JPH0640697B2 - 励磁突入電流検出方式 - Google Patents
励磁突入電流検出方式Info
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- JPH0640697B2 JPH0640697B2 JP12647586A JP12647586A JPH0640697B2 JP H0640697 B2 JPH0640697 B2 JP H0640697B2 JP 12647586 A JP12647586 A JP 12647586A JP 12647586 A JP12647586 A JP 12647586A JP H0640697 B2 JPH0640697 B2 JP H0640697B2
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Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、変圧器の比率差動継電方式等において、励磁
突入電流を事故電流から判別して検出する励磁突入電流
検出方式に関する。
突入電流を事故電流から判別して検出する励磁突入電流
検出方式に関する。
（従来の技術） 従来、変圧器の保護継電方式としては、通常、主保護に
電流比率差動継電方式が採用されている。この方式は、
周知のように保護対象としての変圧器の各端子を通過す
る電流を変圧比に相当する電流として変流器から取り出
し、各端子毎に差電流回路を組むことにより、保護区間
の外部事故に対しては差電流を生じず、内部事故の場合
に生じる差電流によって動作コイルに通電し、遮断器を
動作させるものである。
電流比率差動継電方式が採用されている。この方式は、
周知のように保護対象としての変圧器の各端子を通過す
る電流を変圧比に相当する電流として変流器から取り出
し、各端子毎に差電流回路を組むことにより、保護区間
の外部事故に対しては差電流を生じず、内部事故の場合
に生じる差電流によって動作コイルに通電し、遮断器を
動作させるものである。
しかるに、この差電流は内部事故以外でも生じる場合が
ある。すなわち、変圧器を無負荷で励磁した場合や、第
12図に示すように比率差動リレーＲｙの保護区間外部で
の事故によって故障区間が遮断器ＣＢのトリップにより
除去された際、電圧が回復した場合に励磁突入電流（イ
ンラッシュ電流）Ｉｒ′が保護区間内に流れ込み、差電
流を生じて比率差動リレーＲｙが誤動作することがあ
る。なお、図においてＭＴは主変圧器、Ｇは系統電源、
ＣＴ１，ＣＴ２は変流器をそれぞれ示す。
ある。すなわち、変圧器を無負荷で励磁した場合や、第
12図に示すように比率差動リレーＲｙの保護区間外部で
の事故によって故障区間が遮断器ＣＢのトリップにより
除去された際、電圧が回復した場合に励磁突入電流（イ
ンラッシュ電流）Ｉｒ′が保護区間内に流れ込み、差電
流を生じて比率差動リレーＲｙが誤動作することがあ
る。なお、図においてＭＴは主変圧器、Ｇは系統電源、
ＣＴ１，ＣＴ２は変流器をそれぞれ示す。
このため、従来から、励磁突入電流と内部事故電流とを
判別して比率差動リレーＲｙの誤動作を防止するための
種々の対策が提案されており、その一つとしていわゆる
第２調波抑制方式が知られている。この方式は、励磁突
入電流に含まれる多量の第２調波成分に比べて、通常の
内部事故電流の第２調波成分が少ないことに着目したも
ので、差電流に含まれる第２調波成分の割合が一定値以
上になった場合を励磁突入電流と判定し、第２調波成分
を抑制力として比率差動リレーＲｙを不動作（ロック）
状態とし、これら以外の場合には内部事故電流と判定し
てリレーを動作させるものである。
判別して比率差動リレーＲｙの誤動作を防止するための
種々の対策が提案されており、その一つとしていわゆる
第２調波抑制方式が知られている。この方式は、励磁突
入電流に含まれる多量の第２調波成分に比べて、通常の
内部事故電流の第２調波成分が少ないことに着目したも
ので、差電流に含まれる第２調波成分の割合が一定値以
上になった場合を励磁突入電流と判定し、第２調波成分
を抑制力として比率差動リレーＲｙを不動作（ロック）
状態とし、これら以外の場合には内部事故電流と判定し
てリレーを動作させるものである。
（発明が解決しようとする問題点） しかしながら、近年、電力系統の高電圧化、大容量・長
距離化およびケーブル系統の増加によって対地静電容量
が増加し、故障時における系統インダクタンス分との共
振周波数が低下する傾向にあり、特に超高圧系統におい
