JPH0632591B2 - 誘導電動機の制御方法 - Google Patents
誘導電動機の制御方法Info
- Publication number
- JPH0632591B2 JPH0632591B2 JP60272311A JP27231185A JPH0632591B2 JP H0632591 B2 JPH0632591 B2 JP H0632591B2 JP 60272311 A JP60272311 A JP 60272311A JP 27231185 A JP27231185 A JP 27231185A JP H0632591 B2 JPH0632591 B2 JP H0632591B2
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Links
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Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は誘導電動機を電流形インバータでドライブす
る場合の制御方法の改良に関するもので、特に精度の高
い制御を要求されるエレベータの制御等に有効なもので
ある。
る場合の制御方法の改良に関するもので、特に精度の高
い制御を要求されるエレベータの制御等に有効なもので
ある。
［従来の技術及び問題点］ 電流形インバータで誘導電動機をドライブする場合、１
次周波数の低い領域ではトルクリップルによる機械系の
共振が起こり易い。例えばエレベータの場合、この領域
すなわちかご速度の低い領域でトルクリップルによるか
ご振動が発生するので、低速時すなわちエレベータの起
動時から加速途中まで或いは減速途中から停止に到るま
での間はＰＷＭ制御を行ない乗心地の悪化を防止するこ
とが行なわれている。
次周波数の低い領域ではトルクリップルによる機械系の
共振が起こり易い。例えばエレベータの場合、この領域
すなわちかご速度の低い領域でトルクリップルによるか
ご振動が発生するので、低速時すなわちエレベータの起
動時から加速途中まで或いは減速途中から停止に到るま
での間はＰＷＭ制御を行ない乗心地の悪化を防止するこ
とが行なわれている。
ところで、このように１次周波数の低い領域でＰＷＭ制
御を行なうものにおいて、ＰＷＭ制御有から無しモード
への切り替え時、或いはこの逆の切り替え時、例えばこ
の時点のモータの１次周波数が10Hz程度とすると、トル
クリップルは１次周波数の６倍の周波数で発生するから
このときのトルクリップルは60Hzとなり、一方、通常の
エレベータの場合、トルク変動がかご床への振動として
現れる周波数の最高値は20Hz程度であり、それより高い
周波数すなわち0.05秒以下のトルク変動に対しては、ロ
ープ系等の応答遅れによりかごの床振動としては表われ
ないので、従って上記トルクリップルはかごの床振動と
して現われない。しかし、上記のＰＷＭ制御有と無との
モードの切り替え時に、ただ単に電流位相指令が６０°
に達した時点で切り替えを行なうと、切り替え時に上記
トルクリップルとは別の、過渡的に大きなトルクの変化
を発生し、このトルク変動はモータのほぼ２次時定数で
決まる0.2〜0.3秒の間持続するため、ロープを介してか
ごに伝わり、乗客に不快感を与えることになる。
御を行なうものにおいて、ＰＷＭ制御有から無しモード
への切り替え時、或いはこの逆の切り替え時、例えばこ
の時点のモータの１次周波数が10Hz程度とすると、トル
クリップルは１次周波数の６倍の周波数で発生するから
このときのトルクリップルは60Hzとなり、一方、通常の
エレベータの場合、トルク変動がかご床への振動として
現れる周波数の最高値は20Hz程度であり、それより高い
周波数すなわち0.05秒以下のトルク変動に対しては、ロ
ープ系等の応答遅れによりかごの床振動としては表われ
ないので、従って上記トルクリップルはかごの床振動と
