JPH0632473B2 - Ｐｌｌ誤差演算回路 - Google Patents
Ｐｌｌ誤差演算回路Info
- Publication number
- JPH0632473B2 JPH0632473B2 JP61293714A JP29371486A JPH0632473B2 JP H0632473 B2 JPH0632473 B2 JP H0632473B2 JP 61293714 A JP61293714 A JP 61293714A JP 29371486 A JP29371486 A JP 29371486A JP H0632473 B2 JPH0632473 B2 JP H0632473B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- value
- burst
- amplitude
- sign
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Landscapes
- Color Television Systems (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、テレビジョンの映像信号のバースト信号にサ
ンプリングクロックをロックするＰＬＬの誤差演算回路
に関するものである。
ンプリングクロックをロックするＰＬＬの誤差演算回路
に関するものである。
第４図は、例えば特開昭５９−１６４９１号公報に示さ
れた従来のＰＬＬ誤差演算回路である。第４図におい
て、１は遅延素子、２は符号反転器、３，８は加算器、
４，５は累算器、６はｔａｎθ（θ：現時点のサンプル
位相）信号が入力される乗算器、７は符号反転器であ
る。
れた従来のＰＬＬ誤差演算回路である。第４図におい
て、１は遅延素子、２は符号反転器、３，８は加算器、
４，５は累算器、６はｔａｎθ（θ：現時点のサンプル
位相）信号が入力される乗算器、７は符号反転器であ
る。
次に動作について説明する。第５図は入力映像信号のバ
ースト信号部分を示す波形図である。サンプリングクロ
ックを４sc（sc：色副搬送波周波数）に選んだ場
合、バースト信号の１周期に４点のサンプリング点が存
在する。このサンプリング点をＰ4j，Ｐ4j-1，Ｐ4j-2，
Ｐ4j-3とし、これらの点における振幅を（Ｐ4j），（Ｐ
4j-1），（Ｐ4j-2），（Ｐ4j-3）とする。また、バース
ト信号の振幅の半分をｂ，同期信号の大きさをａとし、
同期信号の頭を基準にデジタル変換する。通常バースト
信号は８周期含まれるが、いま仮にｋ周期とし、ＰＬＬ
の誤差信号Ｅｒを次式で得る。
ースト信号部分を示す波形図である。サンプリングクロ
ックを４sc（sc：色副搬送波周波数）に選んだ場
合、バースト信号の１周期に４点のサンプリング点が存
在する。このサンプリング点をＰ4j，Ｐ4j-1，Ｐ4j-2，
Ｐ4j-3とし、これらの点における振幅を（Ｐ4j），（Ｐ
4j-1），（Ｐ4j-2），（Ｐ4j-3）とする。また、バース
ト信号の振幅の半分をｂ，同期信号の大きさをａとし、
同期信号の頭を基準にデジタル変換する。通常バースト
信号は８周期含まれるが、いま仮にｋ周期とし、ＰＬＬ
の誤差信号Ｅｒを次式で得る。
φはバースト信号とサンプリングタイミングの位相差で
あり、（Ｐ4j-3）＝ａ＋ｂ・ｓｉｎθ，（Ｐ4j-2）＝ａ
＋ｂ・ｃｏｓθ，（Ｐ4j-1）＝ａ−ｂ・ｓｉｎθ，（Ｐ
4j）＝ａ−ｂ・ｃｏｓθとおけば、誤差信号Ｅｒは次式
のようになる。
あり、（Ｐ4j-3）＝ａ＋ｂ・ｓｉｎθ，（Ｐ4j-2）＝ａ
＋ｂ・ｃｏｓθ，（Ｐ4j-1）＝ａ−ｂ・ｓｉｎθ，（Ｐ
4j）＝ａ−ｂ・ｃｏｓθとおけば、誤差信号Ｅｒは次式
のようになる。
Ｅｒ＝２ｋｂ・ｓｉｎ（θ−φ）／ｃｏｓφ 従って、サンプルクロックが位相φでロックした時に誤
差がゼロとなる。またｔａｎφを与えることによりロッ
ク位相を変化させている。これらの演算を実行する回路
が第４図に示すＰＬＬ誤差演算回路である。
差がゼロとなる。またｔａｎφを与えることによりロッ
ク位相を変化させている。これらの演算を実行する回路
が第４図に示すＰＬＬ誤差演算回路である。
実際に送信されてくる放送波のバースト信号波形は、第