ては変圧器内部事故の際の系統動揺に起因して第２調波
近傍の低次高調波電流が多量に発生することが予想され
ている。従って、前述したように内部事故電流中の第２
調波成分が励磁突入電流中の第２調波成分よりも常に少
ないという条件は最早成立しなくなってきている。すな
わち従前の第２調波抑制方式によると、内部事故が発生
しているにも拘らず事故電流中の第２調波を励磁突入電
流によるものと誤認してしまい、動作の遅延や最悪の場
合にはリレーロックにより動作しない（誤不動作）とい
う事態を生じるおそれがあった。
距離化およびケーブル系統の増加によって対地静電容量
が増加し、故障時における系統インダクタンス分との共
振周波数が低下する傾向にあり、特に超高圧系統におい
ては変圧器内部事故の際の系統動揺に起因して第２調波
近傍の低次高調波電流が多量に発生することが予想され
ている。従って、前述したように内部事故電流中の第２
調波成分が励磁突入電流中の第２調波成分よりも常に少
ないという条件は最早成立しなくなってきている。すな
わち従前の第２調波抑制方式によると、内部事故が発生
しているにも拘らず事故電流中の第２調波を励磁突入電
流によるものと誤認してしまい、動作の遅延や最悪の場
合にはリレーロックにより動作しない（誤不動作）とい
う事態を生じるおそれがあった。
本発明は上記の問題点を解決するべく提案されたもの
で、その目的とするところは、系統の基本波電流に同期
した第２調波電流（以下、基準第２調波電流という）
と、系統から抽出した第２調波電流（以下、抽出第２調
波電流という）との位相を比較することにより、励磁突
入電流を内部事故電流と判別して確実に検出し、リレー
の誤動作や誤不動作および動作遅延を完全に解消できる
ようにした励磁突入電流検出方式を提供することにあ
る。
で、その目的とするところは、系統の基本波電流に同期
した第２調波電流（以下、基準第２調波電流という）
と、系統から抽出した第２調波電流（以下、抽出第２調
波電流という）との位相を比較することにより、励磁突
入電流を内部事故電流と判別して確実に検出し、リレー
の誤動作や誤不動作および動作遅延を完全に解消できる
ようにした励磁突入電流検出方式を提供することにあ
る。
（問題点を解決するための手段） 上記目的を達成するため、本発明は、基本波抽出ディジ
タルフィルタにて系統から抽出した基本波電流に基づい
て作成した基準第２調波電流と、第２調波抽出ディジタ
ルフィルタにて系統から抽出した抽出第２調波電流との
位相差を比較し、抽出第２調波電流が基準第２調波電流
に対してほぼ逆位相領域にある場合を励磁突入電流の発
生として判定することを特徴としており、かかる判定結
果により、必要に応じてリレーロック指令等を得るもの
である。
タルフィルタにて系統から抽出した基本波電流に基づい
て作成した基準第２調波電流と、第２調波抽出ディジタ
ルフィルタにて系統から抽出した抽出第２調波電流との
位相差を比較し、抽出第２調波電流が基準第２調波電流
に対してほぼ逆位相領域にある場合を励磁突入電流の発
生として判定することを特徴としており、かかる判定結
果により、必要に応じてリレーロック指令等を得るもの
である。
（作用） まず、励磁突入電流は周知のように基本波に対して半波
整流波形の如くなっている。すなわち、第２，第４，第
６調波等の偶数調波は逆位相で重畳されている。これは
主変圧器側を高調波発生源として重畳していることにな
る。また、保護区間の内部事故等の系統故障時に含まれ
る第２調波電流の重畳は故障発生位相（３相電圧位相に
よる）によって定まるが、基本波に対してほぼ同位相で
あるということができる。
整流波形の如くなっている。すなわち、第２，第４，第
６調波等の偶数調波は逆位相で重畳されている。これは
主変圧器側を高調波発生源として重畳していることにな
る。また、保護区間の内部事故等の系統故障時に含まれ
る第２調波電流の重畳は故障発生位相（３相電圧位相に
よる）によって定まるが、基本波に対してほぼ同位相で
あるということができる。
本発明は、このように励磁突入現象時と系統故障時とに
発生する第２調波電流は、基本波に対して位相領域が異
なることに着目したものである。すなわち、まず基準第
２調波電流は基本波抽出形ディジタルフィルタにより基
本波のみを抽出したデータから作成する。一方、この基
準第２調波電流と比較される第２調波電流は第２調波抽
出フィルタにて系統から抽出したものを用い、これらの
第２調波電流の位相を比較して領域判定を行なう。