して現われない。しかし、上記のＰＷＭ制御有と無との
モードの切り替え時に、ただ単に電流位相指令が６０°
に達した時点で切り替えを行なうと、切り替え時に上記
トルクリップルとは別の、過渡的に大きなトルクの変化
を発生し、このトルク変動はモータのほぼ２次時定数で
決まる0.2〜0.3秒の間持続するため、ロープを介してか
ごに伝わり、乗客に不快感を与えることになる。
以下に、この過渡的なトルク変動を発生する理由につい
て説明する。
て説明する。
電流形インバータのＰＷＭ制御は通常、モータへの１相
の電流を通電したままの状態で、他の２相を交互に通電
する事に依って、この２相の平均電流を、どちらか一方
から、もう一方へ徐々に移す方法がとられる。従って、
モータに供給する平均的な電流は台形波となる。
の電流を通電したままの状態で、他の２相を交互に通電
する事に依って、この２相の平均電流を、どちらか一方
から、もう一方へ徐々に移す方法がとられる。従って、
モータに供給する平均的な電流は台形波となる。
第１図にＰＷＭ制御を行なったときのモータの線電流
（出力電流）及び平均電流（信号波とほぼ同等の特性を
持つ観点から出力電流を表わした波形）をそれぞれの相
について示す。
（出力電流）及び平均電流（信号波とほぼ同等の特性を
持つ観点から出力電流を表わした波形）をそれぞれの相
について示す。
第２図に第１図のような電流を流すために、ＰＷＭ制御
電流パターンの発生方法の１つを示す。
電流パターンの発生方法の１つを示す。
第３図に第２図のＰＷＭ制御電流パターン信号を使っ
て、具体的にインバータ部のスイッチング半導体素子の
ドライブ信号を合成するためのタイムチャートを示す。
て、具体的にインバータ部のスイッチング半導体素子の
ドライブ信号を合成するためのタイムチャートを示す。
このタイムチャートを実現するための構成図を第４図に
示す。
示す。
第３図及び第４図において、アナログ信号で入力される
一次周波数指令ｆ１ ＊は、Ｖ／Ｆコンバータ11でパルス
列に変換される。このＶ／Ｆコンバータ11の伝達特性
は、１次周波数指令がｆ1[HZ]に相当する電圧入力のと
き、６pf1パルス／Ｓ（ただしｐは位相６０°に対応す
るように予め設定されたパルス数）のパルス列を発生す
るよう設定されている。このパルス列はカウンター12に
てカウントされる。このカウント値は周波数を積分した
ものに相当するので位相の次元を持つ。このカウント値
を、電流位相指令θ１ ＊として使用する。電流位相指令
θ１ ＊の一方は、ＰＷＭパターンを記憶しているＲＯＭ
１３にアドレス入力され、電流位相指令に対応した第３
図Ｐの如くＰＷＭパターンを発生する。電流位相指令θ
１ ＊の他の一方は６０°位相検出回路１４に入力され
る。Ｖ／Ｆコンバータは６pf1[パルス/S]発生するので位相
６０°毎のパルス数はｐとなり、このパルス数ｐ個をカ
ウントする毎に６０°位相検出回路１４は出力パルスを
発生し、このパルスの一方はカウンター１２のカウント
値を零にし、他方はリングカウンター１５に入力され
て、６０°位相毎にリングカウンター１５は、６つの状
態（Ａ〜Ｆ）を発生する。このリングカウンターの出力
と前述のＰＷＭパターン及びその反転信号が組み合わせ
論理回路１６により第３図の如く論理的に組み合わされ
て、インバータのドライブ信号Ｕ，Ｕ，Ｖ，Ｖ
，Ｗ，Ｗ，が得られる。このドライブ信号によっ
て、ドライブされる電流形インバータの主回路構成を第
５図に示す。
一次周波数指令ｆ１ ＊は、Ｖ／Ｆコンバータ11でパルス
列に変換される。このＶ／Ｆコンバータ11の伝達特性
は、１次周波数指令がｆ1[HZ]に相当する電圧入力のと
き、６pf1パルス／Ｓ（ただしｐは位相６０°に対応す
るように予め設定されたパルス数）のパルス列を発生す
るよう設定されている。このパルス列はカウンター12に
てカウントされる。このカウント値は周波数を積分した
ものに相当するので位相の次元を持つ。このカウント値
