JPH0542200B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPH0542200B2 JPH0542200B2 JP58159685A JP15968583A JPH0542200B2 JP H0542200 B2 JPH0542200 B2 JP H0542200B2 JP 58159685 A JP58159685 A JP 58159685A JP 15968583 A JP15968583 A JP 15968583A JP H0542200 B2 JPH0542200 B2 JP H0542200B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- color
- circuit
- phase
- sin
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N9/00—Details of colour television systems
- H04N9/64—Circuits for processing colour signals
- H04N9/67—Circuits for processing colour signals for matrixing
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Processing Of Color Television Signals (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
「産業上の利用分野」
この発明は、アナログの複合カラー映像信号を
デイジタル信号に変換し、デイジタル信号処理に
よつてコンポーネント信号を得るのに適用される
デイジタルカラーデコーダに関する。
デイジタル信号に変換し、デイジタル信号処理に
よつてコンポーネント信号を得るのに適用される
デイジタルカラーデコーダに関する。
「背景技術とその問題点」
デイジタルカラーデコーダの一例を第１図に示
す。第１図において、１で示す入力端子にNTSC
方式の複合カラービデオ信号が供給され、Ａ／Ｄ
変換器２によつて、この複合カラービデオ信号が
デイジタル化される。一例として、標本化周波数
が13.5MHz、１サンプルが８ビツトとされる。
Ａ／Ｄ変換器２で形成されたデイジタルカラービ
デオ信号が合成回路３及び色信号分離用のフイル
タ４に供給される。色信号分離用のフイルタ４に
より分離された色信号が合成回路３に供給され、
デイジタルカラービデオ信号から減じられ、合成
回路３の出力にＹ（輝度）信号が取り出される。
す。第１図において、１で示す入力端子にNTSC
方式の複合カラービデオ信号が供給され、Ａ／Ｄ
変換器２によつて、この複合カラービデオ信号が
デイジタル化される。一例として、標本化周波数
が13.5MHz、１サンプルが８ビツトとされる。
Ａ／Ｄ変換器２で形成されたデイジタルカラービ
デオ信号が合成回路３及び色信号分離用のフイル
タ４に供給される。色信号分離用のフイルタ４に
より分離された色信号が合成回路３に供給され、
デイジタルカラービデオ信号から減じられ、合成
回路３の出力にＹ（輝度）信号が取り出される。
色信号は、乗算器５及び６に供給される。７
は、色復調用のサブキヤリア信号源を示し、サブ
キヤリア信号源７からのサブキヤリアが乗算器５
に供給され、移相器８により90゜移相されたサブ
キヤリアが乗算器６に供給される。これら乗算器
５及び６の復調出力がローパスフイルタ９及び１
０を夫々介されることによつて不要信号成分が除
去される。この復調出力は、Ｕ（Ｒ−Ｙ信号成分）
信号及びＶ（Ｂ−Ｙ信号成分）信号である。また、
復調用のサブキヤリアの位相によつて、ローパス
フイルタ９及び１０の出力にＩ信号及びＱ信号が
得られる時は、これらのＩ信号及びＱ信号がマト
リクス回路１１に供給されることにより、Ｕ信
号、Ｖ信号が形成される。
は、色復調用のサブキヤリア信号源を示し、サブ
キヤリア信号源７からのサブキヤリアが乗算器５
に供給され、移相器８により90゜移相されたサブ
キヤリアが乗算器６に供給される。これら乗算器
５及び６の復調出力がローパスフイルタ９及び１
０を夫々介されることによつて不要信号成分が除
去される。この復調出力は、Ｕ（Ｒ−Ｙ信号成分）
信号及びＶ（Ｂ−Ｙ信号成分）信号である。また、
