電圧よりも高くなり、ダイオード
Ｄ₃は導通状態となる。よって、オペアンプ７の出力電
圧は抵抗Ｒ₁₁の両端電圧に略等しくなり、乗算器６の入
力Ｍ₂には抵抗Ｒ₁₁の両端電圧が入力されることにな
る。したがって、電源電圧が立ち上がってから上昇する
過程においては、制御用ＩＣ５には出力電圧Ｖ_Oに比例
した電圧ではなく、電源電圧に比例した電圧が入力さ
れ、制御部４は電源電圧に基づいて昇圧チョッパ電源回
路３を制御するのである。

【００３２】図２（ａ）に示すように、電源電圧が上昇
する過程においては、上述したように乗算器６の入力Ｍ
₂には電源電圧に比例した電圧が入力され、出力電圧Ｖ
_Oには依らない。したがって、乗算器６の出力電圧ＱＭ
は電源電圧の上昇に伴って上昇する。ところで、制御用
ＩＣ５は、乗算器６の出力電圧ＱＭと、スイッチング電
流ｉ ₁を抵抗Ｒ₃で検出した検出電圧とが略等しくなる
とスイッチングトランジスタＱ₁をオフにする。よっ
て、電源電圧の上昇に伴って出力電圧ＱＭが上昇してい
る間は、スイッチングトランジスタＱ₁のオン期間ｔ_ON
もまた電源電圧の上昇に伴って長くなる。したがって、
制御部４は、電源電圧が上昇する過程においては、電源
電圧の上昇に伴ってスイッチングトランジスタＱ₁のオ
ン期間ｔ_ONを長くし、結果的に、図２（ｃ）に示すよう
に出力電圧Ｖ_Oを上昇させる制御を行っている。よっ
て、インダクタＬを流れる電流も、図２（ｂ）に示すよ
うに電源電圧の上昇に伴って徐々に上昇するのである。

【００３３】次に、電源電圧が上昇して定格電圧に略等
しく安定している期間は、平滑用コンデンサＣ₂の両端
電圧は制御用ＩＣ５の内部電源１１の両端に挿入された
ツェナーダイオード１２のツェナー電圧Ｖ_ZD＝１４Ｖに
略等しく固定される。すなわち、電源電圧が定格電圧に
略等しい電圧から多少変動しても、平滑用コンデンサＣ
₂の両端電圧はツェナー電圧Ｖ_ZDに略等しく一定となる
ので、抵抗Ｒ₁₁の両端電圧もまた略一定になる。この
時、昇圧チョッパ電源回路３の出力電圧Ｖ_Oを検出する
ための抵抗Ｒ₅の両端電圧は、上記の抵抗Ｒ₁₁の両端電
圧よりも低くなるようにしている。したがって、電源電
圧が定格電圧に略等しく安定している期間は、ダイオー
ドＤ₃は非導通状態となり、オペアンプ７の反転入力に
は抵抗Ｒ₅の両端電圧すなわち出力電圧Ｖ_Oに比例した
電圧が入力される。その結果、制御部４は、従来例で説
明したように出力電圧Ｖ_Oの変動を抑制して略一定にす
る制御を行うのである。

【００３４】逆に、電源電圧の立ち下がりにおいては、
抵抗Ｒ₁₁の両端電圧が出力電圧Ｖ_Oを検出している抵抗
Ｒ₅の両端電圧よりも低くなった時点からダイオードＤ
₃が導通状態となり、上述した電源電圧の立ち上がりの
場合と逆に、制御部４は電源電圧の下降に伴って出力電
圧Ｖ_Oを下降させる制御を行うのである。つまり、図３
に示すように、電源電圧が定格電圧にまで上昇する立ち
上がり期間Ａ、及び電源電圧が定格電圧から下降する立
ち下がり期間Ｃにおいては、制御部４は、電源電圧の上
昇及び下降に伴って出力電圧Ｖ_Oを上昇及び下降させる
制御を行うので、スイッチングトランジスタＱ₁等に加
わるストレスが軽減されるのである。そして、電源電圧
が定格電圧に略等しい期間Ｂにおいては、出力電圧Ｖ_O
の電圧変動を抑制して略一定に保つ制御を行っている。