２図に示すように、正弦波状の包絡線を持つ。従来の誤
差演算回路は、バースト期間、誤差信号を累算するた
め、包絡線によるバースト信号振幅変化による影響で、
誤差信号に誤差があるという欠点があった。
２図に示すように、正弦波状の包絡線を持つ。従来の誤
差演算回路は、バースト期間、誤差信号を累算するた
め、包絡線によるバースト信号振幅変化による影響で、
誤差信号に誤差があるという欠点があった。
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、そ
の目的とするところは、より正確な誤差信号を与えるこ
とのできるＰＬＬ誤差演算回路を提供することにある。
の目的とするところは、より正確な誤差信号を与えるこ
とのできるＰＬＬ誤差演算回路を提供することにある。
このような目的を達成するために本発明は、色副搬送波
周波数の４倍でサンプリングされたテレビジョンの映像
信号から分離された色信号に含まれるバースト信号に振
幅の絶対値が最大となるサンプル点を見つけると共に、
このサンプル点のバースト信号の正負に応じた符号信号
を出力する制御回路と、この制御回路で見つけたサンプ
ル点の１つ後のサンプル点のバースト信号値から１つ前
のサンプル点のバースト信号値を減じる減算器と、この
減算器の出力の符号を反転する符号反転器と、減算器の
出力と符号反転器の出力のどちらかを制御回路から出力
される符号信号に従い出力するセレクタとを設けるよう
にしたものである。
周波数の４倍でサンプリングされたテレビジョンの映像
信号から分離された色信号に含まれるバースト信号に振
幅の絶対値が最大となるサンプル点を見つけると共に、
このサンプル点のバースト信号の正負に応じた符号信号
を出力する制御回路と、この制御回路で見つけたサンプ
ル点の１つ後のサンプル点のバースト信号値から１つ前
のサンプル点のバースト信号値を減じる減算器と、この
減算器の出力の符号を反転する符号反転器と、減算器の
出力と符号反転器の出力のどちらかを制御回路から出力
される符号信号に従い出力するセレクタとを設けるよう
にしたものである。
本発明に係る誤差演算回路においては、バースト信号振
幅の最大または最小の点の前後の点がサンプル点とな
る。
幅の最大または最小の点の前後の点がサンプル点とな
る。
まず本発明に係わる誤差演算回路の原理について説明す
る。Ａ／Ｄコンバータで量子化された後、Ｙ／Ｃ分離さ
れたカラー信号は、バースト信号を含み、その波形は第
２図に示すようなものである。バースト信号の振幅を
ｂ、その包絡線の振幅をｓｉｎωｔとおくと、バースト
信号波形はｂ・ｓｉｎ２πscｔ・ｓｉｎωｔとおけ
る。第２図に示すバースト信号の振幅の最大値を与える
サンプル点Ｐmの値はバースト信号振幅ｂと一致する
が、サンプル位相がθだけずれているとすると、サンプ
ル点Ｐmの振幅（Ｐm）は、 （Ｐm）≒ｂ・ｃｏｓθ で与えられる。
る。Ａ／Ｄコンバータで量子化された後、Ｙ／Ｃ分離さ
れたカラー信号は、バースト信号を含み、その波形は第
２図に示すようなものである。バースト信号の振幅を
ｂ、その包絡線の振幅をｓｉｎωｔとおくと、バースト
信号波形はｂ・ｓｉｎ２πscｔ・ｓｉｎωｔとおけ
る。第２図に示すバースト信号の振幅の最大値を与える
サンプル点Ｐmの値はバースト信号振幅ｂと一致する
が、サンプル位相がθだけずれているとすると、サンプ
ル点Ｐmの振幅（Ｐm）は、 （Ｐm）≒ｂ・ｃｏｓθ で与えられる。
また、サンプル点Ｐmの前後のサンプル点Ｐm+1とＰm-1
の振幅（Ｐm+1）と（Ｐm-1）は、包絡線振幅の影響によ
りｂが変化したものをｂ′とすれば、それぞれ、 （Ｐm+1）≒ｂ′・ｓｉｎθ （Ｐm-1）≒−ｂ′・ｓｉｎθ で与えられる。
の振幅（Ｐm+1）と（Ｐm-1）は、包絡線振幅の影響によ
りｂが変化したものをｂ′とすれば、それぞれ、 （Ｐm+1）≒ｂ′・ｓｉｎθ （Ｐm-1）≒−ｂ′・ｓｉｎθ で与えられる。
ここで、誤差信号として（Ｐm+1）−（Ｐm-1）を計算す
れば、 （Ｐm+1）−（Ｐm-1）＝２ｂ′・ｓｉｎθ を得る。
れば、 （Ｐm+1）−（Ｐm-1）＝２ｂ′・ｓｉｎθ を得る。
また、波形によっては、第３図に示すように、バースト