発生する第２調波電流は、基本波に対して位相領域が異
なることに着目したものである。すなわち、まず基準第
２調波電流は基本波抽出形ディジタルフィルタにより基
本波のみを抽出したデータから作成する。一方、この基
準第２調波電流と比較される第２調波電流は第２調波抽
出フィルタにて系統から抽出したものを用い、これらの
第２調波電流の位相を比較して領域判定を行なう。
この判定において、抽出第２調波電流が基準第２調波電
流に対して逆位相領域にあることが判明した場合には励
磁突入電流によるものと判断し、必要に応じてリレーロ
ック指令を出力してリレーを不動作状態とする。逆に、
そうでない場合には通常の事故電流によるものであるか
ら、ロックすることなくリレーを動作させる。
流に対して逆位相領域にあることが判明した場合には励
磁突入電流によるものと判断し、必要に応じてリレーロ
ック指令を出力してリレーを不動作状態とする。逆に、
そうでない場合には通常の事故電流によるものであるか
ら、ロックすることなくリレーを動作させる。
なお、本発明では第２調波電流のみを抽出することと
し、系統事故の際の高次高調波による抑制がかからない
ようにしてリレーの動作遅延を防止する。
し、系統事故の際の高次高調波による抑制がかからない
ようにしてリレーの動作遅延を防止する。
（実施例） 以下、図に沿って本発明の一実施例を説明する。まず、
第１図において、１は周波数が50Hzの系統電流が入力さ
れるアナログフィルタであり、例えばバンドパスフィル
タによって構成されている。このアナログフィルタ１は
直流分および高調波を除去し、かつサンプリングに伴う
折り返し誤差を避けるためのもので、このフィルタを経
た系統電流はディジタルフィルタとしての基本波抽出フ
ィルタ２および第２調波抽出フィルタ３に入力される。
このうち基本波抽出フィルタ２は、系統の基本波電流を
抽出してこれから基準となる第２調波ベクトル（以下、
基準第２調波２ ａとする）を作成し、また、第２調
波抽出フィルタ３は系統電流に含まれる第２調波ベクト
ル（以下、抽出第２調波２ ｂとする）のみを得るも
のである。
第１図において、１は周波数が50Hzの系統電流が入力さ
れるアナログフィルタであり、例えばバンドパスフィル
タによって構成されている。このアナログフィルタ１は
直流分および高調波を除去し、かつサンプリングに伴う
折り返し誤差を避けるためのもので、このフィルタを経
た系統電流はディジタルフィルタとしての基本波抽出フ
ィルタ２および第２調波抽出フィルタ３に入力される。
このうち基本波抽出フィルタ２は、系統の基本波電流を
抽出してこれから基準となる第２調波ベクトル（以下、
基準第２調波２ ａとする）を作成し、また、第２調
波抽出フィルタ３は系統電流に含まれる第２調波ベクト
ル（以下、抽出第２調波２ ｂとする）のみを得るも
のである。
これらの各ディジタルフィルタ２，３の出力は位相比較
手段４に加えられ、この位相比較手段４における後述の
演算により、第２図に示す如く抽出第２調波２ ｂが
基準第２調波２ ａに対して±120°以上の位相差を
有する場合、すなわちほぼ逆位相領域にある場合を励磁
突入電流と判断し、リレーロック指令を出力するものと
する。かかる第２調波電流の位相比較は系統のｒ，ｓ，
ｔ各相について行い、第３図に示すように各相における
リレーロック指令をアンド回路５〜７およびオア回路８
を介することにより、少なくとも２相以上のリレーロッ
ク指令によって最終的に３相すべてのメインリレーをロ
ックする構成とする。
手段４に加えられ、この位相比較手段４における後述の
演算により、第２図に示す如く抽出第２調波２ ｂが
基準第２調波２ ａに対して±120°以上の位相差を
有する場合、すなわちほぼ逆位相領域にある場合を励磁
突入電流と判断し、リレーロック指令を出力するものと
する。かかる第２調波電流の位相比較は系統のｒ，ｓ，
ｔ各相について行い、第３図に示すように各相における
リレーロック指令をアンド回路５〜７およびオア回路８
を介することにより、少なくとも２相以上のリレーロッ
ク指令によって最終的に３相すべてのメインリレーをロ
ックする構成とする。
次に、基本波抽出フィルタ２における基準第２調波２
ａの作成方式について詳述する。まず、アナログフィ
ルタ１からの基本波は600Hzのサンプリング周波数によ
り30°毎にサンプリングされ、Ａ／Ｄ変換されてディジ
タルデータとなる。これらのデータから瞬時値が同一の
基準第２調波を作成するには、30°毎の入力データを60
°毎のデータに変換して時刻を同一にする必要がある。