を、電流位相指令θ１ ＊として使用する。電流位相指令
θ１ ＊の一方は、ＰＷＭパターンを記憶しているＲＯＭ
１３にアドレス入力され、電流位相指令に対応した第３
図Ｐの如くＰＷＭパターンを発生する。電流位相指令θ
１ ＊の他の一方は６０°位相検出回路１４に入力され
る。Ｖ／Ｆコンバータは６pf1[パルス/S]発生するので位相
６０°毎のパルス数はｐとなり、このパルス数ｐ個をカ
ウントする毎に６０°位相検出回路１４は出力パルスを
発生し、このパルスの一方はカウンター１２のカウント
値を零にし、他方はリングカウンター１５に入力され
て、６０°位相毎にリングカウンター１５は、６つの状
態（Ａ〜Ｆ）を発生する。このリングカウンターの出力
と前述のＰＷＭパターン及びその反転信号が組み合わせ
論理回路１６により第３図の如く論理的に組み合わされ
て、インバータのドライブ信号Ｕ，Ｕ，Ｖ，Ｖ
，Ｗ，Ｗ，が得られる。このドライブ信号によっ
て、ドライブされる電流形インバータの主回路構成を第
５図に示す。
第５図において、２１は三相交流電源、２２はコンバー
タ部、２３は直流リアクトル、２４はインバータ部、２
５はモータである。本図は直列ダイオード方式の場合を
示すが、ＧＴＯ方式の場合も同様である。第３図、第４
図のドライブ信号と第５図の主回路構成にて、第１図の
ＰＷＭ電流がモータに供給される。第２図の変調波とし
て通常電流位相指令が使われる。電流位相指令は第４図
で延べたように１次周波数指令を積分して位相信号に変
換し、この位相信号がモータ電気角として６０°に達す
ると、一旦零にリセットし、再び零より積分を開始する
ようにしたもので、１次周波数指令に応じて０°〜６０
°の間で、モータ１次電流が本来とるべき連続的な位相
を表わしたものである。但し、第４図で積分動作をＶ／
Ｆコンバータ及びカウンターにて行なわせている。ＰＷ
Ｍ制御無しの時は、この電流位相指令が６０°に達した
時点で所定の次の相へ転流が行なわれる。すなわち、第
４図のリングカウンターの出力（Ａ〜Ｆ）と、ｐ＝１が
第３図左下の論理で組み合わされて、インバータドライ
ブ信号Ｕ，Ｕ，Ｖ，Ｖ，Ｗ，Ｗ，として用
いられる。この時の電流位相指令と電流パターンの関係
を第６図に示す。
タ部、２３は直流リアクトル、２４はインバータ部、２
５はモータである。本図は直列ダイオード方式の場合を
示すが、ＧＴＯ方式の場合も同様である。第３図、第４
図のドライブ信号と第５図の主回路構成にて、第１図の
ＰＷＭ電流がモータに供給される。第２図の変調波とし
て通常電流位相指令が使われる。電流位相指令は第４図
で延べたように１次周波数指令を積分して位相信号に変
換し、この位相信号がモータ電気角として６０°に達す
ると、一旦零にリセットし、再び零より積分を開始する
ようにしたもので、１次周波数指令に応じて０°〜６０
°の間で、モータ１次電流が本来とるべき連続的な位相
を表わしたものである。但し、第４図で積分動作をＶ／
Ｆコンバータ及びカウンターにて行なわせている。ＰＷ
Ｍ制御無しの時は、この電流位相指令が６０°に達した
時点で所定の次の相へ転流が行なわれる。すなわち、第
４図のリングカウンターの出力（Ａ〜Ｆ）と、ｐ＝１が
第３図左下の論理で組み合わされて、インバータドライ
ブ信号Ｕ，Ｕ，Ｖ，Ｖ，Ｗ，Ｗ，として用
いられる。この時の電流位相指令と電流パターンの関係
を第６図に示す。
次にＰＷＭ制御有の状態から、ＰＷＭ制御無しの状態に
切り替わる時は、相方の電流位相指令を基準にして第３
図と第６図を合成すれば良いから第７図のとうりとな
る。ここで切り替えは、電流位相指令が零になる時点行
なわれており、この方法が最も簡単な構成で切り替えを
実現できる。
切り替わる時は、相方の電流位相指令を基準にして第３
図と第６図を合成すれば良いから第７図のとうりとな
る。ここで切り替えは、電流位相指令が零になる時点行
なわれており、この方法が最も簡単な構成で切り替えを
実現できる。
