JPH0777516B2 - 多相インバータの出力直流分防止装置 - Google Patents
多相インバータの出力直流分防止装置Info
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- JPH0777516B2 JPH0777516B2 JP1109726A JP10972689A JPH0777516B2 JP H0777516 B2 JPH0777516 B2 JP H0777516B2 JP 1109726 A JP1109726 A JP 1109726A JP 10972689 A JP10972689 A JP 10972689A JP H0777516 B2 JPH0777516 B2 JP H0777516B2
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5387—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
- H02M7/53871—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
- H02M7/53875—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、直流電圧を交流電圧に変換する多相インバ
ータの出力電圧の中に含まれる直流分を検出し、これを
０にすることによって、インバータの出力に接続される
トランスの飽和を防ぐ直流分防止装置に関するものであ
る。
ータの出力電圧の中に含まれる直流分を検出し、これを
０にすることによって、インバータの出力に接続される
トランスの飽和を防ぐ直流分防止装置に関するものであ
る。
第４図は、例えば公開特許公報昭60−249874に示された
従来の直流分防止装置を示す。
従来の直流分防止装置を示す。
以下、図面を参照して従来の実施例を説明する。
第４図は、従来の一実施例の構成を示すブロック図であ
る。
る。
この図において、101は３相交流電源102よりスイッチ10
3を介して供給される交流電圧を整流する順変換器、104
は平滑用のコンデンサである。順変換器101から供給さ
れる直流は、４つのスイッチング素子105a〜105dからな
るインバータ105によって交流電圧V1に変換され、この
交流電圧V1が変圧器107の１次巻線107aに供給される。
前記交流電圧V1は、変圧器107で電圧変換され、２次巻
線107bの両端に接続されたダイオード108a、108bによっ
て全波整流されて再び直流となる。そして、この直流の
プラス極がリアクトル109、接触子110を介してワイヤ11
1に接続され、マイナス極がシャント抵抗113を介して接
続母線114に接続されている。そして、リアクトル109−
接触子110−ワイヤ111−アーク115−溶接母材114−シャ
ント抵抗113を返って溶接電流が流れ、ワイヤ111が溶融
されて溶接が行われる。
3を介して供給される交流電圧を整流する順変換器、104
は平滑用のコンデンサである。順変換器101から供給さ
れる直流は、４つのスイッチング素子105a〜105dからな
るインバータ105によって交流電圧V1に変換され、この
交流電圧V1が変圧器107の１次巻線107aに供給される。
前記交流電圧V1は、変圧器107で電圧変換され、２次巻
線107bの両端に接続されたダイオード108a、108bによっ
て全波整流されて再び直流となる。そして、この直流の
プラス極がリアクトル109、接触子110を介してワイヤ11
1に接続され、マイナス極がシャント抵抗113を介して接
続母線114に接続されている。そして、リアクトル109−
接触子110−ワイヤ111−アーク115−溶接母材114−シャ
ント抵抗113を返って溶接電流が流れ、ワイヤ111が溶融
されて溶接が行われる。
一方、シャント抵抗113によって検出された溶接電流Ｉ
は、増幅器116で増幅されてフィードバック信号Ifに変
換され、PI演算器117に供給される。PI演算器117は、溶
接電流設定器118によって設定される設定値Isと前記フ
ィードバック信号Ifの差を比例・積分演算して出力する
もので、その出力（動作信号）Δｅが加え合わせ点138
に供給される。
は、増幅器116で増幅されてフィードバック信号Ifに変