復調用のサブキヤリアの位相によつて、ローパス
フイルタ９及び１０の出力にＩ信号及びＱ信号が
得られる時は、これらのＩ信号及びＱ信号がマト
リクス回路１１に供給されることにより、Ｕ信
号、Ｖ信号が形成される。
上述のデイジタルカラーデコーダの信号処理に
ついて詳述する。まず、入力アナログNTSC信号
は EN＝EIcos（ωcｔ＋33゜）＋EQsin（ωcｔ＋33゜）＋
Ey
…… で表わされ、標本化により EN（nT）＝EI（nT）cos（ωcnT＋33゜＋φ） ＋EQ（nT）sin（ωcnT＋33゜＋φ）＋EY …… ここで、φは、第２図Ａ及び第２図Ｂに示すよ
うに水平同期信号HDの立下りを水平期間の起点
とした時に、この水平期間内のサンプリング点
（第２図Ｄ）の第１サンプル点のサブキヤリア
（第２図Ｃ）に対する位相を示す。なお、サブキ
ヤリアは、この水平期間の起点でゼロ位相とす
る。第２図Ａにおいて、SBは、バースト信号を示
す。更に、Ｔがサンプリング周期、EIがＩ信号、
EQがＱ信号、ωcがサブキヤリアの角速度を各々
示している。
ついて詳述する。まず、入力アナログNTSC信号
は EN＝EIcos（ωcｔ＋33゜）＋EQsin（ωcｔ＋33゜）＋
Ey
…… で表わされ、標本化により EN（nT）＝EI（nT）cos（ωcnT＋33゜＋φ） ＋EQ（nT）sin（ωcnT＋33゜＋φ）＋EY …… ここで、φは、第２図Ａ及び第２図Ｂに示すよ
うに水平同期信号HDの立下りを水平期間の起点
とした時に、この水平期間内のサンプリング点
（第２図Ｄ）の第１サンプル点のサブキヤリア
（第２図Ｃ）に対する位相を示す。なお、サブキ
ヤリアは、この水平期間の起点でゼロ位相とす
る。第２図Ａにおいて、SBは、バースト信号を示
す。更に、Ｔがサンプリング周期、EIがＩ信号、
EQがＱ信号、ωcがサブキヤリアの角速度を各々
示している。
Ｉ軸，Ｑ軸は、Ｕ軸，Ｖ軸を第３図に示すよう
に、33゜座標回転したもので、（Ｕ＝EB−EY／2.03，Ｖ ＝ER−EY／1.14）とすると EI EQ＝−sin33゜ cos33゜ cos33゜ sin33゜Ｕ Ｖ …… の関係があるから、これを式に代入して整理す
ると、 EN（nT）＝Ｕ（nT）sin（ωcnT＋φ） ＋Ｖ（nT）cos（ωcnT＋φ）＋EY（nT） …… そして、フイルタ４により、EY（輝度信号）が
除去されて、Ec（搬送色信号）のみとなる。
に、33゜座標回転したもので、（Ｕ＝EB−EY／2.03，Ｖ ＝ER−EY／1.14）とすると EI EQ＝−sin33゜ cos33゜ cos33゜ sin33゜Ｕ Ｖ …… の関係があるから、これを式に代入して整理す
ると、 EN（nT）＝Ｕ（nT）sin（ωcnT＋φ） ＋Ｖ（nT）cos（ωcnT＋φ）＋EY（nT） …… そして、フイルタ４により、EY（輝度信号）が
除去されて、Ec（搬送色信号）のみとなる。
Ec（nT）＝Ｕ（nT）sin（ωcnT＋φ）
＋Ｖ（nT）cos（ωcnT＋φ） ……
サブキヤリア信号源７は、エンコードの時と同
じ位相のサブキヤリア周波数の単一正弦波を発生
する。
じ位相のサブキヤリア周波数の単一正弦波を発生
する。
ERSA（nT）＝2sin（ωcnT＋φ） ……
移相器８の出力には
ERSB（nT）＝2cos（ωcnT＋φ） ……
が現れる。乗算器５及び６では、フイルタ４から
の搬送色信号Ec（nT）に対して、式及び式の
サブキヤリア信号が乗じられる。
の搬送色信号Ec（nT）に対して、式及び式の
サブキヤリア信号が乗じられる。
ERSA（nT）×Ec（nT）
＝2U（nT）sin2（ωcnT＋φ）
＋2V（nT）sin（ωcnT＋φ）・cos（ωcnT＋
φ） ＝｛Ｕ（nT）｝＋｛−Ｕ（nT）cos（2ωcｔ＋2φ） ＋Ｖ（nT）sin（2ωcｔ＋2φ）｝ …… ERSB（nT）×Ec（nT） ＝2U（nT）・cos（ωcnT＋φ）・sin（ωcnT＋
φ） ＋2V（nT）cos2（ωcnT＋φ） ＝｛Ｖ（nT）｝＋｛Ｕ（nT）sin（2ωcnT＋2φ） ＋Ｖ（nT）cos（2ωcnT＋2φ）｝ …… 式及び式の第２項の2ωcの周波数成分は、
ローパスフイルタ９及び１０により除去されて、
Ｕ（nT）及びＶ（nT）が得られる。
φ） ＝｛Ｕ（nT）｝＋｛−Ｕ（nT）cos（2ωcｔ＋2φ） ＋Ｖ（nT）sin（2ωcｔ＋2φ）｝ …… ERSB（nT）×Ec（nT） ＝2U（nT）・cos（ωcnT＋φ）・sin（ωcnT＋