つまり、第４図および第５図に示すように30°毎（1.66
7ms毎）のファイル位置ｉ，ｉ１，ｉ２，……に対応す
る時系列の入力データｉｔ，ｉｔ−１，ｉｔ−２，……
（ｉｔ−１はｉｔよりも１サンプリング期間だけ過去の
データを示す。）から、60°毎のファイル位置ｉｎ，ｉ
ｎ１，ｉｎ２，……に対応する時系列の入力データ
ｉｔ，ｉｔ−２，ｉｔ−４，……を得るわけであり、そ
のアルゴリズムは第６図に示すとおりである。
ａの作成方式について詳述する。まず、アナログフィ
ルタ１からの基本波は600Hzのサンプリング周波数によ
り30°毎にサンプリングされ、Ａ／Ｄ変換されてディジ
タルデータとなる。これらのデータから瞬時値が同一の
基準第２調波を作成するには、30°毎の入力データを60
°毎のデータに変換して時刻を同一にする必要がある。
つまり、第４図および第５図に示すように30°毎（1.66
7ms毎）のファイル位置ｉ，ｉ１，ｉ２，……に対応す
る時系列の入力データｉｔ，ｉｔ−１，ｉｔ−２，……
（ｉｔ−１はｉｔよりも１サンプリング期間だけ過去の
データを示す。）から、60°毎のファイル位置ｉｎ，ｉ
ｎ１，ｉｎ２，……に対応する時系列の入力データ
ｉｔ，ｉｔ−２，ｉｔ−４，……を得るわけであり、そ
のアルゴリズムは第６図に示すとおりである。
すなわち、第６図に示すフローチャートは、入力データ
に対応して30°毎（1.667ms毎）にプログラムを実施す
ることによって実行される。まず、ステップＳ１におい
てカウンタＣＮＴの内容がサンプリング間隔φに等しい
か否かを判断する。プログラムの開始時点ではＣＮＴ≠
φであるため次のステップＳ２に移行し、基準第２調波
データファイルのファイル位置ｉｎに入力データファイ
ルのファイル位置ｉから入力データｉｔを転送する。例
えば、いまファイル位置ｉに電気角で60°のデータｉ
ｔ−２がファイルされているとすれば、このｉｔ−２が
ファイル位置ｉｎに転送される。同時に、カウンタＣＮ
Ｔの内容はφに変更され、また、それまでファイル位置
ｉｎにファイルされていたデータｉｔ−４はｎ＝ｎ＋１
の演算により新たなファイル位置ｉｎ１にファイルされ
る。
に対応して30°毎（1.667ms毎）にプログラムを実施す
ることによって実行される。まず、ステップＳ１におい
てカウンタＣＮＴの内容がサンプリング間隔φに等しい
か否かを判断する。プログラムの開始時点ではＣＮＴ≠
φであるため次のステップＳ２に移行し、基準第２調波
データファイルのファイル位置ｉｎに入力データファイ
ルのファイル位置ｉから入力データｉｔを転送する。例
えば、いまファイル位置ｉに電気角で60°のデータｉ
ｔ−２がファイルされているとすれば、このｉｔ−２が
ファイル位置ｉｎに転送される。同時に、カウンタＣＮ
Ｔの内容はφに変更され、また、それまでファイル位置
ｉｎにファイルされていたデータｉｔ−４はｎ＝ｎ＋１
の演算により新たなファイル位置ｉｎ１にファイルされ
る。
次いで、１サンプリング期間が経過すると、再びプログ
ラムが開始される。このとき、前回のステップＳ２にお
いてＣＮＴ＝φであるため、ステップＳ１からステップ
Ｓ３へと移行し、カウンタの内容は１となる。この間、
１サンプリング期間の経過によってファイル位置ｉには
新たに30°のデータｉｔ−１がファイルされているが、
かかるデータはプログラムがステップＳ２を経ないため
ファイル位置ｉｎに転送されることはない。
ラムが開始される。このとき、前回のステップＳ２にお
いてＣＮＴ＝φであるため、ステップＳ１からステップ
Ｓ３へと移行し、カウンタの内容は１となる。この間、
１サンプリング期間の経過によってファイル位置ｉには
新たに30°のデータｉｔ−１がファイルされているが、
かかるデータはプログラムがステップＳ２を経ないため
ファイル位置ｉｎに転送されることはない。
更に１サンプリング期間が経過すれば、ファイル位置ｉ
には新たに０°のデータｉｔがファイルされる。この
時、ステップＳ１においてＣＮＴ≠φであるから次のス
テップＳ２に進み、前々回と同様にデータｉｔがファイ
ル位置ｉｎに転送される。同時にＣＮＴ＝φとなり、ま
た、基準第２調波データファイルのデータｉｔ−２，ｉ
ｔ−４はｎ＝ｎ＋１によってそれぞれ新たなファイル位
置ｉｎ１，ｉｎ２にファイルされる。
には新たに０°のデータｉｔがファイルされる。この
時、ステップＳ１においてＣＮＴ≠φであるから次のス
テップＳ２に進み、前々回と同様にデータｉｔがファイ
ル位置ｉｎに転送される。同時にＣＮＴ＝φとなり、ま