【００３５】（実施例２）本実施例の概略回路構成図を
図４に示す。図１１に示す従来例の定電圧電源装置とほ
ぼ共通の回路構成をとっており、共通する回路要素等に
は同じ番号及び記号を付して説明を省略する。本実施例
においては、実施例１と同様に交流電源１から制御用Ｉ
Ｃ５に電源を供給するための電源ラインに、この電源ラ
インに挿入された平滑用コンデンサＣ₂と並列に抵抗Ｒ
₁₀、Ｒ₁₁を接続している。これら２つの抵抗Ｒ₁₀、Ｒ₁₁
で電源電圧に比例した電圧を分圧して比較器１４の非反
転入力に入力し、比較器１４の反転入力に基準電圧Ｖ₁
を入力している。この比較器１４の出力はトランジスタ
Ｑ₂のベースに接続してあって、このトランジスタＱ ₂
のコレクタをツェナーダイオードＺＤ₁を介して接地
し、エミッタをオペアンプ７の出力に接続している。上
記の制御用ＩＣ５、平滑用コンデンサＣ₂、抵抗Ｒ₁₀、
抵抗Ｒ₁₁、比較器１４、トランジスタＱ₂及びツェナー
ダイオードＺＤ₁とによって制御部１３を構成してい
る。

【００３６】以下、本実施例の動作を説明する。まず比
較器１４は、基準電圧Ｖ₁と抵抗Ｒ ₁₁の両端電圧とを比
較し、抵抗Ｒ₁₁の両端電圧が基準電圧Ｖ₁よりも低い時
には出力をＨにし、抵抗Ｒ₁₁の両端電圧が基準電圧Ｖ₁
よりも高い時には出力をＬにする。なお、基準電圧Ｖ₁
は、電源電圧が定格電圧に略等しい時に抵抗Ｒ₁₁の両端
電圧と略等しくなる値に設定している。したがって、電
源電圧が定格電圧に略等しい時には比較器１４の出力は
Ｌとなり、電源電圧の立ち上がりまたは立ち下がりのよ
うに定格電圧よりも低い時には比較器１４の出力はＨと
なる。

【００３７】さて、電源電圧が立ち上がって上昇する過
程においては、抵抗Ｒ₁₁の両端電圧は基準電圧Ｖ₁より
も低くなるので、比較器１４の出力はＨとなりトランジ
スタＱ₂はオンになる。トランジスタＱ₂がオンであれ
ば、オペアンプ７の出力電圧はツェナーダイオードＺＤ
₁のツェナー電圧に略等しい電圧に固定される。よっ
て、実施例１と同じように、乗算器６の入力Ｍ₂はツェ
ナー電圧に略等しく一定となるので、結局制御部４は電
源電圧の上昇に伴って出力電圧Ｖ_Oを上昇させる制御を
行う。

【００３８】そして、電源電圧が定格電圧に略等しくな
ると、比較器１４の出力はＬに反転し、トランジスタＱ
₂はオフとなる。トランジスタＱ₂がオフになれば、ツ
ェナーダイオードＺＤ₁とオペアンプ７の出力とは開放
状態になるので、オペアンプ７の出力は出力電圧Ｖ_Oに
応じて変化する。したがって、制御部４は、出力電圧Ｖ
_Oの変動を抑制し略一定にする制御を行うのである。

【００３９】逆に、電源電圧が定格電圧に略等しい電圧
から下降する過程においては、オペアンプ７の出力電圧
はツェナーダイオードＺＤ₁のツェナー電圧に略等しい
電圧に固定されるので、制御部４は電源電圧の下降に伴
って出力電圧Ｖ_Oを下降させる制御を行う。したがっ
て、実施例１と同様に、電源電圧の上昇あるいは下降に
ともなって、出力電圧Ｖ_Oが徐々に上昇あるいは下降す
ることになり、スイッチングトランジスタＱ₁等に加わ
るストレスが軽減されるのである。