φ） ＋2V（nT）cos2（ωcnT＋φ） ＝｛Ｖ（nT）｝＋｛Ｕ（nT）sin（2ωcnT＋2φ） ＋Ｖ（nT）cos（2ωcnT＋2φ）｝ …… 式及び式の第２項の2ωcの周波数成分は、
ローパスフイルタ９及び１０により除去されて、
Ｕ（nT）及びＶ（nT）が得られる。
また、ローパスフイルタ９及び１０から、Ｉ信
号及びＱ信号をマトリクス回路１１に供給して、
Ｕ信号及びＶ信号を発生する時は、サブキヤリア
信号源７が、次式のサブキヤリア周波数の単一正
弦波を発生する。
号及びＱ信号をマトリクス回路１１に供給して、
Ｕ信号及びＶ信号を発生する時は、サブキヤリア
信号源７が、次式のサブキヤリア周波数の単一正
弦波を発生する。
E′RSA（nT）＝2sin（ωcnT＋φ） ……
移相器８の出力には
E′RSB（nT）＝2cos（ωcnT＋φ） ……
が現れる。乗算器５及び６では、フイルタ４から
の搬送色信号Ec（nT）に対して、式及び式の
サブキヤリア信号が乗じられる。
の搬送色信号Ec（nT）に対して、式及び式の
サブキヤリア信号が乗じられる。
E′RSA（nT）×Ec（nT）
＝2EI（nT）cos（ωcnT＋33゜＋φ）・sin（ωcnT＋
33゜＋φ） ＋2EQ（nT）sin2（ωcnT＋33゜＋φ） ＝｛EQ（nT）｝＋｛EI（nT）sin（2ωcnT＋66゜＋2φ
） −EQ（nT）cos（2ωcＴ＋66゜＋2φ）｝ …… E′RSB（nT）×Ec（nT） ＝2EI（nT）cos2（ωcnT＋33゜＋φ） ＋2EQ（nT）sin（ωcnT＋33゜＋φ）・cos（ωcnT
＋66゜＋2φ） ＝｛EI（nT）｝＋｛EI（nT）cos（2ωcnT＋66゜＋2φ
） ＋EQ（nT）sin（2ωcnT＋66゜＋2φ）｝ …… 式及び式の夫々の第２項がローパスフイル
タ９及び１０により除去されて、EQ（nT）及びEI
（nT）が得られる。そして、マトリクス回路１１
により Ｕ Ｖ＝−sin33゜ cos33゜ cos33゜ sin33゜EI EQ …… の座標変換の演算がなされて、Ｕ信号及びＶ信号
が得られる。
33゜＋φ） ＋2EQ（nT）sin2（ωcnT＋33゜＋φ） ＝｛EQ（nT）｝＋｛EI（nT）sin（2ωcnT＋66゜＋2φ
） −EQ（nT）cos（2ωcＴ＋66゜＋2φ）｝ …… E′RSB（nT）×Ec（nT） ＝2EI（nT）cos2（ωcnT＋33゜＋φ） ＋2EQ（nT）sin（ωcnT＋33゜＋φ）・cos（ωcnT
＋66゜＋2φ） ＝｛EI（nT）｝＋｛EI（nT）cos（2ωcnT＋66゜＋2φ
） ＋EQ（nT）sin（2ωcnT＋66゜＋2φ）｝ …… 式及び式の夫々の第２項がローパスフイル
タ９及び１０により除去されて、EQ（nT）及びEI
（nT）が得られる。そして、マトリクス回路１１
により Ｕ Ｖ＝−sin33゜ cos33゜ cos33゜ sin33゜EI EQ …… の座標変換の演算がなされて、Ｕ信号及びＶ信号
が得られる。
上述のカラーデコーダは、Ａ／Ｄ変換器２に対
する制御Ａにより、入力カラービデオ信号のサブ
キヤリア（第２図Ｃ）の位相とサンプリング位相
（第２図Ｄ）とが位相差φを持つ関係に固定し、
サブキヤリア信号源７に対する制御Ｂにより及
び式又は及び式のサブキヤリア信号を発生
させていた。制御Ａは、具体的には、第４図の構
成によつて実現される。
する制御Ａにより、入力カラービデオ信号のサブ
キヤリア（第２図Ｃ）の位相とサンプリング位相
（第２図Ｄ）とが位相差φを持つ関係に固定し、
サブキヤリア信号源７に対する制御Ｂにより及
び式又は及び式のサブキヤリア信号を発生
させていた。制御Ａは、具体的には、第４図の構
成によつて実現される。
第４図において、２１がクロツク発生回路を示
し、このクロツク発生回路２１の出力が可変移相
回路２２を介してＡ／Ｄ変換器２に供給される。
Ａ／Ｄ変換器２の出力中のバースト信号がバース
ト抜き出し回路２３により抜き取られ、位相検出
回路２４に供給される。この位相検出回路２４の
検出出力によつて可変移相回路２２の移相量が制
御され、サブキヤリア信号源７からのサブキヤリ
ア信号の位相とＡ／Ｄ変換器２におけるサンプリ
ング位相とが同じになるように即ち共に同じサン
プリング位相φを有するようにされていた。
し、このクロツク発生回路２１の出力が可変移相
回路２２を介してＡ／Ｄ変換器２に供給される。