た、基準第２調波データファイルのデータｉｔ−２，ｉ
ｔ−４はｎ＝ｎ＋１によってそれぞれ新たなファイル位
置ｉｎ１，ｉｎ２にファイルされる。
以後、同様にしてファイル位置ｉのデータｉｔを60°に
１回ずつファイル位置ｉｎに転送することにより、基本
波に同期した基準第２調波を作成することができる。
１回ずつファイル位置ｉｎに転送することにより、基本
波に同期した基準第２調波を作成することができる。
一方、第１図に示した第２調波抽出フィルタ３は、加算
形および差分形の各種の基本ディジタルフィルタを組み
合わせることによって実現される。つまり、第４調波と
その倍調波を除去するフィルタ（便宜上、Ｘ３フィルタ
と指称する。以下同じ。），第３，第９，第15調波を除
去するＸ２フィルタ，第６，第18調波を除去するＸ１フ
ィルタ，基本波および奇数調波を除去するＸ６フィルタ
の組合せからなり、このうちＸ２フィルタは２段直列に
して用いられる。その原理式はＸ３Ｘ２(2)Ｘ１Ｘ６で
あり、また演算式はＩｎ＋Ｉｎ−１＋Ｉｎ−３−Ｉ
ｎ−５−Ｉｎ−６＋Ｉｎ−８＋Ｉｎ−９−Ｉｎ−１１−
Ｉｎ−１３−Ｉｎ−１４＋２（Ｉｎ−２−Ｉｎ−１２）
となる。この第２調波抽出フィルタ３のゲイン特性を第
７図に示す。
形および差分形の各種の基本ディジタルフィルタを組み
合わせることによって実現される。つまり、第４調波と
その倍調波を除去するフィルタ（便宜上、Ｘ３フィルタ
と指称する。以下同じ。），第３，第９，第15調波を除
去するＸ２フィルタ，第６，第18調波を除去するＸ１フ
ィルタ，基本波および奇数調波を除去するＸ６フィルタ
の組合せからなり、このうちＸ２フィルタは２段直列に
して用いられる。その原理式はＸ３Ｘ２(2)Ｘ１Ｘ６で
あり、また演算式はＩｎ＋Ｉｎ−１＋Ｉｎ−３−Ｉ
ｎ−５−Ｉｎ−６＋Ｉｎ−８＋Ｉｎ−９−Ｉｎ−１１−
Ｉｎ−１３−Ｉｎ−１４＋２（Ｉｎ−２−Ｉｎ−１２）
となる。この第２調波抽出フィルタ３のゲイン特性を第
７図に示す。
しかして、位相比較手段４においては、基準第２調波
２ ａと抽出第２調波２ ｂとの位相を比較するが、
この位相比較にあたり、基準第２調波２ ａのサンプ
リング間隔が60°であるため精度的に劣化することが考
えられる。しかし、ある程度の誤差を許容するとした場
合、下記の演算式を適用することができる。
２ ａと抽出第２調波２ ｂとの位相を比較するが、
この位相比較にあたり、基準第２調波２ ａのサンプ
リング間隔が60°であるため精度的に劣化することが考
えられる。しかし、ある程度の誤差を許容するとした場
合、下記の演算式を適用することができる。
ここで、式の左辺は２ ａおよび２ ｂの内積
を、また右辺は各第２調波の半波における60°毎のデー
タを加算してＫを乗算することを意味し、Ｋはψ（２
ａと２ ｂの位相差）＝±120°に相当する整定値
を示している。この式から以下の，式が成立す
る。
を、また右辺は各第２調波の半波における60°毎のデー
タを加算してＫを乗算することを意味し、Ｋはψ（２
ａと２ ｂの位相差）＝±120°に相当する整定値
を示している。この式から以下の，式が成立す
る。
｜２ ａ｜・｜２ ｂ｜・cosψ≧Ｋ・｜２ ａ
｜・｜２ ｂ｜…… cosψ≧Ｋ…… すなわち、位相比較は最終的に式にて行なわれるもの
で、式が成立する場合にψ≧±120°であると判断す
ることができる。なお、この演算にあたっては、前述し
た如く60°間隔のデータによるサンプリング誤差の他に
量子化誤差も生じるが、この量子化誤差に対しては一定
のレべル以上という判定を設けることによって縮小する
ことが可能である。
｜・｜２ ｂ｜…… cosψ≧Ｋ…… すなわち、位相比較は最終的に式にて行なわれるもの
で、式が成立する場合にψ≧±120°であると判断す
ることができる。なお、この演算にあたっては、前述し
た如く60°間隔のデータによるサンプリング誤差の他に
量子化誤差も生じるが、この量子化誤差に対しては一定
のレべル以上という判定を設けることによって縮小する
ことが可能である。
以下に、上記演算に用いる各値の計算式を示す。
イ．２ ａ………２ ａｎ ロ．２ ｂ………２ ｂｎ ハ．２ ａ・２ ｂ………２ ａｎ・２ ｂｎ （第４調波となる。） ニ． （瞬時データ） ホ． ヘ．cosψ……（ホ．のデータの平均化データ；15点平
均） これらに従って計算した各値の計算リストを表１に、ま
た代表的な波形を第８図(I)〜(III)に示す。なお、第８
図(I)はψ＝０°，同(II)はψ＝90°，同(III)はψ＝18
0°の場合である。