第７図の電流波形で、平均的な電流の大きさを破線で示
す。これから分かるよう切り替え時点で、平均電流の位
相は、３０°ずれている（進んでいる）。ＰＷＭ制御有
から無しの切り替えは、１次周波数が低周波より増加
時、すなわち、エレベータの場合、加速時に行なわれ
る。すなわち、このときモータは通常力行トルクの状態
にあり、モータの発生トルクＴは、 で表わされる。
す。これから分かるよう切り替え時点で、平均電流の位
相は、３０°ずれている（進んでいる）。ＰＷＭ制御有
から無しの切り替えは、１次周波数が低周波より増加
時、すなわち、エレベータの場合、加速時に行なわれ
る。すなわち、このときモータは通常力行トルクの状態
にあり、モータの発生トルクＴは、 で表わされる。
但し、Ｐ：極数Ｉ１：１次電流 φ２：２次磁束θ：２と とのなす角 このベクトル図を第８図（ａ）に示す。斜線部は、２極
１相当りの発生トルクを示す。上式及び第８図（ａ）に
て切り替え時点で、電流位相が３０°進むと、ベクトル
図は第８図（ｂ）の如くとなり、過渡的に大きなトルク
を発生する。
１相当りの発生トルクを示す。上式及び第８図（ａ）に
て切り替え時点で、電流位相が３０°進むと、ベクトル
図は第８図（ｂ）の如くとなり、過渡的に大きなトルク
を発生する。
次にＰＷＭ制御無しの状態から、ＰＷＭ制御有の状態に
切り替わるときを考える。この時の電流位相指令と各相
電流パターンを第９図に示す。第９図から分かる様に、
ＰＷＭ制御無しから有への切換え時点で、平均電流位相
（破線）は３０°進む。この切替え時点は１次周波数が
低周波へ移行する時、すなわち、エレベータ減速時とな
る。すなわち、この時、モータは通常制動トルク領域に
あり、平均電流位相が３０°進む事に依って、第１０図
（ａ）の切り替え前から第１０図（ｂ）の切り替え後の
状態へ過度的に移行し過渡的に制動トルクが減少する。
切り替わるときを考える。この時の電流位相指令と各相
電流パターンを第９図に示す。第９図から分かる様に、
ＰＷＭ制御無しから有への切換え時点で、平均電流位相
（破線）は３０°進む。この切替え時点は１次周波数が
低周波へ移行する時、すなわち、エレベータ減速時とな
る。すなわち、この時、モータは通常制動トルク領域に
あり、平均電流位相が３０°進む事に依って、第１０図
（ａ）の切り替え前から第１０図（ｂ）の切り替え後の
状態へ過度的に移行し過渡的に制動トルクが減少する。
以上説明したように、ＰＷＭ制御有から無し或いはこの
逆への切り替えを、ただ単に電流位相指令が６０°に達
した時点で行なうと、この切り替え時点で過渡的にトル
クが増大或いは減少し、これによりかご振動が発生して
乗客に不快感をあたえることになる。
逆への切り替えを、ただ単に電流位相指令が６０°に達
した時点で行なうと、この切り替え時点で過渡的にトル
クが増大或いは減少し、これによりかご振動が発生して
乗客に不快感をあたえることになる。
［問題点を解決するための手段］ 本発明は上記問題点を解決するためになされたもので、
ＰＷＭ制御有から無しのモードへの切り替え時は、電流
位相指令が６０°に達した時点でＰＷＭ制御を中止する
とともに転流を行なわずに電流位相指令を一旦零にリセ
ットし、次に電流位相指令が３０°位相になった時点で
再び零にリセットすると同時に転流を行なう様にするこ
とにより、また、ＰＷＭ制御無しから有のモードへの切
り替え時は、電流位相指令が３０°位相に達した時点
で、電流位相指令を一旦零にリセットすると同時にＰＷ
Ｍ制御を開始するようにすることにより、それぞれの切
り替え時に平均電流の位相のずれが生じないようにした
点に特徴を有するものである。
ＰＷＭ制御有から無しのモードへの切り替え時は、電流
位相指令が６０°に達した時点でＰＷＭ制御を中止する
とともに転流を行なわずに電流位相指令を一旦零にリセ
ットし、次に電流位相指令が３０°位相になった時点で
再び零にリセットすると同時に転流を行なう様にするこ