【００４０】（実施例３）本実施例の概略回路構成図を
図５に示す。図１１に示す従来例の定電圧電源装置とほ
ぼ共通の回路構成をとっており、共通する回路要素等に
は同じ番号及び記号を付して説明を省略する。本実施例
においては、交流電源１から制御用ＩＣ５に電源を供給
するための電源ラインに、この電源ラインに挿入された
平滑用コンデンサＣ₂と並列にカレントミラー回路１６
を接続している。このカレントミラー回路１６は、特性
の揃った２つのトランジスタＱ₃、Ｑ₄のベース同士を
接続し、双方のエミッタをアースして、トランジスタＱ
₃のコレクタに抵抗Ｒ₁₂を接続し、トランジスタＱ₃の
コレクタとベースとを接続して成るものである。そし
て、トランジスタＱ₄のコレクタは、昇圧チョッパ電源
回路３の出力電圧Ｖ_Oを分圧して検出信号を得るための
抵抗Ｒ₅に並列に接続している。上記の制御用ＩＣ５、
平滑用コンデンサＣ₂、抵抗Ｒ₄、抵抗Ｒ₅及びカレン
トミラー回路１６によって制御部１５を構成している。

【００４１】次に本実施例の動作を説明する。まず、電
源電圧が定格電圧に略等しい電圧まで上昇する過程にお
いては、カレントミラー回路１６のトランジスタＱ₃に
は電源電圧の上昇に伴って増大するコレクタ電流が流れ
る。それに対して、トランジスタＱ₄はこのトランジス
タＱ₃とカレントミラー回路１６を構成しているので、
トランジスタＱ₄にはトランジスタＱ₃のコレクタ電流
と等しいコレクタ電流が流れるが、トランジスタＱ₄の
コレクタ電流は出力電圧Ｖ_Oには依らない。また、この
期間は出力電圧Ｖ_Oによって抵抗Ｒ₅に流れる電流は上
記のコレクタ電流よりも小さいので、抵抗Ｒ₅の両端電
圧はトランジスタＱ₄における電圧効果分に等しく略一
定になる。よって、実施例１及び実施例２と同様に、乗
算器６の入力Ｍ₂は略一定になるので、制御部１５は電
源電圧の上昇に伴って出力電圧Ｖ _Oを上昇させる制御を
行う。

【００４２】そして、電源電圧が定格電圧に略等しくな
ると、カレントミラー回路１６を流れるコレクタ電流は
ほぼ一定になるが、出力電圧Ｖ_Oは電源電圧よりも高い
ので抵抗Ｒ₅に流れる電流は上記のコレクタ電流よりも
大きくなる。したがって、抵抗Ｒ₅の両端電圧は出力電
圧Ｖ_Oに応じて変動し、オペアンプ７にはその変動する
出力電圧Ｖ_Oに応じた電圧が入力される。よって、制御
部１５は、出力電圧Ｖ _Oの変動を抑制し略一定にする制
御を行う。

【００４３】逆に、電源電圧が下降する過程において
は、抵抗Ｒ₅の両端電圧はトランジスタＱ₄における電
圧効果分に等しく略一定になり、制御部１５は電源電圧
の下降に伴って出力電圧Ｖ_Oを下降させる制御を行う。
したがって、実施例１、２と同様に、電源電圧の上昇あ
るいは下降にともなって、出力電圧Ｖ_Oが徐々に上昇あ
るいは下降することになり、スイッチングトランジスタ
Ｑ₁等に加わるストレスが軽減されるのである。

【００４４】なお、上記の実施例１〜３においては昇圧
チョッパ電源回路の例を示したが、降圧チョッパ電源回
路、昇降圧チョッパ電源回路等を用いた定電圧電源装置
にも本発明の技術的思想を適用することは可能である。（実施例４）本実施例の概略回路構成図を図６に示す。
交流電源１の電源電圧をダイオードブリッジ２で整流
し、インダクタＬ₁、スイッチングトランジスタＱ₁、
逆流防止用ダイオードＤ₁及び平滑用コンデンサＣ₁と
から成るチョッパ電源回路１７で略一定の直流出力電圧
Ｖ_Oを得ている点は、従来例及び実施例１〜３の定電圧
電源装置とほぼ共通である。しかし、本実施例における
定電圧電源装置のチョッパ電源回路１４の制御方式は、
上記従来例及び実施例１〜３の制御用ＩＣ５（シーメン
ス社製ＴＤＡ４８１４）を用いた制御方式とは異なるも
のである。