信号波形の振幅最大の絶対値より振幅最小の絶対値の方
が大きい場合がある。最小振幅となるサンプル点を第３
図のＰ′mで示す。この場合には、サンプル点Ｐ′mの前
後のサンプル点をＰ′m-1，Ｐ′m+1とし、これらの点の
振幅を（Ｐ′m-1），（Ｐ′m+1）とすれば、 （Ｐ′m+1）≒−ｂ′・ｓｉｎθ （Ｐ′m-1）≒ｂ′・ｓｉｎθ となるから、 −〔（Ｐ′m+1）−（Ｐ′m-1）〕 ＝２ｂ′・ｓｉｎθ として誤差信号を得ればよい。
信号波形の振幅最大の絶対値より振幅最小の絶対値の方
が大きい場合がある。最小振幅となるサンプル点を第３
図のＰ′mで示す。この場合には、サンプル点Ｐ′mの前
後のサンプル点をＰ′m-1，Ｐ′m+1とし、これらの点の
振幅を（Ｐ′m-1），（Ｐ′m+1）とすれば、 （Ｐ′m+1）≒−ｂ′・ｓｉｎθ （Ｐ′m-1）≒ｂ′・ｓｉｎθ となるから、 −〔（Ｐ′m+1）−（Ｐ′m-1）〕 ＝２ｂ′・ｓｉｎθ として誤差信号を得ればよい。
テレビジョン放送波においては、ｎライン目のバースト
信号が第２図に示すような信号である場合、（ｎ＋１）
ライン目のバーストはπだけ位相がずれるため第３図に
示すような信号となる。従って、第２図における最大振
幅（Ｐm）と第３図における最大振幅（Ｐ′m）のそれぞ
れの絶対値は、θが小さい時にはほぼ等しくなる。ま
た、この値は包絡線振幅の影響が最も少ないバースト信
号の振幅値である。そして、これらの前後のサンプル点
より誤差信号を計算することで、包絡線振幅の影響が最
も少ないＰＬＬ誤差信号が得られる。ＰＬＬのロック位
相は、バースト信号の位相との位相差がゼロとなるよう
に調整される。従って、サンプル点においては、Ｒ−
Ｙ，Ｂ−Ｙ軸に一致した出力が得られる。
信号が第２図に示すような信号である場合、（ｎ＋１）
ライン目のバーストはπだけ位相がずれるため第３図に
示すような信号となる。従って、第２図における最大振
幅（Ｐm）と第３図における最大振幅（Ｐ′m）のそれぞ
れの絶対値は、θが小さい時にはほぼ等しくなる。ま
た、この値は包絡線振幅の影響が最も少ないバースト信
号の振幅値である。そして、これらの前後のサンプル点
より誤差信号を計算することで、包絡線振幅の影響が最
も少ないＰＬＬ誤差信号が得られる。ＰＬＬのロック位
相は、バースト信号の位相との位相差がゼロとなるよう
に調整される。従って、サンプル点においては、Ｒ−
Ｙ，Ｂ−Ｙ軸に一致した出力が得られる。
次に、本発明に係わるＰＬＬ誤差演算回路の一実施例を
第１図に示す。第１図において、９はカラー信号ｄが入
力される制御回路、１０，９１はカラー信号ｄを入力し
１サンプル分のデータの遅延を行なう遅延回路、１１は
減算器、１２は符号反転器、１３はセレクタ、１４はデ
ータラッチ回路、９２は絶対値化回路、９３はデータラ
ッチ回路、９４は比較回路、Ｔは入力端子である。
第１図に示す。第１図において、９はカラー信号ｄが入
力される制御回路、１０，９１はカラー信号ｄを入力し
１サンプル分のデータの遅延を行なう遅延回路、１１は
減算器、１２は符号反転器、１３はセレクタ、１４はデ
ータラッチ回路、９２は絶対値化回路、９３はデータラ
ッチ回路、９４は比較回路、Ｔは入力端子である。
次に動作について説明する。入力端子Ｔに時系列に入力
される各サンプル点Ｐj-1，Ｐj，Ｐj+1の信号、Ｐj-1信
号，Ｐj信号，Ｐj+1信号をサンプリング周波数に同期し
たサンプリングクロックに従い遅延回路１０で遅らせる
ことにより、時間的に同時に取り出すことができる。こ
の場合、現在の信号をＰj+1信号とすれば、１つ前のサ
ンプル点の信号はＰj信号、２つ前の信号はＰj-1信号と
なる。
される各サンプル点Ｐj-1，Ｐj，Ｐj+1の信号、Ｐj-1信
号，Ｐj信号，Ｐj+1信号をサンプリング周波数に同期し
たサンプリングクロックに従い遅延回路１０で遅らせる
ことにより、時間的に同時に取り出すことができる。こ
の場合、現在の信号をＰj+1信号とすれば、１つ前のサ
ンプル点の信号はＰj信号、２つ前の信号はＰj-1信号と
なる。
制御回路９においては、現在の信号であるＰj+1信号の
１つ前の信号であるＰj信号を遅延回路９１により作
り、さらに絶対値化回路９２によりＰj信号の値の絶対