とにより、また、ＰＷＭ制御無しから有のモードへの切
り替え時は、電流位相指令が３０°位相に達した時点
で、電流位相指令を一旦零にリセットすると同時にＰＷ
Ｍ制御を開始するようにすることにより、それぞれの切
り替え時に平均電流の位相のずれが生じないようにした
点に特徴を有するものである。
［実施例］ 以下、本発明をエレベータに適用した場合の一実施例を
図面に基づいて説明する。
図面に基づいて説明する。
まず、ＰＷＭ制御有から無しへ切り替える場合について
の回路構成図を第１１図に示す。なお、第４図と同一の
ものは同一符合にて示している。
の回路構成図を第１１図に示す。なお、第４図と同一の
ものは同一符合にて示している。
第１１図において、２０は電流位相指令θ１ ＊が３０°
位相に達したとき出力パルスを発する３０°位相検出回
路、２１は、１次周波数指令ｆ１ ＊が所定値を超えたと
き、すなわちエレベータの速度が所定値を超えたとき、
ＬｏｗからＨｉｇｈを出力するコンパレータ、２２〜２
４はＤ型ラッチ、２５〜２７はＡＮＤゲート、２８〜３
０はＯＲゲートである。
位相に達したとき出力パルスを発する３０°位相検出回
路、２１は、１次周波数指令ｆ１ ＊が所定値を超えたと
き、すなわちエレベータの速度が所定値を超えたとき、
ＬｏｗからＨｉｇｈを出力するコンパレータ、２２〜２
４はＤ型ラッチ、２５〜２７はＡＮＤゲート、２８〜３
０はＯＲゲートである。
第１１図の回路構成のタイムチャートを第１２図に示
す。ここでＱ１〜Ｑ３はＤ型ラッチ２２〜２４の出力、
Ｕ１〜Ｕ３はＡＮＤゲート２５〜２７の出力、Ｕ４及び
Ｕ５はＯＲゲート２８及び２９の出力である。コンパレ
ータ２１の出力がＬからＨになると、次に電流位相指令
が６０°位相に達した時点からＰＷＭ制御無しに切り替
わるが、ＯＲゲート２８の出力Ｕ４すなわちリングカウ
ンター１５への入力パルスは、ＰＷＭ制御無しに切り替
った時点で３０°位相が遅らされる。但し、カウンター
リセット信号Ｕ５（電流位相指令零リセット）はＰＷＭ
制御無しに切り替わった時点及び、それにより３０°の
位相遅れた時点で動作する。その結果このときのゲート
信号Ｕ〜Ｗは第１２図下部に示す如くとなる。
す。ここでＱ１〜Ｑ３はＤ型ラッチ２２〜２４の出力、
Ｕ１〜Ｕ３はＡＮＤゲート２５〜２７の出力、Ｕ４及び
Ｕ５はＯＲゲート２８及び２９の出力である。コンパレ
ータ２１の出力がＬからＨになると、次に電流位相指令
が６０°位相に達した時点からＰＷＭ制御無しに切り替
わるが、ＯＲゲート２８の出力Ｕ４すなわちリングカウ
ンター１５への入力パルスは、ＰＷＭ制御無しに切り替
った時点で３０°位相が遅らされる。但し、カウンター
リセット信号Ｕ５（電流位相指令零リセット）はＰＷＭ
制御無しに切り替わった時点及び、それにより３０°の
位相遅れた時点で動作する。その結果このときのゲート
信号Ｕ〜Ｗは第１２図下部に示す如くとなる。
第１２図のゲート信号に基づいて、インバータ主回路素
子をスイッチングした時の電流パターンを第１３図に示
す。この図から明らかなように、ＰＷＭ制御有から無し
へ切り替わる時点で平均電流がずれていないので、モー
タは過渡的なトルクを発生することなくＰＷＭ制御有か
ら無しへスムーズに移行する。従って、この切り替え時
点で、かご振動を発生する事なくエレベータをスムーズ
に加速できる。
子をスイッチングした時の電流パターンを第１３図に示
す。この図から明らかなように、ＰＷＭ制御有から無し
へ切り替わる時点で平均電流がずれていないので、モー
タは過渡的なトルクを発生することなくＰＷＭ制御有か
ら無しへスムーズに移行する。従って、この切り替え時
点で、かご振動を発生する事なくエレベータをスムーズ
に加速できる。
次に、ＰＷＭ制御無しから有へ切り替える場合について
説明する。この場合の回路構成図を第１４図に示す。な
お、第１１図と同一のものは同一符合にて示している。
説明する。この場合の回路構成図を第１４図に示す。な