【００４５】図６に示すように、ＲＳフリップフロップ
１９の出力ＯがスイッチングトランジスタＱ₁のゲート
に入力してあり、反転出力ＲＯはスイッチングトランジ
スタＱ₇のベースに入力している。また、ＲＳフリップ
フロップ１９のセット入力Ｓには、チョッパ電源回路１
７のアース側に接続した抵抗Ｒ₁₃を流れる電流を検出す
る検出器２０の出力を入力しており、リセット入力Ｒに
は比較器２１の出力を入力している。この比較器２１の
反転入力にはオペアンプ２２の出力が入力されていて、
オペアンプ２２は、出力電圧Ｖ_Oを抵抗Ｒ₄、Ｒ₅で分
圧した入力電圧を基準電圧Ｖ_refと比較し、その差分に
比例した電圧を出力している。比較器２１の非反転入力
にはコンデンサＣ₅の両端電圧Ｖ_Cを入力し、さらにス
イッチングトランジスタＱ₇のコレクタと接続してい
る。

【００４６】図６中２３は、特性の揃った２つのトラン
ジスタＱ₅、Ｑ₆より成るカレントミラー回路であり、
コンデンサＣ₅はトランジスタＱ₆のエミッタに接続し
てある。また、トランジスタＱ₅のエミッタには抵抗Ｒ
₁₄が接続してあり、直流電源Ｅの電圧と抵抗Ｒ₁₄によっ
て決まるコレクタ電流が流れ、トランジスタＱ₆にもト
ランジスタＱ₅のコレクタ電流に等しいコレクタ電流が
流れる。ゆえに、コンデンサＣ₅はこのコレクタ電流に
よって充電され、その充電時におけるコンデンサＣ₅の
両端電圧Ｖ_Cの上昇率は略一定であり、その上昇率は抵
抗Ｒ₁₄の抵抗値とコンデンサＣ₅の容量とで決まる。さ
らに、チョッパ電源回路１７の前段に抵抗Ｒ₉と逆流防
止用のダイオードＤ₂を介してコンデンサＣ₇と抵抗Ｒ
₁₅を並列に接続し、さらに逆流防止用のダイオードＤ₃
を介して出力電圧Ｖ_O検出用の抵抗Ｒ₅に並列に接続し
ている。

【００４７】上記のＲＳフリップフロップ１９、検出器
２０、比較器２１、オペアンプ２２、カレントミラー回
路２３、コンデンサＣ₇、抵抗Ｒ₁₅及びダイオードＤ₃
によって制御部１８を構成している。いま、スイッチン
グトランジスタＱ₁がオンの時には、ＲＳフリップフロ
ップ１９の反転出力ＲＯはＬであるので、スイッチング
トランジスタＱ₇はオフとなる。よって、比較器２１の
非反転入力にはコンデンサＣ₅の両端電圧Ｖ_Cが入力さ
れる。そして、このコンデンサＣ₅の両端電圧Ｖ_Cがオ
ペアンプ２２の出力電圧と等しくなると、比較器２１の
出力が反転し、ＲＳフリップフロップ１９の出力Ｏが反
転してスイッチングトランジスタＱ₁がオフになる。ス
イッチングトランジスタＱ₁がオフになるとインダクタ
Ｌ₁を流れていた電流で逆起電力が発生し、ダイオード
Ｄ₁を通して出力側へ電流を供給する。そして、インダ
クタＬ₁が蓄積エネルギを供給し終わると抵抗Ｒ₁₃に流
れる電流が０になる。それを検出器２０で検出して、検
出器２０の出力が反転する。すると、ＲＳフリップフロ
ップ１９の出力Ｏが反転してスイッチングトランジスタ
Ｑ₁がオンとなる。

【００４８】一方、スイッチングトランジスタＱ₁がオ
フ期間中には、ＲＳフリップフロップ１９の反転出力Ｒ
ＯがＨになるのでスイッチングトランジスタＱ₇はオン
となり、コンデンサＣ₅の蓄積電荷がスイッチングトラ
ンジスタＱ₇を通して放電する。そして、スイッチング
トランジスタＱ₁がオンになればスイッチングトランジ
スタＱ₇がオフとなり、再度トランジスタＱ₆のコレク
タ電流によってコンデンサＣ₅が充電される。