値｜Ｐj｜を作る。次に、現在データラッチ回路９３に
保持されている或るサンプル点の信号の値｜Ｐmax｜と
新たに作り出された｜Ｐj｜とを比較回路９４で比較す
る。初期状態においては｜Ｐmax｜はデータラッチ回路
９３のリセット機能によりゼロに設定しておけば良い。
比較回路９４の出力信号ｃ１は、｜Ｐj｜≧｜Ｐmax｜の
時、データラッチ回路９３に新たなデータ｜Ｐj｜を取
り込ませるようにする。｜Ｐj｜＜｜Ｐmax｜の時は｜Ｐ
max｜を保持する。従って、データラッチ回路９３に
は、今までに入ってきた時系列な信号値列の中の振幅値
が最大のものが保持されている。振幅値は絶対値をとる
ことにより算出できる。また制御回路９は比較回路９４
における比較結果信号ｃ１およびＰjの符号信号ｃ２を
データラッチ回路１４およびセレクタ１３に出力する。
符号信号ｃ２の値は、例えば入力端子Ｔに入力される信
号の値が２の補数コードとすれば、正の値を持つならば
「０」、負の値をもつならば「１」である。
１つ前の信号であるＰj信号を遅延回路９１により作
り、さらに絶対値化回路９２によりＰj信号の値の絶対
値｜Ｐj｜を作る。次に、現在データラッチ回路９３に
保持されている或るサンプル点の信号の値｜Ｐmax｜と
新たに作り出された｜Ｐj｜とを比較回路９４で比較す
る。初期状態においては｜Ｐmax｜はデータラッチ回路
９３のリセット機能によりゼロに設定しておけば良い。
比較回路９４の出力信号ｃ１は、｜Ｐj｜≧｜Ｐmax｜の
時、データラッチ回路９３に新たなデータ｜Ｐj｜を取
り込ませるようにする。｜Ｐj｜＜｜Ｐmax｜の時は｜Ｐ
max｜を保持する。従って、データラッチ回路９３に
は、今までに入ってきた時系列な信号値列の中の振幅値
が最大のものが保持されている。振幅値は絶対値をとる
ことにより算出できる。また制御回路９は比較回路９４
における比較結果信号ｃ１およびＰjの符号信号ｃ２を
データラッチ回路１４およびセレクタ１３に出力する。
符号信号ｃ２の値は、例えば入力端子Ｔに入力される信
号の値が２の補数コードとすれば、正の値を持つならば
「０」、負の値をもつならば「１」である。
次に誤差出力の計算について述べる。まず、減算器１１
で、Ｐj+1信号の値（Ｐj+1）−Ｐj-1信号の値（Ｐj-1）
を計算し、差信号ｅとして出力する。符号反転器１２は
差信号ｅを受け、値が−〔（Ｐj+1）−（Ｐj-1）〕であ
る反転差信号ｆを出力する。セレクタ１３は、符号信号
ｃ２に従って、Ｐjが正の時は（Ｐj+1）−（Ｐj-1）の
値の差信号ｅを出力し、Ｐjが負の時は−〔（Ｐj+1）−
（Ｐj-1）〕の値の反転差信号ｆを出力する。データラ
ッチ回路１４は、比較結果信号ｃ１に従って、｜Ｐj｜
≧｜Ｐmax｜のとき、新たなデータ値（Ｐj+1）−（Ｐ
j-1）あるいは−〔（Ｐj+1）−（Ｐj-1）〕を取り込
み、｜Ｐj｜＜｜Ｐmax｜のときは今まで保持してきたデ
ータ値を保持する。
で、Ｐj+1信号の値（Ｐj+1）−Ｐj-1信号の値（Ｐj-1）
を計算し、差信号ｅとして出力する。符号反転器１２は
差信号ｅを受け、値が−〔（Ｐj+1）−（Ｐj-1）〕であ
る反転差信号ｆを出力する。セレクタ１３は、符号信号
ｃ２に従って、Ｐjが正の時は（Ｐj+1）−（Ｐj-1）の
値の差信号ｅを出力し、Ｐjが負の時は−〔（Ｐj+1）−
（Ｐj-1）〕の値の反転差信号ｆを出力する。データラ
ッチ回路１４は、比較結果信号ｃ１に従って、｜Ｐj｜
≧｜Ｐmax｜のとき、新たなデータ値（Ｐj+1）−（Ｐ
j-1）あるいは−〔（Ｐj+1）−（Ｐj-1）〕を取り込
み、｜Ｐj｜＜｜Ｐmax｜のときは今まで保持してきたデ
ータ値を保持する。
正弦波包絡線をもつカラーサブキャリア信号の各サンプ
ル点の信号を入力した場合、制御回路９のデータラッチ
回路９３で最後まで（バーストウインドウ信号Ｗの終わ
りまで）保持されている信号の値｜Ｐmax｜は（Ｐm）
（第２図参照）と一致する。またデータラッチ回路１４
に最後まで保持されている値は、バーストのピーク値の
前後から計算された誤差の値（Ｐm+1−Ｐm-1）あるいは
−（Ｐ′m+1−Ｐ′m-1）である（第２図，第３図参
照）。このようにして誤差信号ｇ（データラッチ回路１