Ａ／Ｄ変換器２の出力中のバースト信号がバース
ト抜き出し回路２３により抜き取られ、位相検出
回路２４に供給される。この位相検出回路２４の
検出出力によつて可変移相回路２２の移相量が制
御され、サブキヤリア信号源７からのサブキヤリ
ア信号の位相とＡ／Ｄ変換器２におけるサンプリ
ング位相とが同じになるように即ち共に同じサン
プリング位相φを有するようにされていた。
制御Ｂにより、いろいろなサンプリング位相φ
に対応する位相を持つサブキヤリア信号を発生で
きると、制御Ａを不要とできるか又は制御Ａの負
担が減る。しかし、これを実現するには、メモリ
を使つたテーブル法によるので、位相の変化のス
テツプを小さくして、精度を上げようとすると、
メモリ容量の増大を招く問題点があつた。そこ
で、サブキヤリア信号源７から所定のサンプリン
グ位相φを有するサブキヤリア信号を発生させ、
上述のような制御Ａによつてサンプリング位相を
制御するのが普通であつた。
に対応する位相を持つサブキヤリア信号を発生で
きると、制御Ａを不要とできるか又は制御Ａの負
担が減る。しかし、これを実現するには、メモリ
を使つたテーブル法によるので、位相の変化のス
テツプを小さくして、精度を上げようとすると、
メモリ容量の増大を招く問題点があつた。そこ
で、サブキヤリア信号源７から所定のサンプリン
グ位相φを有するサブキヤリア信号を発生させ、
上述のような制御Ａによつてサンプリング位相を
制御するのが普通であつた。
上述の従来のデイジタルカラーエンコーダは、
アナログ回路の構成の可変移相回路２２を用い
て、Ａ／Ｄ変換器２におけるサンプリング位相を
制御するために、問題を生じる。まず、可変移相
回路２２の構成が複雑であり、安定に高精度の移
相制御を行なうことが困難である。カラーデコー
ダをデイジタル化して、高精度で安定性が良い装
置を実現することが妨げられる。また、デイジタ
ルカラービデオ信号がコンポジツトでなく、（Ｙ，
Ｉ，Ｑ）のコンポーネントで扱われる場合には、
サブキヤリアがないために、サンプリング位相の
制御を行なう必要がない。したがつて、Ａ／Ｄ変
換器をコンポジツト用とコンポーネント用とで分
けねばならなかつた。
アナログ回路の構成の可変移相回路２２を用い
て、Ａ／Ｄ変換器２におけるサンプリング位相を
制御するために、問題を生じる。まず、可変移相
回路２２の構成が複雑であり、安定に高精度の移
相制御を行なうことが困難である。カラーデコー
ダをデイジタル化して、高精度で安定性が良い装
置を実現することが妨げられる。また、デイジタ
ルカラービデオ信号がコンポジツトでなく、（Ｙ，
Ｉ，Ｑ）のコンポーネントで扱われる場合には、
サブキヤリアがないために、サンプリング位相の
制御を行なう必要がない。したがつて、Ａ／Ｄ変
換器をコンポジツト用とコンポーネント用とで分
けねばならなかつた。
「発明の目的」
この発明は、Ａ／Ｄ変換器におけるサンプリン
グ位相の制御が不要なデイジタルカラーデコーダ
の提供を目的とするものである。
グ位相の制御が不要なデイジタルカラーデコーダ
の提供を目的とするものである。
この発明の他の目的は、復調用のサブキヤリア
として種々の位相を有するものを形成する構成と
異なり、大容量のメモリを必要としないデイジタ
ルカラーデコーダの提供を目的とするものであ
る。
として種々の位相を有するものを形成する構成と
異なり、大容量のメモリを必要としないデイジタ
ルカラーデコーダの提供を目的とするものであ
る。
「発明の概要」
この発明は、Ａ／Ｄ変換器におけるサンプリン
グ位相及び復調用のサブキヤリアの位相を所定の
ものに固定して、２つの復調出力を座標変換し
て、正規の検波軸で復調したのと実質的に同一の
２つの色差信号を発生するようにしたものであ
る。
グ位相及び復調用のサブキヤリアの位相を所定の
ものに固定して、２つの復調出力を座標変換し
て、正規の検波軸で復調したのと実質的に同一の
２つの色差信号を発生するようにしたものであ
る。
この発明は、搬送色信号を互いに位相が90゜異
なるサブキヤリア信号によりデイジタル復調し、
第１及び第２の復調出力を発生する復調回路と、
復調回路の検波軸の正規の検波軸に対する位相ず
れを第１及び第２の復調出力から検出する回路
と、検出された位相ずれから座標変換用の係数を
発生する回路と、係数によつて第１及び第２の復
調出力を座標変換する演算回路とを備えたデイジ
タルカラーデコーダである。
なるサブキヤリア信号によりデイジタル復調し、