均） これらに従って計算した各値の計算リストを表１に、ま
た代表的な波形を第８図(I)〜(III)に示す。なお、第８
図(I)はψ＝０°，同(II)はψ＝90°，同(III)はψ＝18
0°の場合である。
表１は、第２調波に対してその位相差を10°間隔として
計算したものであり、cosψｎはサンプリング位相によ
ってビートを打つ。また、例えばψ＝０°の場合、２
ａ＝sinωｔ，２ ｂ＝sin（ωｔ＋ψ）とすると、２ ａ ・２ ｂ＝sin2ωｔ＝（１−cos２ωｔ）／
２となる。更に、 は±８％程度のサンプリング誤差が生じる。
計算したものであり、cosψｎはサンプリング位相によ
ってビートを打つ。また、例えばψ＝０°の場合、２
ａ＝sinωｔ，２ ｂ＝sin（ωｔ＋ψ）とすると、２ ａ ・２ ｂ＝sin2ωｔ＝（１−cos２ωｔ）／
２となる。更に、 は±８％程度のサンプリング誤差が生じる。
よって、第２調波の位相比較を、基本波に対するサンプ
リング周波数600Hzにて行なう場合には、サンプリング
誤差の補正分を考慮して整定値Ｋを設定することが必要
である（ここで、ψ＝±120°における角度誤差は±15
°程度である）。
リング周波数600Hzにて行なう場合には、サンプリング
誤差の補正分を考慮して整定値Ｋを設定することが必要
である（ここで、ψ＝±120°における角度誤差は±15
°程度である）。
次に、本発明を適用して励磁突入電流発生時の応動を模
擬したシミュレーションの結果を第９図に示す。主変圧
器としては１次側定格275KVのものを用い、またインラ
ッシュの解析条件は以下の表２のとおりであり、各ケー
スＩ〜IVが第９図の(I)〜(IV)にそれぞれ対応する。な
お、励磁突入電流の減衰時間は仮りに500msとし、抽出
第２調波の位相領域判定は前述の如くψ≧120°とし
た。
擬したシミュレーションの結果を第９図に示す。主変圧
器としては１次側定格275KVのものを用い、またインラ
ッシュの解析条件は以下の表２のとおりであり、各ケー
スＩ〜IVが第９図の(I)〜(IV)にそれぞれ対応する。な
お、励磁突入電流の減衰時間は仮りに500msとし、抽出
第２調波の位相領域判定は前述の如くψ≧120°とし
た。
第９図から明らかなように、励磁突入電流発生時には少
なくとも２相以上が逆位相領域（ψ≧±120°）とな
り、３相判定出力からは確実にリレーロック指令が得ら
れる。この場合、従来の第２調波抑制方式は併用するも
のとし、インラッシュ解除時の対策とする。すなわち、
第２調波含有率は励磁突入電流発の消滅時に低下するた
め位相判別要素が不安定となるから、主検出リレーが不
動作となったことで一定時限後にロックを解除する方式
とする。
なくとも２相以上が逆位相領域（ψ≧±120°）とな
り、３相判定出力からは確実にリレーロック指令が得ら
れる。この場合、従来の第２調波抑制方式は併用するも
のとし、インラッシュ解除時の対策とする。すなわち、
第２調波含有率は励磁突入電流発の消滅時に低下するた
め位相判別要素が不安定となるから、主検出リレーが不
動作となったことで一定時限後にロックを解除する方式
とする。
次いで、本発明を適用して短絡事故等の系統故障発生時
の応動を模擬したシミュレーションの結果を第10図およ
び第11図に基づいて説明する。使用した系統モデルは第
10図に示すとおりであり、図においてＧは系統電源、Ｒ
Ｒは負荷抵抗、Ｃａ，Ｃｂは系統静電容量、Ｒｂはバッ
クインピーダンス、Ｌｂ，Ｌla，Ｌlbはインダクタン
ス、ＳＷ１，ＳＷ２ははスイッチ、Ｒｙ１，Ｒｙ２はリ
レー、ｒは事故点抵抗を示す。このシミュレーションで
は、スイッチＳＷ１を閉じることで電力系統が活き、ス
イッチＳＷ２を閉じることで短絡事故を発生させると共
に、その後、同スイッチＳＷ２を開くことによって事故
の復帰を模擬しており、第11図の波形は電源側の電流ｉ
１によるリレーＲｙ１の応動を示したものである。
の応動を模擬したシミュレーションの結果を第10図およ
び第11図に基づいて説明する。使用した系統モデルは第
10図に示すとおりであり、図においてＧは系統電源、Ｒ
Ｒは負荷抵抗、Ｃａ，Ｃｂは系統静電容量、Ｒｂはバッ
クインピーダンス、Ｌｂ，Ｌla，Ｌlbはインダクタン
ス、ＳＷ１，ＳＷ２ははスイッチ、Ｒｙ１，Ｒｙ２はリ
レー、ｒは事故点抵抗を示す。このシミュレーションで
は、スイッチＳＷ１を閉じることで電力系統が活き、ス
イッチＳＷ２を閉じることで短絡事故を発生させると共
に、その後、同スイッチＳＷ２を開くことによって事故