換され、PI演算器117に供給される。PI演算器117は、溶
接電流設定器118によって設定される設定値Isと前記フ
ィードバック信号Ifの差を比例・積分演算して出力する
もので、その出力（動作信号）Δｅが加え合わせ点138
に供給される。
131,132は、ホール素子と増幅器からなる電流検出器で
あり、電流検出器131は１次巻線107aに流れる電流I1の
正側、電流検出器132は負側を各々検出し、前者の検出
出力S1は加え合わせ点133に加算され、後者の検出出力S
2は減算される。そして、加え合わせ点133の出力は、増
幅率が−１の積分器134の入力端に印加され、前記検出
出力S1,S2の積分値SIが出力される（第５図（ハ））。
この場合、検出出力S1,S2の時間幅が一致しているとき
のみ積分値SI＝０となり、S1＞S2のときSI＜０、S1＜S2
のときSI＞０となる。
あり、電流検出器131は１次巻線107aに流れる電流I1の
正側、電流検出器132は負側を各々検出し、前者の検出
出力S1は加え合わせ点133に加算され、後者の検出出力S
2は減算される。そして、加え合わせ点133の出力は、増
幅率が−１の積分器134の入力端に印加され、前記検出
出力S1,S2の積分値SIが出力される（第５図（ハ））。
この場合、検出出力S1,S2の時間幅が一致しているとき
のみ積分値SI＝０となり、S1＞S2のときSI＜０、S1＜S2
のときSI＞０となる。
前記積分器SIは、巻線電流I1が負のときにオン、正のと
きにオフとなるスイッチング素子135の一端に供給され
る一方、巻線電流I1が正のときにオン、負のときにオフ
となるスイッチング素子136の一端に、符号反転増幅器1
37を介して供給される。また、上記スイッチング素子13
5,136の各他端は共通接続され、その出力信号（積分信
号）SIa（第５図（ニ））が加え合わせ点138へ供給され
る。
きにオフとなるスイッチング素子135の一端に供給され
る一方、巻線電流I1が正のときにオン、負のときにオフ
となるスイッチング素子136の一端に、符号反転増幅器1
37を介して供給される。また、上記スイッチング素子13
5,136の各他端は共通接続され、その出力信号（積分信
号）SIa（第５図（ニ））が加え合わせ点138へ供給され
る。
なお、前記スイッチング素子135,136のオン／オフは、
パルス分配器122からの信号によって行われる。加え合
わせ点138は、PI演算器117から出力される動作信号Δｅ
から積分信号SIaを減算して得た信号Se（第５図
（ヘ））を加え合わせ点119へ供給する。
パルス分配器122からの信号によって行われる。加え合
わせ点138は、PI演算器117から出力される動作信号Δｅ
から積分信号SIaを減算して得た信号Se（第５図
（ヘ））を加え合わせ点119へ供給する。
加え合わせ点119には、三角波発生器120から三角波Twが
供給されて、信号Seとの和がとられ、和信号がコンパレ
ータ121に供給される。この結果コンパレータ121は、Tw
＋Se＞０のとき、すなわち、Tw＞−Seのときに“L"レベ
ルの信号を出力し、これがパルス分配器122に供給され
ると、パルス分配器122は信号SGによりスイッチング素
子105aおよび105d、または、105bおよび105cを交互にオ
ン／オフ制御する。
供給されて、信号Seとの和がとられ、和信号がコンパレ
ータ121に供給される。この結果コンパレータ121は、Tw
＋Se＞０のとき、すなわち、Tw＞−Seのときに“L"レベ
ルの信号を出力し、これがパルス分配器122に供給され
ると、パルス分配器122は信号SGによりスイッチング素
子105aおよび105d、または、105bおよび105cを交互にオ
ン／オフ制御する。
こうして、変圧器107の１次巻線107aには、第５図
（ロ）に示す交流電圧Viが供給される。
（ロ）に示す交流電圧Viが供給される。
この場合、第５図（イ）、（ヘ）から判るように、信号
−Δｅおよび−Seが下がるほど、電圧V1のパルス幅が広
がるようになっている。
−Δｅおよび−Seが下がるほど、電圧V1のパルス幅が広
がるようになっている。
なお、第５図（イ）は三角波TWの波形図である。また、
第４図中、Ｍはワイヤ111供給用の電動機、Ｄは還流用
のダイオードである。
第４図中、Ｍはワイヤ111供給用の電動機、Ｄは還流用
のダイオードである。
次に、第５図の波形図を参照して本実施例の動作を説明