第１及び第２の復調出力を発生する復調回路と、
復調回路の検波軸の正規の検波軸に対する位相ず
れを第１及び第２の復調出力から検出する回路
と、検出された位相ずれから座標変換用の係数を
発生する回路と、係数によつて第１及び第２の復
調出力を座標変換する演算回路とを備えたデイジ
タルカラーデコーダである。
「実施例」
第５図は、この発明の一実施例の構成を示す。
第５図において、１２で示す入力端子に、デイジ
タル複合カラー映像信号からフイルタにより分離
された搬送色信号が供給される。このデイジタル
複合カラー映像信号を形成するためのＡ／Ｄ変換
のサンプリングクロツクは、従来のようなサンプ
リング位相の制御がされていない。
第５図において、１２で示す入力端子に、デイジ
タル複合カラー映像信号からフイルタにより分離
された搬送色信号が供給される。このデイジタル
複合カラー映像信号を形成するためのＡ／Ｄ変換
のサンプリングクロツクは、従来のようなサンプ
リング位相の制御がされていない。
搬送色信号は、乗算器５及び６に供給され、こ
の乗算器５及び６の夫々の出力がローパスフイル
タ９及び１０に供給され、夫々の出力に復調出力
Ex及びEyが得られる。この乗算器５及び６に
は、キヤリア信号源７及び移相器８により発生さ
れた復調用のサブキヤリアが供給される。この復
調用のサブキヤリアの位相は、所定の位相に固定
されたものであり、殆どの場合、復調の検波軸
は、正規の検波軸と位相ずれを有している。
の乗算器５及び６の夫々の出力がローパスフイル
タ９及び１０に供給され、夫々の出力に復調出力
Ex及びEyが得られる。この乗算器５及び６に
は、キヤリア信号源７及び移相器８により発生さ
れた復調用のサブキヤリアが供給される。この復
調用のサブキヤリアの位相は、所定の位相に固定
されたものであり、殆どの場合、復調の検波軸
は、正規の検波軸と位相ずれを有している。
復調出力Ex及びEyは、座標変換を行なうため
に、マトリクス回路１３及びバースト抜き出し回
路１６に供給される。このバースト抜き出し回路
１６の出力が位相ずれ検出回路１７に供給され
る。この位相ずれ検出回路１７は、バースト信号
の位相ずれ（θ−φ）を検出するものである。つ
まり、バースト信号は、第６図において、EBで
示すように、−Ｕ軸に一致した位相のものである
が、復調軸が第６図において、破線図示のよう
に、（θ−φ）ずれていると、このずれに応じた
バースト信号の復調出力Ex及びEyが発生するこ
とになる。したがつて、位相ずれ検出回路１７は θ−φ＝tan-1Ey／Ex により、位相ずれ（θ−φ）を検出する。
に、マトリクス回路１３及びバースト抜き出し回
路１６に供給される。このバースト抜き出し回路
１６の出力が位相ずれ検出回路１７に供給され
る。この位相ずれ検出回路１７は、バースト信号
の位相ずれ（θ−φ）を検出するものである。つ
まり、バースト信号は、第６図において、EBで
示すように、−Ｕ軸に一致した位相のものである
が、復調軸が第６図において、破線図示のよう
に、（θ−φ）ずれていると、このずれに応じた
バースト信号の復調出力Ex及びEyが発生するこ
とになる。したがつて、位相ずれ検出回路１７は θ−φ＝tan-1Ey／Ex により、位相ずれ（θ−φ）を検出する。
この検出された位相ずれが係数発生回路１８に
供給され、係数発生回路１８で発生した係数がマ
トリクス回路１３に供給される。マトリクス回路
１３の出力端子１４及び１５の夫々にＲ−Ｙ信号
及びＢ−Ｙ信号が得られる。
供給され、係数発生回路１８で発生した係数がマ
トリクス回路１３に供給される。マトリクス回路
１３の出力端子１４及び１５の夫々にＲ−Ｙ信号
及びＢ−Ｙ信号が得られる。
上述のこの発明の一実施例では、キヤリア信号
源７及び移相器８から次式のサブキヤリア信号が
発生する。
源７及び移相器８から次式のサブキヤリア信号が
発生する。
E″RSA（nT）＝2sin（ωcnT＋θ） ……
E″RSB（nT）＝2cos（ωcnT＋θ） ……
乗算器５及び６の出力には
E″RSA（nT）×Ec（nT）
＝｛Ｕ（nT）cos（θ−φ）＋Ｖ（nT）sin（θ−
φ）｝ ＋｛−Ｕ（nT）cos（2ωcnT＋θ−φ） ＋Ｖ（nT）sin（2ωcnT＋θ−φ）｝ …… E″RSB（nT）×Ec（nT） ＝｛−Ｕ（nT）sin（θ−φ）＋Ｖ（nT）cos（θ
−φ）｝ ＋｛Ｕ（nT）sin（2ωcnT＋θ−φ） ＋Ｖ（nT）cos（2ωcnT＋θ−φ）｝ …… ここでφは、前述のように、水平期間の第１サ