の復帰を模擬しており、第11図の波形は電源側の電流ｉ
１によるリレーＲｙ１の応動を示したものである。
なお、このシミュレーションにおいて、系統電流に含ま
れる高調波は第２調波（周波数100〔Hz〕），ｒ相を基
準とした事故発生位相は90°，系統インダクタンスは0.
02533〔H〕，系統静電容量は0.001〔F〕，バックインピ
ーダンスは0.05〔Ω〕，事故点抵抗は0.01〔Ω〕，負荷
抵抗は100〔Ω〕とした。
れる高調波は第２調波（周波数100〔Hz〕），ｒ相を基
準とした事故発生位相は90°，系統インダクタンスは0.
02533〔H〕，系統静電容量は0.001〔F〕，バックインピ
ーダンスは0.05〔Ω〕，事故点抵抗は0.01〔Ω〕，負荷
抵抗は100〔Ω〕とした。
第11図から、第２調波を含む系統故障の発生時には最悪
の場合、１相がロック状態となるが（故障発生位相にも
よるが３相電圧は互いに位相が120°ずれているた
め）、他の２相はロックされないため、３相判定出力に
よって確実にリレーを動作させ、トリップ指令を得るこ
とができる。なお、第２調波以外の第2.2〜第2.8調波や
第３，第４，第５調波等については第１図に示した第２
調波抽出フィルタ３によって減衰させ、または除去する
ことができる。
の場合、１相がロック状態となるが（故障発生位相にも
よるが３相電圧は互いに位相が120°ずれているた
め）、他の２相はロックされないため、３相判定出力に
よって確実にリレーを動作させ、トリップ指令を得るこ
とができる。なお、第２調波以外の第2.2〜第2.8調波や
第３，第４，第５調波等については第１図に示した第２
調波抽出フィルタ３によって減衰させ、または除去する
ことができる。
（発明の効果） 以上詳述したように、本発明によれば、系統からの電流
入力要素のみで励磁突入電流を事故電流から判別して確
実に検出することができ、リレーの誤動作や内部事故発
生時における誤不動作を完全に防止することができる。
入力要素のみで励磁突入電流を事故電流から判別して確
実に検出することができ、リレーの誤動作や内部事故発
生時における誤不動作を完全に防止することができる。
また、第２調波のみを抽出するフィルタを用いているた
め、近年注目されている系統事故等の低次高調波の多量
発生に対しては応動せず、励磁突入電流との誤認を防い
で遅延のない安定したリレー動作を実現することができ
る。
め、近年注目されている系統事故等の低次高調波の多量
発生に対しては応動せず、励磁突入電流との誤認を防い
で遅延のない安定したリレー動作を実現することができ
る。
更に、本発明は比率差動リレーや距離リレー等、励磁突
入電流によって誤動作するおそれのある各種のリレーに
対して共通のソフトウェアにより同時に適用することが
でき、変圧器保護の信頼性および経済性を大幅に高める
ことが可能である。
入電流によって誤動作するおそれのある各種のリレーに
対して共通のソフトウェアにより同時に適用することが
でき、変圧器保護の信頼性および経済性を大幅に高める
ことが可能である。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
位相領域の説明図、第３図は各相判定出力からリレーロ
ック指令を得るためのブロック図、第４図は基準第２調
波電流を作成するための説明図、第５図は同じく波形説
明図、第６図は同じくフローチャート、第７図は第２調
波抽出フィルタのゲイン特性図、第８図(I)〜(III)は表
１に基づく各値の波形図、第９図(I)〜(IV)は励磁突入
電流発生のシミュレーションの結果を示す波形図、第10
図は系統故障シミュレーションに用いた系統モデルの回
路図、第11図は同シミュレーションの結果を示す波形
図、第12図は比率差動継電方式における励磁突入電流の
発生を示す説明図である。 １……アナログフィルタ ２……基本波抽出フィルタ ３……第２調波抽出フィルタ ４……位相比較手段 ５〜７……アンド回路、８……オア回路
位相領域の説明図、第３図は各相判定出力からリレーロ
ック指令を得るためのブロック図、第４図は基準第２調
波電流を作成するための説明図、第５図は同じく波形説
明図、第６図は同じくフローチャート、第７図は第２調
波抽出フィルタのゲイン特性図、第８図(I)〜(III)は表
１に基づく各値の波形図、第９図(I)〜(IV)は励磁突入
電流発生のシミュレーションの結果を示す波形図、第10
図は系統故障シミュレーションに用いた系統モデルの回
路図、第11図は同シミュレーションの結果を示す波形
図、第12図は比率差動継電方式における励磁突入電流の