する。
する。
まず、インバータ105の出力電圧V1に偏りのない場合に
ついて説明する。このとき、電圧V1の波形は第５図
（ロ）に破線で示すように、正負のパルス幅が一致した
ものとなり、これら正負のパルスの積分値が互に打消し
合うので、１周期終了時点での積分値SIおよび積分信号
SIaは必ず零となる（第５図（ハ）、（ニ）の破線参
照）。この結果、信号SeはΔｅとほぼ一致し（厳密には
Δｅを中心に、上記の１パルスを積分した微小振幅で振
動する）、正負の平衡が維持される。
ついて説明する。このとき、電圧V1の波形は第５図
（ロ）に破線で示すように、正負のパルス幅が一致した
ものとなり、これら正負のパルスの積分値が互に打消し
合うので、１周期終了時点での積分値SIおよび積分信号
SIaは必ず零となる（第５図（ハ）、（ニ）の破線参
照）。この結果、信号SeはΔｅとほぼ一致し（厳密には
Δｅを中心に、上記の１パルスを積分した微小振幅で振
動する）、正負の平衡が維持される。
次に、第５図（ロ）に実線で示すように、正のパルス幅
が広がり、負のパルス幅が狭まった場合について説明す
る。このとき、正パルスの積分値の方が負パルスの積分
値より大きくなるので、積分値SIが負の方向へ漸増する
（第５図（ハ））。この積分値SIは、スイッチング素子
135,136および符号反転増幅器137の働きによって正負に
振られ、同図（ニ）に示す積分信号SIaが形成される。
積分信号SIaは動作信号Δｅから減算され、同図（ヘ）
に示す信号Seとなる。そして、三角形TW＞−Seのとき
に、パルス分配器122から信号SGが出力され、インバー
タスイッチング素子105aおよび105dまたは、105bおよび
105cが交互にオン／オフされ、電圧V1が出力される。
が広がり、負のパルス幅が狭まった場合について説明す
る。このとき、正パルスの積分値の方が負パルスの積分
値より大きくなるので、積分値SIが負の方向へ漸増する
（第５図（ハ））。この積分値SIは、スイッチング素子
135,136および符号反転増幅器137の働きによって正負に
振られ、同図（ニ）に示す積分信号SIaが形成される。
積分信号SIaは動作信号Δｅから減算され、同図（ヘ）
に示す信号Seとなる。そして、三角形TW＞−Seのとき
に、パルス分配器122から信号SGが出力され、インバー
タスイッチング素子105aおよび105dまたは、105bおよび
105cが交互にオン／オフされ、電圧V1が出力される。
この場合、第５図（ヘ）に示すように、電圧V1が正のと
きには、信号−Seが動作信号−Δｅより正となり、V1が
負のときには−Δｅより負となるから、スイッチング素
子105a〜105dは、正パルス幅が狭まり、負パルス幅が広
がるようにコントロールされる。こうして動作信号Δｅ
に積分信号SIaを重畳することによって、正負パルスの
平衡がとられて積分信号SIaが零になる方向の制御が行
われる。この結果、正、負のパルス幅が常に等しく保た
れるので、変圧器107は偏磁現象を起こすことがなく、
常に、良好な動作をなすことができる。
きには、信号−Seが動作信号−Δｅより正となり、V1が
負のときには−Δｅより負となるから、スイッチング素
子105a〜105dは、正パルス幅が狭まり、負パルス幅が広
がるようにコントロールされる。こうして動作信号Δｅ
に積分信号SIaを重畳することによって、正負パルスの
平衡がとられて積分信号SIaが零になる方向の制御が行
われる。この結果、正、負のパルス幅が常に等しく保た
れるので、変圧器107は偏磁現象を起こすことがなく、
常に、良好な動作をなすことができる。
従来の直流分防止装置は以上のように単相インバータを
前提としており、多相インバータについては考慮されて
いない。
前提としており、多相インバータについては考慮されて
いない。
たとえば、３相インバータについて云うと、３つの相直
流分アンバランスを補正しなければならない。
流分アンバランスを補正しなければならない。
また、３つの各相電流の和が０であるという条件を満足
させなければならないので、構成が複雑になる。さら
に、相間の相互干渉が起きるという課題があった。
させなければならないので、構成が複雑になる。さら
に、相間の相互干渉が起きるという課題があった。
この発明は、上記のような課題を解消するためになされ
たもので、三相インバータをはじめ、多相のインバータ