ンプル点でのサブキヤリア位相である。θは、復
調用のサブキヤリアの水平期間の第１サンプル点
での位相である。ローパスフイルタ９及び１０の
出力は Ex（nT）＝｛Ｕ（nT）cos（θ−φ）＋Ｖ（nT）sin
（θ−φ）｝ …… Ey（nT）＝｛−Ｕ（nT）sin（θ−φ）＋Ｖ（nT）cos
（θ−φ）｝ …… もし、（θ−φ）＝０即ち位相ずれがなければ、
Ｕ信号及びＶ信号そのものが得られる。式及び
式をマトリクス式で表現すると、次式のように
なる。
φ）｝ ＋｛−Ｕ（nT）cos（2ωcnT＋θ−φ） ＋Ｖ（nT）sin（2ωcnT＋θ−φ）｝ …… E″RSB（nT）×Ec（nT） ＝｛−Ｕ（nT）sin（θ−φ）＋Ｖ（nT）cos（θ
−φ）｝ ＋｛Ｕ（nT）sin（2ωcnT＋θ−φ） ＋Ｖ（nT）cos（2ωcnT＋θ−φ）｝ …… ここでφは、前述のように、水平期間の第１サ
ンプル点でのサブキヤリア位相である。θは、復
調用のサブキヤリアの水平期間の第１サンプル点
での位相である。ローパスフイルタ９及び１０の
出力は Ex（nT）＝｛Ｕ（nT）cos（θ−φ）＋Ｖ（nT）sin
（θ−φ）｝ …… Ey（nT）＝｛−Ｕ（nT）sin（θ−φ）＋Ｖ（nT）cos
（θ−φ）｝ …… もし、（θ−φ）＝０即ち位相ずれがなければ、
Ｕ信号及びＶ信号そのものが得られる。式及び
式をマトリクス式で表現すると、次式のように
なる。
Ex（nT）
Ey（nT）＝ cos（θ−φ） sin（θ−φ）
−sin（θ−φ） cos（θ−φ）Ｕ（nT）
Ｖ（nT） ……
式は、逆行列を用いて
Ｕ（nT）
Ｖ（nT）＝cos（θ−φ）−sin（θ−φ）
sin（θ−φ） cos（θ−φ）Ex（nT）
Ey（nT） ……
となる。この式に示される座標変換により、Ｕ
信号及びＶ信号が得られる。マトリクス回路１３
は、この式の演算を行なうもので、第７図に示
す構成を有している。
信号及びＶ信号が得られる。マトリクス回路１３
は、この式の演算を行なうもので、第７図に示
す構成を有している。
第７図において、乗算器３１及び３２により信
号Exと係数cos（θ−φ）との乗算、信号Exと係
数sin（θ−φ）との乗算が行なわれ、乗算器３３
及び３４により信号Eyと係数−sin（θ−φ）との
乗算、信号Eyと係数cos（θ−φ）との乗算が行
なわれる。乗算器３１及び３３の出力が加算器３
５に供給され、この加算器３５の出力端子１４に
Ｕ信号が取り出される。乗算器３２及び３４の出
力が加算器３６に供給され、この加算器３６の出
力端子１５にＶ信号が取り出される。
号Exと係数cos（θ−φ）との乗算、信号Exと係
数sin（θ−φ）との乗算が行なわれ、乗算器３３
及び３４により信号Eyと係数−sin（θ−φ）との
乗算、信号Eyと係数cos（θ−φ）との乗算が行
なわれる。乗算器３１及び３３の出力が加算器３
５に供給され、この加算器３５の出力端子１４に
Ｕ信号が取り出される。乗算器３２及び３４の出
力が加算器３６に供給され、この加算器３６の出
力端子１５にＶ信号が取り出される。
また、係数発生回路１８は、第８図に示すよう
に、ROM３７及び３８により構成される。これ
らのROM３７及び３８は、位相ずれ（θ−φ）
がアドレスとして供給され、cos（θ−φ）及び
sin（θ−φのデータを発生するものである。（θ
−φ）は、一例として0.5゜ステツプの精度とさ
れ、ROM３７及び３８は、夫々720ワードの容
量を有している。
に、ROM３７及び３８により構成される。これ
らのROM３７及び３８は、位相ずれ（θ−φ）
がアドレスとして供給され、cos（θ−φ）及び
sin（θ−φのデータを発生するものである。（θ
−φ）は、一例として0.5゜ステツプの精度とさ
れ、ROM３７及び３８は、夫々720ワードの容
量を有している。
また、信号Ex及びEyから、Ｉ信号EI及びＱ信
号EQを座標変換により得るようにしても良い。
前出の式及び式から EI EQ＝−sin33゜cos33゜ cos33゜sin33゜cos（θ−φ）−sin（θ−φ） sin（θ−φ） cos（θ−φ）Ex Ey ……〓〓 となる。
号EQを座標変換により得るようにしても良い。
前出の式及び式から EI EQ＝−sin33゜cos33゜ cos33゜sin33゜cos（θ−φ）−sin（θ−φ） sin（θ−φ） cos（θ−φ）Ex Ey ……〓〓 となる。