発生を示す説明図である。 １……アナログフィルタ ２……基本波抽出フィルタ ３……第２調波抽出フィルタ ４……位相比較手段 ５〜７……アンド回路、８……オア回路
Claims (1)
- 【請求項１】系統から抽出した基本波電流から作成した
基準第２調波電流と、前記系統から抽出した抽出第２調
波電流との位相差を比較し、前記抽出第２調波電流が前
記基準第２調波電流に対してほぼ逆位相領域にある場合
を励磁突入電流の発生として判定することを特徴とした
励磁突入電流検出方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12647586A JPH0640697B2 (ja) | 1986-05-31 | 1986-05-31 | 励磁突入電流検出方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12647586A JPH0640697B2 (ja) | 1986-05-31 | 1986-05-31 | 励磁突入電流検出方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62285621A JPS62285621A (ja) | 1987-12-11 |
| JPH0640697B2 true JPH0640697B2 (ja) | 1994-05-25 |
Family
ID=14936136
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12647586A Expired - Fee Related JPH0640697B2 (ja) | 1986-05-31 | 1986-05-31 | 励磁突入電流検出方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0640697B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US12429397B2 (en) | 2017-10-03 | 2025-09-30 | Emd Millipore Corporation | Embossed film bioprocessing containers and integrity testing of bioprocessing containers |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2510702B2 (ja) * | 1988-10-25 | 1996-06-26 | 三菱電機株式会社 | 保護継電器 |
| JPH0614451A (ja) * | 1992-06-23 | 1994-01-21 | Mitsubishi Electric Corp | 変圧器保護継電装置 |
| CN102323503B (zh) * | 2011-08-05 | 2013-04-17 | 江苏金思源电气有限公司 | 基于罗氏线圈的变压器涌流畸变检测方法 |
| CN106353621B (zh) * | 2016-10-13 | 2018-11-09 | 国电南瑞科技股份有限公司 | 一种空投变压器时的故障识别方法 |
| CN113765059A (zh) * | 2021-08-30 | 2021-12-07 | 西安理工大学 | 一种适用于光伏电站主变压器的差动保护方法 |
-
1986
- 1986-05-31 JP JP12647586A patent/JPH0640697B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US12429397B2 (en) | 2017-10-03 | 2025-09-30 | Emd Millipore Corporation | Embossed film bioprocessing containers and integrity testing of bioprocessing containers |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62285621A (ja) | 1987-12-11 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
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