【００４９】上述のように、電源電圧が定格電圧に略等
しくほぼ一定であるときには、オペアンプ２２の出力は
略一定となるので、スイッチングトランジスタＱ₁のオ
ン期間も略一定となり、インダクタＬ₁を流れる電流波
形は図７に示すようになる。上記の場合、電源電圧がコ
ンデンサＣ₇の両端電圧より高いと、コンデンサＣ ₇に
はダイオードＤ₂を通して充電電流が流れ込み、電源電
圧から抵抗Ｒ₉での電圧降下分を差し引いた電圧に略等
しくなるまで充電される。逆に電源電圧がコンデンサＣ
₇の両端電圧より低くなると、ダイオードＤ₂が非導通
となり、コンデンサＣ₇の蓄積電荷は抵抗Ｒ₁₅を通して
放電され、電源電圧に略等しい電圧にまで下降する。よ
って、コンデンサＣ₇の両端電圧は、ダイオードＤ₂と
抵抗Ｒ ₁₅とによって略一定に保たれる。また、この場合
には、コンデンサＣ₇の両端電圧がチョッパ電源回路１
７の出力検出用の抵抗Ｒ₅の両端電圧よりも高くなるよ
うに設定している。したがって、ダイオードＤ₃は非導
通となり、オペアンプ２２には出力電圧Ｖ_Oに比例した
抵抗Ｒ₅の両端電圧が入力されので、制御部１８は、出
力電圧Ｖ_Oの変動を抑制し略一定にする制御を行う。

【００５０】一方、電源電圧が定格電圧に略等しくなる
まで上昇する過程においては、コンデンサＣ₇の両端電
圧は抵抗Ｒ₅の両端電圧よりも低くなる。よって、ダイ
オードＤ₃が導通状態となり、オペアンプ２２にはコン
デンサＣ₇の両端電圧に略等しい電圧が入力される。こ
の場合には、コンデンサＣ₇の両端電圧は電源電圧の上
昇に伴って上昇するので、制御部１８は、電源電圧の上
昇に伴って出力電圧Ｖ _Oを上昇させる制御を行う。

【００５１】逆に、電源電圧が定格電圧より低い電圧に
下降する過程においては、電源電圧の下降に伴って、コ
ンデンサＣ₇の蓄積電荷が抵抗Ｒ₁₅を通して放電し、コ
ンデンサＣ₇の両端電圧は電源電圧の下降に伴って下降
し抵抗Ｒ₅の両端電圧よりも低くなる。よって、オペア
ンプ２２にはコンデンサＣ₇の両端電圧に略等しい電圧
が入力されるので、制御部１８は、電源電圧の下降に伴
って出力電圧Ｖ_Oを下降させる制御を行う。

【００５２】したがって、実施例１〜３と同様に、電源
電圧の上昇あるいは下降にともなって、出力電圧Ｖ_Oが
徐々に上昇あるいは下降することになり、スイッチング
トランジスタＱ₁等に加わるストレスが軽減されるので
ある。（実施例５）本実施例の概略回路構成図を図８に示す。
交流電源１の電源電圧をダイオードブリッジ２で整流
し、インダクタＬ₁、スイッチングトランジスタＱ₁、
逆流防止用ダイオードＤ₁及び平滑用コンデンサＣ₁と
から成るチョッパ電源回路２４で略一定の直流出力電圧
Ｖ_Oを得ている点は、従来例及び実施例１〜４とほぼ共
通である。

【００５３】本実施例においては、図８に示すように、
制御用ＩＣ２６（シャープ社製ＩＲ３Ｍ０２）の６番ピ
ンに接続した抵抗Ｒ₁₆と、５番ピンに接続したコンデン
サＣ ₈とで決まる時定数による三角波を、この制御用Ｉ
Ｃ２６内部で発生している。そして、チョッパ電源回路
２４の出力電圧Ｖ_Oを抵抗Ｒ₄、Ｒ₅で分圧した検出電
圧すなわち抵抗Ｒ₅の両端電圧を１番ピンに入力してい
る。また、１２番ピンに抵抗Ｒ₉及びダイオードＤ₂を
介して電源電圧を入力している。この１２番ピンにはト
ランジスタＱ₁₀のコレクタと、バイアス抵抗Ｒ₂₀を介し
てトランジスタＱ₁₂のコレクタ及びトランジスタＱ₁₀と
トランジスタＱ₁₁のベースと、同じくバイアス抵抗Ｒ₁₈
を介してトランジスタＱ₁₂のベースとを接続している。
さらに、トランジスタＱ₁₁のコレクタと、トランジスタ
Ｑ₁₂のエミッタとを接地し、トランジスタＱ₁₂のベース
を抵抗Ｒ₁₉を介して接地している。また、トランジスタ
Ｑ ₁₂のベースは８番及び１１番ピンにも接続している。