「応用例」
この発明は、PALカラービデオ信号のカラー
デコーダに対しても適用することができる。
デコーダに対しても適用することができる。
「発明の効果」
この発明に依れば、Ａ／Ｄ変換器におけるサン
プリング位相をアナログの可変移相回路によつて
制御する必要がなくなり、この可変移相回路によ
りデコーダの精度が低下したり、動作が不安定に
なることを防止できる。この発明は、コンポジツ
ト用とコンポーネント用とでＡ／Ｄ変換器を共用
することを可能とできる。更に、この発明に依れ
ば、連続波であり、位相が90゜ずれた２種類の復
調用のサブキヤリアとして任意の位相のものを発
生させるのと比べて、小容量のメモリ及びその周
辺回路によつてデコードを行なうことができる利
点がある。
プリング位相をアナログの可変移相回路によつて
制御する必要がなくなり、この可変移相回路によ
りデコーダの精度が低下したり、動作が不安定に
なることを防止できる。この発明は、コンポジツ
ト用とコンポーネント用とでＡ／Ｄ変換器を共用
することを可能とできる。更に、この発明に依れ
ば、連続波であり、位相が90゜ずれた２種類の復
調用のサブキヤリアとして任意の位相のものを発
生させるのと比べて、小容量のメモリ及びその周
辺回路によつてデコードを行なうことができる利
点がある。
第１図はこの発明を適用することができるデイ
ジタルカラーデコーダのブロツク図、第２図Ａ〜
第２図Ｄは複合カラー映像信号のサンプリング位
相の説明に用いる波形図、第３図は搬送色信号の
ベクトル図、第４図はＡ／Ｄ変換器のサンプリン
グ位相の制御を行なうブロツク図、第５図はこの
発明の一実施例のブロツク図、第６図はこの発明
の一実施例の動作説明に用いるベクトル図、第７
図及び第８図は夫々この発明の一実施例の一部の
構成を示すブロツク図である。 ５，６……復調用の乗算器、７……キヤリア信
号源、１３……マトリクス回路、１７……位相ず
れ検出回路、１８……係数発生回路。
ジタルカラーデコーダのブロツク図、第２図Ａ〜
第２図Ｄは複合カラー映像信号のサンプリング位
相の説明に用いる波形図、第３図は搬送色信号の
ベクトル図、第４図はＡ／Ｄ変換器のサンプリン
グ位相の制御を行なうブロツク図、第５図はこの
発明の一実施例のブロツク図、第６図はこの発明
の一実施例の動作説明に用いるベクトル図、第７
図及び第８図は夫々この発明の一実施例の一部の
構成を示すブロツク図である。 ５，６……復調用の乗算器、７……キヤリア信
号源、１３……マトリクス回路、１７……位相ず
れ検出回路、１８……係数発生回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ デイジタル複合カラー映像信号を輝度信号及
び搬送色信号に分離し、上記搬送色信号から２つ
の色差信号を発生するデイジタルカラーデコーダ
にいて、 上記搬送色信号を互いに位相が90゜異なるサブ
キヤリア信号によりデイジタル復調し、第１及び
第２の復調出力を発生する復調回路と、 上記復調回路の検波軸の正規の検波軸に対する
位相ずれを上記第１及び第２の復調出力から検出
する位相ずれ検出回路と、 検出された位相ずれから座標変換用の係数を発
生する係数発生回路と、 上記係数によつて上記第１及び第２の復調出力
を座標変換する演算回路とを備え、 上記演算回路から２つの色差信号を得るように
したデイジタルカラーデコーダ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58159685A JPS6051387A (ja) | 1983-08-31 | 1983-08-31 | デイジタルカラ−デコ−ダ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58159685A JPS6051387A (ja) | 1983-08-31 | 1983-08-31 | デイジタルカラ−デコ−ダ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6051387A JPS6051387A (ja) | 1985-03-22 |
| JPH0542200B2 true JPH0542200B2 (ja) | 1993-06-25 |
Family
ID=15699080