お、第１１図と同一のものは同一符合にて示している。
第１４図において３１及び３２はＤ型ラッチ、３３はＡ
ＮＤゲート、３４はＯＲゲートである。コンパレータ２
１は１次周波数指令ｆ１ ＊が所定値より更に低くなった
時点でＨｉｇｈからＬｏｗとなる。
ＮＤゲート、３４はＯＲゲートである。コンパレータ２
１は１次周波数指令ｆ１ ＊が所定値より更に低くなった
時点でＨｉｇｈからＬｏｗとなる。
第１４図の構成のタイムチャートを第１５図に示す。こ
こでＱ４及びＱ５はＤ型ラッチの出力、Ｕ６はＡＮＤゲ
ート３３の出力、Ｕ７はＯＲゲート３４の出力である。
コンパレータ２１の出力がＨからＬになると、次に電流
位相指令が６０°位相に達した時点で一旦リセットさ
れ、更にそこから３０°位相に達した時点で再びリッセ
トされる。すなわち、リングカウンター１５への入力パ
ルス或いはカウンターリセットパルス（電流位相指令零
のリセットパルス）であるＯＲゲート３４の出力Ｕ７
は、ＰＷＭ制御無しから有へ切り替わる所で位相が３０
°縮んでいる。（短くなっている）その結果、このとき
のゲート信号Ｕ〜Ｗは第１５図下部に示す如くとな
る。
こでＱ４及びＱ５はＤ型ラッチの出力、Ｕ６はＡＮＤゲ
ート３３の出力、Ｕ７はＯＲゲート３４の出力である。
コンパレータ２１の出力がＨからＬになると、次に電流
位相指令が６０°位相に達した時点で一旦リセットさ
れ、更にそこから３０°位相に達した時点で再びリッセ
トされる。すなわち、リングカウンター１５への入力パ
ルス或いはカウンターリセットパルス（電流位相指令零
のリセットパルス）であるＯＲゲート３４の出力Ｕ７
は、ＰＷＭ制御無しから有へ切り替わる所で位相が３０
°縮んでいる。（短くなっている）その結果、このとき
のゲート信号Ｕ〜Ｗは第１５図下部に示す如くとな
る。
第１５図のゲート信号に基づいて、インバータ主回路素
子をスイッチングしたときの電流パターンを第１６図に
示す。この図から明らかなように、ＰＷＭ制御無しから
有へ切り替わるとき、平均電流位相がずれていないので
モータは過渡的なトルクを発生することなく、ＰＷＭ制
御無しから有へスムーズに移行する。従って、この切り
替え時点で、かご振動を発生する事なくエレベータをス
ムーズに減速できる。
子をスイッチングしたときの電流パターンを第１６図に
示す。この図から明らかなように、ＰＷＭ制御無しから
有へ切り替わるとき、平均電流位相がずれていないので
モータは過渡的なトルクを発生することなく、ＰＷＭ制
御無しから有へスムーズに移行する。従って、この切り
替え時点で、かご振動を発生する事なくエレベータをス
ムーズに減速できる。
なお、以上の実施例において、電流位相指令はＶ／Ｆコ
ンバータとカウンターとで構成しているが、１次周波数
をデジタル量とするときはＶ／Ｆコンバータは省略され
る。また、勿論デジタル的に構成したものに限らず、ア
ナログ的に構成したものであってもよいことは言うまで
もない。
ンバータとカウンターとで構成しているが、１次周波数
をデジタル量とするときはＶ／Ｆコンバータは省略され
る。また、勿論デジタル的に構成したものに限らず、ア
ナログ的に構成したものであってもよいことは言うまで
もない。
［発明の効果］ エレベータが加速する時のＰＷＭ制御有から無しへ切り
替わる時点及び、減速、停止するときのＰＷＭ制御無し
から有へ切り替わる時点でＰＷＭ制御有の時の平均電流
位相と、ＰＷＭ制御無しのときの平均電流位相が、不連
続を生じる事なく切り替わるので、モータは切り替え時
点で過渡的な異常トルクを発生する事なくスムーズに制
御される。このため、この切り替え時点で過渡的な、か
ご振動を発生する事なく極めてスムーズな乗り心地が得
られる。
替わる時点及び、減速、停止するときのＰＷＭ制御無し
から有へ切り替わる時点でＰＷＭ制御有の時の平均電流
位相と、ＰＷＭ制御無しのときの平均電流位相が、不連
続を生じる事なく切り替わるので、モータは切り替え時