４の出力信号）を得る。
ル点の信号を入力した場合、制御回路９のデータラッチ
回路９３で最後まで（バーストウインドウ信号Ｗの終わ
りまで）保持されている信号の値｜Ｐmax｜は（Ｐm）
（第２図参照）と一致する。またデータラッチ回路１４
に最後まで保持されている値は、バーストのピーク値の
前後から計算された誤差の値（Ｐm+1−Ｐm-1）あるいは
−（Ｐ′m+1−Ｐ′m-1）である（第２図，第３図参
照）。このようにして誤差信号ｇ（データラッチ回路１
４の出力信号）を得る。
以上説明したように本発明は、バースト信号の振幅値の
絶対値の最大となるサンプル点の前後のサンプル点の信
号値を使用することにより、バースト信号の振幅の影響
を最小にすることができるので、バースト信号の振幅の
変化による誤差を最小限にできるという効果がある。
絶対値の最大となるサンプル点の前後のサンプル点の信
号値を使用することにより、バースト信号の振幅の影響
を最小にすることができるので、バースト信号の振幅の
変化による誤差を最小限にできるという効果がある。
第１図は本発明に係わるＰＬＬ誤差演算回路の一実施例
を示す系統図、第２図および第３図はカラー信号に含ま
れるバースト信号を示す波形図、第４図は従来のＰＬＬ
誤差演算回路を示す系統図、第５図は映像信号に含まれ
るバースト信号を示す波形図である。 ９……制御回路、１０，９１……遅延回路、１１……減
算器、１２……符号反転器、１３……セレクタ、１４，
９３……データラッチ回路、９２……絶対値化回路、９
４……比較回路、Ｔ……入力端子。
を示す系統図、第２図および第３図はカラー信号に含ま
れるバースト信号を示す波形図、第４図は従来のＰＬＬ
誤差演算回路を示す系統図、第５図は映像信号に含まれ
るバースト信号を示す波形図である。 ９……制御回路、１０，９１……遅延回路、１１……減
算器、１２……符号反転器、１３……セレクタ、１４，
９３……データラッチ回路、９２……絶対値化回路、９
４……比較回路、Ｔ……入力端子。
Claims (1)
- 【請求項１】色副搬送波周波数の４倍でサンプリングさ
れたテレビジョンの映像信号から分離された色信号に含
まれるバースト信号の振幅の絶対値が最大となるサンプ
ル点を見つけると共に、このサンプル点のバースト信号
の正負に応じた符号信号を出力する制御回路と、この制
御回路で見つけたサンプル点の１つ後のサンプル点のバ
ースト信号値から１つ前のサンプル点のバースト信号値
を減じる減算器と、この減算器の出力の符号を反転する
符号反転器と、前記減算器の出力と符号反転器の出力の
どちらかを前記制御回路から出力される符号信号に従い
出力するセレクタとを備えたことを特徴とするＰＬＬ誤
差演算回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61293714A JPH0632473B2 (ja) | 1986-12-10 | 1986-12-10 | Ｐｌｌ誤差演算回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61293714A JPH0632473B2 (ja) | 1986-12-10 | 1986-12-10 | Ｐｌｌ誤差演算回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63146683A JPS63146683A (ja) | 1988-06-18 |
| JPH0632473B2 true JPH0632473B2 (ja) | 1994-04-27 |
Family
ID=17798287
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61293714A Expired - Lifetime JPH0632473B2 (ja) | 1986-12-10 | 1986-12-10 | Ｐｌｌ誤差演算回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0632473B2 (ja) |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5773582A (en) * | 1980-10-24 | 1982-05-08 | Toshiba Corp | Phase synchronizing circuit |