に適用できる直流分防止装置を得ることを目的とする。
たもので、三相インバータをはじめ、多相のインバータ
に適用できる直流分防止装置を得ることを目的とする。
この発明に係る多相インバータ出力電圧直流分防止装置
は、Ｎ相のインバータ出力のうち第１相を基準として、
第２相から第Ｎ相までのＮ−１個の各線間の直流分を検
出し、これらの線間直流分がそれぞれ０となるように対
応する。第２相から第Ｎ相までのＮ−１個のインバータ
出力電圧を制御するようにするものである。
は、Ｎ相のインバータ出力のうち第１相を基準として、
第２相から第Ｎ相までのＮ−１個の各線間の直流分を検
出し、これらの線間直流分がそれぞれ０となるように対
応する。第２相から第Ｎ相までのＮ−１個のインバータ
出力電圧を制御するようにするものである。
この発明における多相インバータ出力電圧直流分補正装
置はＮ個のインバータ出力のうち第１相を基準としてこ
れに対する他のＮ−１個の相の各線間直流分を０にする
ように作用する。
置はＮ個のインバータ出力のうち第１相を基準としてこ
れに対する他のＮ−１個の相の各線間直流分を０にする
ように作用する。
第２図、第３図により動作を説明する。
第２図はインバータの３相出力電圧を示したものであ
る。
る。
NTはインバータの仮想中性的、VA0,VA1,VA2,VA3,VD0,V
D1,VD2,VD3はそれぞれNT点、第一相、第２相、第３相の
交流電圧および直流分を示す。出力トランス４の直流励
磁に対しては線間の直流電圧を考慮すればよいから、第
１相を基準にして第２図を変形すると第３図のようにな
る。従って、第１の直流分検出器６は（VD2−VD1）を、
また第２の直流分検出器は（VD3−VD1）を検出する。
D1,VD2,VD3はそれぞれNT点、第一相、第２相、第３相の
交流電圧および直流分を示す。出力トランス４の直流励
磁に対しては線間の直流電圧を考慮すればよいから、第
１相を基準にして第２図を変形すると第３図のようにな
る。従って、第１の直流分検出器６は（VD2−VD1）を、
また第２の直流分検出器は（VD3−VD1）を検出する。
第１および第２の積分器22,32はこれらの直流分を積分
し、制御を補正するから、VD2−VD1＝０およびVD3−VD1
＝０の状態で安定する。すなわち、出力トランス４に与
えられる直流分は０となる。
し、制御を補正するから、VD2−VD1＝０およびVD3−VD1
＝０の状態で安定する。すなわち、出力トランス４に与
えられる直流分は０となる。
以下、３相のインバータの例についてこの発明の実施例
を図について説明する。第１図において、１は各相に２
個ずつ計６個のスイッチング素子を有する３相インバー
タ、２はインバータ１に電力を供給する直流電源、３は
インバータ１の出力に設けられたフィルタ、４はフィル
タの出力に設けられた出力トランス、５は出力電圧を検
出するためのPT、６は第１相と第２相間に設けられた第
１の線間直流分検出器で例えば絶縁形差動増幅器または
時開昭63−198581の可飽和リアクトルを用いたもの、７
は第１相と第３相間に設けられた第２の線間直流分検出
器、10、20、30はインバータ出力の各相電圧に対応し、
120゜ずつ位相のずれた基準正弦波発生器、11はインバ
ータの第１相基準正弦波とPT5の第１相電圧検出信号を
入力し、第１相の出力電圧が基準値と等しくなるように
インバータ第１相のスイッチング素子UPおよびUNを交互
にオン、オフする制御回路、13は第１相の基準正弦波信
号と第１相の出力との偏差を増幅するコントローラ、14
はインバータ１をパルス幅変調（PWM）動作をさせるた
めの三角波キャリア発生回路、15はコントローラ13の出
力と三角波キャリアとの大きさを比較するためのコンパ
レータ、16、17はコンパレータ15の出力正信号と逆信号
を増幅しインバータ１の第１相のスイッチング素子UPと
UNを交互にオン・オフ駆動する信号を発生するドライ
バ、21は制御回路11と同一の構成で、第２相基準正弦波
発生器20と出力電圧検出PTの第２相出力が一致するよう
に第２相スイッチング素子VPおよびVNを交互にオンオフ
する信号を出力する制御回路、22は上記第１の直流分検
出器６の出力を積分し、その積分値を制御回路21内のコ
ントローラ出力から減算する補正信号として出力する積
分器、31,32はそれぞれ第３相に対する制御回路と積分
器で、第２相に対する前記21と22と同一のものである。