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58159685A Granted JPS6051387A (ja) | 1983-08-31 | 1983-08-31 | デイジタルカラ−デコ−ダ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6051387A (ja) |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4959718A (en) * | 1982-03-31 | 1990-09-25 | Ampex Corporation | Video device synchronization system |
| JPH0666954B2 (ja) * | 1985-08-07 | 1994-08-24 | 日本電気株式会社 | 色信号復調装置 |
| EP0226649B1 (de) * | 1985-12-19 | 1989-08-09 | Deutsche ITT Industries GmbH | Farbartregelschaltung eines digitalen Fernsehempfängers |
| US5067011A (en) * | 1986-04-25 | 1991-11-19 | North American Philips Corporation | Method and apparatus for demodulating chrominance signals using a training signal in place of a color burst signal |
| JPS645188A (en) * | 1987-06-27 | 1989-01-10 | Sharp Kk | Digital hue adjustment system |
| JP2535543B2 (ja) * | 1987-06-27 | 1996-09-18 | シャープ株式会社 | ディジタルｉｑ復調方式 |
| JPH01319389A (ja) * | 1988-06-20 | 1989-12-25 | Fujitsu Ltd | カラー画像表示制御装置 |
| US5488429A (en) * | 1992-01-13 | 1996-01-30 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Video signal processor for detecting flesh tones in am image |
| US5638136A (en) * | 1992-01-13 | 1997-06-10 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Method and apparatus for detecting flesh tones in an image |
| DE4203478A1 (de) * | 1992-02-07 | 1993-08-12 | Thomson Brandt Gmbh | Verfahren zur umsetzung eines digitalen videosignals |
| US5359368A (en) * | 1993-04-12 | 1994-10-25 | Zenith Electronics Corporation | Demodulating a line locked digital color television signal |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5023132A (ja) * | 1973-06-27 | 1975-03-12 | ||
| JPS55154891A (en) * | 1979-05-22 | 1980-12-02 | Victor Co Of Japan Ltd | Automatic hue correcting circuit |
-
1983
- 1983-08-31 JP JP58159685A patent/JPS6051387A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6051387A (ja) | 1985-03-22 |
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