点で過渡的な異常トルクを発生する事なくスムーズに制
御される。このため、この切り替え時点で過渡的な、か
ご振動を発生する事なく極めてスムーズな乗り心地が得
られる。
第１図はＰＷＭ制御を行なったときのモータの線電流を
示す図、第２図はＰＷＭ制御電流パターンの発生方法を
説明する図、第３図はＰＷＭ制御パターン信号を用いて
インバータ部のスイッチング半導体素子のドライブ信号
を合成するためのタイムチャート、第４図は第３図のド
ライブ信号を実現するための構成図、第５図は電流形イ
ンバータの主回路構成を示す図、第６図は電流位相指令
と電流パターンの関係を示す図、第７図はＰＷＭ制御有
から無しの状態に切り替えたときの従来の電流パターン
の変化の様子を示す図、第８図は第７図の切り替え時点
でのトルクの変化の様子を示す図、第９図はＰＷＭ制御
無しから有の状態に切り替えたときの従来の電流パター
ンの変化の様子を示す図、第１０図は第９図の切り替え
時点でのトルクの変化の様子を示す図、第１１図はＰＷ
Ｍ制御有から無しへ切り替える場合の本発明の回路構成
の一実施例を示す図、第１２図は第１１図の回路構成に
おける各信号のタイムチャート、第１３図は第１２図の
ゲート信号に基づいてインバータ主回路素子をスイッチ
ングしたときの電流パターンを示す図、第１４図はＰＷ
Ｍ制御無しから有へ切り替える場合の本発明の回路構成
の一実施例を示す図、第１５図は第１４図の回路構成に
おける各信号のタイムチャート、第１６図は第１５図の
ゲート信号に基づいてインバータ主回路素子をスイッチ
ングしたときの電流パターンを示す図である。 １１……Ｖ／Ｆコンバータ １２……カウンター １３……ＰＷＭパターン記憶回路 １４……６０°位相検出回路 １５……リングカウンター １６……組み合わせ論理回路 ２０……３０°位相検出回路 ２１……コンパレータ ２２〜２４，３１，３２……Ｄ型ラッチ ２５〜２７，３３……ＡＮＤゲート ２８〜３０，３４……ＯＲゲート ｆ１ ＊……１次周波数指令 θ１ ＊……電流位相指令 Ｕ，Ｕ，Ｖ，Ｖ，Ｗ，Ｗ……ゲート信号
示す図、第２図はＰＷＭ制御電流パターンの発生方法を
説明する図、第３図はＰＷＭ制御パターン信号を用いて
インバータ部のスイッチング半導体素子のドライブ信号
を合成するためのタイムチャート、第４図は第３図のド
ライブ信号を実現するための構成図、第５図は電流形イ
ンバータの主回路構成を示す図、第６図は電流位相指令
と電流パターンの関係を示す図、第７図はＰＷＭ制御有
から無しの状態に切り替えたときの従来の電流パターン
の変化の様子を示す図、第８図は第７図の切り替え時点
でのトルクの変化の様子を示す図、第９図はＰＷＭ制御
無しから有の状態に切り替えたときの従来の電流パター
ンの変化の様子を示す図、第１０図は第９図の切り替え
時点でのトルクの変化の様子を示す図、第１１図はＰＷ
Ｍ制御有から無しへ切り替える場合の本発明の回路構成
の一実施例を示す図、第１２図は第１１図の回路構成に
おける各信号のタイムチャート、第１３図は第１２図の
ゲート信号に基づいてインバータ主回路素子をスイッチ
ングしたときの電流パターンを示す図、第１４図はＰＷ
Ｍ制御無しから有へ切り替える場合の本発明の回路構成
の一実施例を示す図、第１５図は第１４図の回路構成に
おける各信号のタイムチャート、第１６図は第１５図の
ゲート信号に基づいてインバータ主回路素子をスイッチ
ングしたときの電流パターンを示す図である。 １１……Ｖ／Ｆコンバータ １２……カウンター １３……ＰＷＭパターン記憶回路 １４……６０°位相検出回路 １５……リングカウンター １６……組み合わせ論理回路 ２０……３０°位相検出回路 ２１……コンパレータ ２２〜２４，３１，３２……Ｄ型ラッチ ２５〜２７，３３……ＡＮＤゲート ２８〜３０，３４……ＯＲゲート ｆ１ ＊……１次周波数指令 θ１ ＊……電流位相指令 Ｕ，Ｕ，Ｖ，Ｖ，Ｗ，Ｗ……ゲート信号
Claims (1)
- 【請求項１】１次周波数制御をされる誘導電動機の１次