【００５４】そして、抵抗Ｒ₉及びダイオードＤ₂を介
して、ツェナーダイオードＺＤ₂と、コンデンサＣ
₉と、トランジスタＱ₈、Ｑ₉及び抵抗Ｒ₁₇から成るカ
レントミラー回路２７とを接地し、トランジスタＱ₉の
コレクタを抵抗Ｒ₅に接続している。上記の制御用ＩＣ
２６、カレントミラー回路２７、コンデンサＣ₉、ツェ
ナーダイオードＺＤ₂、トランジスタＱ₁₀〜Ｑ₁₂等から
制御部２５を構成している。

【００５５】さて、電源電圧が定格電圧に略等しいとき
には以下のような動作を行う。すなわち、図９に示すよ
うに、制御用ＩＣ２６は上記の抵抗Ｒ₅の両端電圧が三
角波の電圧以下である時には、トランジスタＱ₁₂をオフ
にする。トランジスタＱ₁₂がオフになれば、トランジス
タＱ₁₀及びトランジスタＱ₁₁はともにオンとなり、スイ
ッチングトランジスタＱ₁もオンとなる。逆に、抵抗Ｒ
₅の両端電圧が三角波の電圧以上である時には、トラン
ジスタＱ₁₂をオンにしてトランジスタＱ₁₀及びトランジ
スタＱ₁₁をともにオフにし、結果的にスイッチングトラ
ンジスタＱ₁をオフにする。上述のような制御を行うこ
とによって、制御部２５は出力電圧Ｖ_Oを略一定に制御
している。そして、図１０に示すように、交流電源１の
電源電圧が定格電圧に略等しい時にはスイッチングトラ
ンジスタＱ₁のオンする周波数は略一定となる。

【００５６】一方、電源電圧が定格電圧に略等しい電圧
に上昇する過程においては、コンデンサＣ₉の両端には
電源電圧に比例して上昇する電圧が生じる。そして、カ
レントミラー回路２７の２つのトランジスタＱ₈、Ｑ₉
には、コンデンサＣ₉の両端電圧に比例したコレクタ電
流が同時に流れる。したがって、実施例３と同様に抵抗
Ｒ₅の両端電圧はトランジスタＱ₉における電圧効果分
に等しく略一定になる。ところで、制御用ＩＣ２６の内
部で発生する三角波のピーク値は、制御用ＩＣ２６に入
力される電源電圧に比例し、その上昇とともに高くなる
ので、スイッチングトランジスタＱ₁のオン期間ｔ_ONも
また電源電圧の上昇に伴って長くなる。よって、制御部
２５は、電源電圧の上昇に伴って出力電圧Ｖ_Oを上昇さ
せる制御を行う。

【００５７】そして、電源電圧が定格電圧に略等しくな
ると、カレントミラー回路２７を流れるコレクタ電流は
ほぼ一定になる。このとき、出力電圧Ｖ_Oは電源電圧よ
りも高いので抵抗Ｒ₅に流れる電流は上記のコレクタ電
流よりも大きくなるように設定しているので、抵抗Ｒ₅
の両端電圧は出力電圧Ｖ_Oに応じて変動し、制御用ＩＣ
２６にはその変動する出力電圧Ｖ_Oに応じた入力電圧が
入力される。よって、制御部２５は、出力電圧Ｖ_Oの変
動を抑制し略一定にする制御を行う。

【００５８】逆に、電源電圧が下降する過程において
は、抵抗Ｒ₅の両端電圧はトランジスタＱ₉における電
圧効果分に等しく略一定になり、制御部２５は電源電圧
の下降に伴って出力電圧Ｖ_Oを下降させる制御を行う。
したがって、実施例１〜４と同様に、電源電圧の上昇あ
るいは下降にともなって、出力電圧Ｖ_Oが徐々に上昇あ
るいは下降することになり、スイッチングトランジスタ
Ｑ₁等に加わるストレスが軽減されるのである。