| JPS5773584A (en) * | 1980-10-27 | 1982-05-08 | Toshiba Corp | Phase synchronizing circuit |
| JPH0638663B2 (ja) * | 1985-05-22 | 1994-05-18 | 株式会社日立製作所 | デジタルテレビジョン信号処理装置用のクロック発生回路 |
-
1986
- 1986-12-10 JP JP61293714A patent/JPH0632473B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63146683A (ja) | 1988-06-18 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPS5860889A (ja) | デイジタル信号処理システムのシステムロツク位相の調節方法および装置 | |
| JPS60170075A (ja) | デイジタルビデオ信号処理装置 | |
| GB2059711A (en) | Digital demodulation or modulation of television chrominance signals | |
| GB2225680A (en) | Complex digital sampling converter for demodulator | |
| US4558348A (en) | Digital video signal processing system using asynchronous a-to-d encoding | |
| US4636836A (en) | Phase locked loop system for providing a phase shifted output signal | |
| US4506286A (en) | PAL digital video signal processing arrangement | |
| US4034305A (en) | Demodulator for signals hybrid modulated by more and less significant digit signals in succession in each clock interval | |
| US4635103A (en) | Phase locked loop system incorporating automatic gain control | |
| JPS6144424B2 (ja) | ||
| JPH0542200B2 (ja) | ||
| US5253042A (en) | Burst phase detection circuit | |
| JPH0632473B2 (ja) | Ｐｌｌ誤差演算回路 | |
| US4535295A (en) | Method and device for controlling the phase of timing signal | |
| JPS6352496B2 (ja) | ||
| JPS613545A (ja) | 標本化回路 | |
| JPH0638663B2 (ja) | デジタルテレビジョン信号処理装置用のクロック発生回路 | |
| JPH0779325B2 (ja) | 同期位相検波回路 | |
| JP2819939B2 (ja) | 色信号変換装置 | |
| JPS6036671B2 (ja) | デイジタル２値−３値変換回路 | |
| JPH0326133A (ja) | Ｂｐｓｋ復調方式 | |
| JPH02301288A (ja) | 色信号処理装置 | |
| JPH06268697A (ja) | 位相偏移変調信号のクロック同期方法及びクロック同期回路 | |
| JPH06327022A (ja) | クロックパルス発生装置 | |
| JPH0262961B2 (ja) |