を図について説明する。第１図において、１は各相に２
個ずつ計６個のスイッチング素子を有する３相インバー
タ、２はインバータ１に電力を供給する直流電源、３は
インバータ１の出力に設けられたフィルタ、４はフィル
タの出力に設けられた出力トランス、５は出力電圧を検
出するためのPT、６は第１相と第２相間に設けられた第
１の線間直流分検出器で例えば絶縁形差動増幅器または
時開昭63−198581の可飽和リアクトルを用いたもの、７
は第１相と第３相間に設けられた第２の線間直流分検出
器、10、20、30はインバータ出力の各相電圧に対応し、
120゜ずつ位相のずれた基準正弦波発生器、11はインバ
ータの第１相基準正弦波とPT5の第１相電圧検出信号を
入力し、第１相の出力電圧が基準値と等しくなるように
インバータ第１相のスイッチング素子UPおよびUNを交互
にオン、オフする制御回路、13は第１相の基準正弦波信
号と第１相の出力との偏差を増幅するコントローラ、14
はインバータ１をパルス幅変調（PWM）動作をさせるた
めの三角波キャリア発生回路、15はコントローラ13の出
力と三角波キャリアとの大きさを比較するためのコンパ
レータ、16、17はコンパレータ15の出力正信号と逆信号
を増幅しインバータ１の第１相のスイッチング素子UPと
UNを交互にオン・オフ駆動する信号を発生するドライ
バ、21は制御回路11と同一の構成で、第２相基準正弦波
発生器20と出力電圧検出PTの第２相出力が一致するよう
に第２相スイッチング素子VPおよびVNを交互にオンオフ
する信号を出力する制御回路、22は上記第１の直流分検
出器６の出力を積分し、その積分値を制御回路21内のコ
ントローラ出力から減算する補正信号として出力する積
分器、31,32はそれぞれ第３相に対する制御回路と積分
器で、第２相に対する前記21と22と同一のものである。
以上のように、この発明によればインバータの第１相を
基準として他相との線間電圧の直流分を検出し、それぞ
れが０となるように第１相以外の対応する相電圧を制御
することによって多相インバータに適用できる。また、
直流分を０にすべく全相電圧を制御する場合に比べて、
直流分補正回路が１相分少なくなると共に、相間の相互
干渉がないという効果がある。
基準として他相との線間電圧の直流分を検出し、それぞ
れが０となるように第１相以外の対応する相電圧を制御
することによって多相インバータに適用できる。また、
直流分を０にすべく全相電圧を制御する場合に比べて、
直流分補正回路が１相分少なくなると共に、相間の相互
干渉がないという効果がある。
第１図は本発明による三相インバータ出力電圧の直流分
防止装置を含んだインバータ制御回路図、第２図、第３
図は本発明の説明図、第４図及び第５図は従来の直流分
防止装置の構成図及び動作波形図である。 図において、１はインバータ、２は直流電源、３はフィ
ルタ、４は出力トランス、５はPT、6,7は直流分検出装
置、10,20,30は各相の電圧基準、11,21,31は各相の電圧
制御回路、22,32は積分器を示す。 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。
防止装置を含んだインバータ制御回路図、第２図、第３
図は本発明の説明図、第４図及び第５図は従来の直流分
防止装置の構成図及び動作波形図である。 図において、１はインバータ、２は直流電源、３はフィ
ルタ、４は出力トランス、５はPT、6,7は直流分検出装
置、10,20,30は各相の電圧基準、11,21,31は各相の電圧
制御回路、22,32は積分器を示す。 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。
Claims (1)
- 【請求項１】直流電圧を多相交流電圧に変換するインバ
ータにおいて、 インバータのＮ相出力のうち第１相を基準として第２相
から第Ｎ相の隣接する各線間に接続されてそれぞれの線
間直流分を検出する第１から第Ｎ−１の直流分検出器
と、 前記第１から第Ｎ−１の直流分検出器によって検出され
た各直流分を補正信号として前記インバータの第２相か
ら第Ｎ相の対応する出力相電圧をそれぞれ補正制御する
制御回路を備えたことを特徴とする多相インバータの出
力直流分防止装置。
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