【００５９】

【発明の効果】請求項１の発明は、電源と、この電源か
ら入力される電源電圧を断続するスイッチング素子を備
え略一定の直流電圧を出力するチョッパ電源回路と、ス
イッチング素子のオン／オフ期間を調整し電源電圧が定
格電圧よりも低い電圧から定格電圧に略等しい電圧にま
で上昇する際には電源電圧の上昇に伴ってチョッパ電源
回路の出力電圧を上昇させる制御を行い電源電圧が定格
電圧に略等しい時にはチョッパ電源回路の出力電圧を略
一定にする制御を行う制御部とから定電圧電源装置を構
成したので、電源電圧が定格電圧に略等しい電圧にまで
上昇する過程においては、チョッパ電源回路に流れる電
流を定格電圧時に流れる電流よりも大きくないレベルに
することができる。その結果、電源電圧の立ち上がり時
にスイッチング素子等に過大なストレスが加わってスイ
ッチング素子等が破壊されるのを防ぐとともに、負荷に
対して安定した直流出力電圧を供給できるという効果が
ある。

【００６０】また、請求項２の発明は、上記の制御部
が、電源電圧が定格電圧に略等しい電圧から低い電圧へ
下降する際には、電源電圧の下降に伴ってチョッパ電源
回路の出力電圧を下降させる制御を行うので、電源電圧
が定格電圧から低い電圧へ下降する過程においては、チ
ョッパ電源回路に流れる電流を定格電圧時に流れる電流
よりも大きくないレベルにすることができる。その結
果、電源電圧の立ち下がり時にスイッチング素子等に過
大なストレスが加わるのを防止することができるという
効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施例１を示す概略回路構成図である。

【図２】同上の動作を説明するための図であり、（ａ）
は電源電圧の立ち上がり時の電源電圧の波形図、（ｂ）
は電源電圧の立ち上がり時のインダクタ電流の波形図、
（ｃ）は電源電圧の立ち上がり時の出力電圧Ｖ_Oの波形
図である。

【図３】本実施例における電源電圧レベルの変化を示す
図である。

【図４】実施例２を示す概略回路構成図である。

【図５】実施例３を示す概略回路構成図である。

【図６】実施例４を示す概略回路構成図である。

【図７】同上のインダクタ電流を示す波形図である。

【図８】実施例５を示す概略回路構成図である。

【図９】同上の制御用ＩＣの動作を説明するタイムチャ
ートである。

【図１０】同上のインダクタ電流を示す波形図である。

【図１１】従来例を示す概略回路構成図である。

【図１２】同上の昇圧チョッパ電源回路部を示す概略回
路構成図である。

【図１３】同上のインダクタ電流及びインダクタの巻線
ｎ₂に生じる電圧を示す波形図である。

【図１４】同上のインダクタ電流を示す波形図である。

【図１５】同上の動作を説明するための図であり、
（ａ）は電源電圧の立ち上がり時の電源電圧の波形図、
（ｂ）は電源電圧の立ち上がり時のインダクタ電流の波
形図、（ｃ）は電源電圧の立ち上がり時の出力電圧Ｖ_O
の波形図である。

【符号の説明】

１交流電源２ダイオードブリッジ３昇圧チョッパ電源回路４制御部５制御用ＩＣ６乗算器７オペアンプ８比較器９ＲＳフリップフロップ１０ドライバ１１内部電源１２ツェナーダイオードＱ₁ スイッチングトランジスタＲ₁〜Ｒ₁₁ 抵抗Ｃ₁〜Ｃ₄ コンデンサＤ₁〜Ｄ₃ ダイオードＬインダクタｎ₁、ｎ₂ 巻線ｅ₂ 巻線ｎ₂の両端電圧Ｖ_O 出力電圧

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】電源と、この電源から入力される電源電
圧を断続するスイッチング素子を備え略一定の直流電圧
を出力するチョッパ電源回路と、スイッチング素子のオ
ン／オフ期間を調整し電源電圧が定格電圧に略等しい電
圧にまで上昇する際には電源電圧の上昇に伴ってチョッ
パ電源回路の出力電圧を上昇させる制御を行い電源電圧
が定格電圧に略等しい時にはチョッパ電源回路の出力電
圧を略一定にする制御を行う制御部とから成ることを特
徴とする定電圧電源装置。
【請求項２】上記の制御部は、電源電圧が定格電圧に
略等しい電圧から低い電圧へ下降する際には電源電圧の
下降に伴ってチョッパ電源回路の出力電圧を下降させる
制御を行うことを特徴とする請求項１記載の定電圧電源
装置。