周波数指令に相当する角速度を積分し、この積分値が電
気角として６０°位相に相当する所定値に達すると、こ
の積分値を一旦零にリセットした後、再度積分を開始す
ることにより固定子電流ベクトルの相対的な位相指令を
与える電流位相指令、前記１次周波数指令が所定値以上
の時は、前記電流位相指令が６０°位相の所定値に達し
た時点で、次の所定の相へ転流するＰＷＭ無しのモード
とし、前記１次周波数指令が所定値以下のときは、固定
子電流ベクトルを一つの位置と、他の一つの隣り合う位
置を交互に通電し、この通電時間比を、前記電流位相指
令に対応させて変化させることにより、ＰＷＭ制御有の
モードとするようにした転流制御回路により電流形イン
バータを制御し、前記誘導電動機を駆動するようにした
誘導電動機の制御方法において、 ＰＷＭ制御有からＰＷＭ制御無しのモードへ切り替える
ときには、電流位相指令が６０°位相の所定値に達した
時点で、ＰＷＭ制御を中止すると同時に、転流を行なわ
ずに、電流位相指令を一旦零にリセットし、次に電流位
相指令が３０°位相になった時点で、次の所定の相へ転
流を行なうと同時に電流位相指令を一旦零にリセット
し、以後ＰＷＭ制御無しのモードに従って転流を行な
い、ＰＷＭ制御無しからＰＷＭ制御有のモードへ切り替
える時には、電流位相指令が３０°に達した時点で、電
流位相指令を、一旦零にリセットすると同時にＰＷＭ制
御を開始し、以後、ＰＷＭ制御有のモードに従って転流
を行なうようにしたことを特徴とする誘導電動機の制御
方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60272311A JPH0632591B2 (ja) | 1985-12-03 | 1985-12-03 | 誘導電動機の制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60272311A JPH0632591B2 (ja) | 1985-12-03 | 1985-12-03 | 誘導電動機の制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62131791A JPS62131791A (ja) | 1987-06-15 |
| JPH0632591B2 true JPH0632591B2 (ja) | 1994-04-27 |
Family
ID=17512111
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60272311A Expired - Lifetime JPH0632591B2 (ja) | 1985-12-03 | 1985-12-03 | 誘導電動機の制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0632591B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5172286B2 (ja) * | 2007-11-16 | 2013-03-27 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | モータ制御装置およびハイブリッド自動車用制御装置 |
| JP5383847B2 (ja) | 2012-03-28 | 2014-01-08 | ファナック株式会社 | 把持爪を備えたロボットを用いたワーク取出し方法 |
-
1985
- 1985-12-03 JP JP60272311A patent/JPH0632591B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62131791A (ja) | 1987-06-15 |
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