JPH0640740B2 - 多出力直流安定化電源装置 - Google Patents
多出力直流安定化電源装置Info
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- JPH0640740B2 JPH0640740B2 JP63151406A JP15140688A JPH0640740B2 JP H0640740 B2 JPH0640740 B2 JP H0640740B2 JP 63151406 A JP63151406 A JP 63151406A JP 15140688 A JP15140688 A JP 15140688A JP H0640740 B2 JPH0640740 B2 JP H0640740B2
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- Japan
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- output
- switching element
- diode
- transformer
- input terminal
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0083—Converters characterised by their input or output configuration
- H02M1/009—Converters characterised by their input or output configuration having two or more independently controlled outputs
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- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
本発明は多出力の直流安定化電源装置に係り、特にトラ
ンスを持つ形式における大容量化に用いて好適な改良に
関する。
ンスを持つ形式における大容量化に用いて好適な改良に
関する。
第３図は、例えば本出願人の提案した特開昭60-106363
号（特願昭58-214511 号）などで公知のオンオン形コン
バータを多出力電源とする場合の構成ブロック図であ
る。図において、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2 はトランジ
スタやＦＥＴ等よりなるもので、入出力端子としてはエ
ミッタ、コレクタ端子若しくはドレイン、ソース端子が
用いられ、制御端子としてはベース端子やゲート端子が
用いられる。オンオン型なのでスイッチング素子Ｑ1,Ｑ
2 は同期してオンオフされる。スイッチング素子Ｑ１の
入力端子には入力直流電圧Ｖinが印加され、出力端子に
は一次巻線ｎ１の陽極側及びダイオードＤ２が接続され
ている。スイッチング素子Ｑ２の入力端子にはダイオー
ドＤ１を介して入力電圧Ｖinが接続されると共に、一次
巻線ｎ１の陰極側が接続されており、出力端子は入力側
コモンに接続されている。 主出力回路＃１は、二次巻線ｎ２に現れたスイッチング
信号を整流するダイオードＤ3,Ｄ4 と、高周波数成分を
除去するチョークコイルＬ１と、平滑化するコンデンサ
Ｃ１とよりなり、主出力電圧Ｖout1を負荷に供給する。 主出力電圧Ｖout1の出力安定化回路は、主出力電圧Ｖou
t1を所定の基準電圧Ｖref と比較して誤差信号を求める
誤差アンプ１０と、この誤差信号がゼロになるような制
御信号を出力するＰＷＭ(pulse width modulation)回路
２０と、この制御信号を増幅するアンプ３０と、この制
御信号をトランスの一次側と二次側とで絶縁する絶縁ト
ランス４０とよりなり、この制御信号はスイッチング素
子Ｑ1,Ｑ2 の制御端子に送られる。 従出力回路＃２は、二次巻線ｎ３に現れたスイッチング
信号を可飽和リアクトルＳＲを介してダイオードＤ5,Ｄ
6 を用いて整流し、チョークコイルＬ２により高周波数
成分を除去し、コンデンサＣ１により平滑化をして従出
力電圧Ｖout2を負荷に供給する。マグアンプ制御部５０
は従出力電圧Ｖout2が所定の基準電圧Ｖref に常に等し
くなるような制御信号を、ダイオードＤ７を介して可飽
和リアクトルＳＲに供給している。
号（特願昭58-214511 号）などで公知のオンオン形コン
バータを多出力電源とする場合の構成ブロック図であ
る。図において、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2 はトランジ
スタやＦＥＴ等よりなるもので、入出力端子としてはエ
ミッタ、コレクタ端子若しくはドレイン、ソース端子が
用いられ、制御端子としてはベース端子やゲート端子が
用いられる。オンオン型なのでスイッチング素子Ｑ1,Ｑ
2 は同期してオンオフされる。スイッチング素子Ｑ１の
入力端子には入力直流電圧Ｖinが印加され、出力端子に
は一次巻線ｎ１の陽極側及びダイオードＤ２が接続され
ている。スイッチング素子Ｑ２の入力端子にはダイオー
ドＤ１を介して入力電圧Ｖinが接続されると共に、一次
巻線ｎ１の陰極側が接続されており、出力端子は入力側
コモンに接続されている。 主出力回路＃１は、二次巻線ｎ２に現れたスイッチング
信号を整流するダイオードＤ3,Ｄ4 と、高周波数成分を
除去するチョークコイルＬ１と、平滑化するコンデンサ
Ｃ１とよりなり、主出力電圧Ｖout1を負荷に供給する。 主出力電圧Ｖout1の出力安定化回路は、主出力電圧Ｖou
t1を所定の基準電圧Ｖref と比較して誤差信号を求める
誤差アンプ１０と、この誤差信号がゼロになるような制
御信号を出力するＰＷＭ(pulse width modulation)回路
２０と、この制御信号を増幅するアンプ３０と、この制
御信号をトランスの一次側と二次側とで絶縁する絶縁ト
ランス４０とよりなり、この制御信号はスイッチング素
子Ｑ1,Ｑ2 の制御端子に送られる。 従出力回路＃２は、二次巻線ｎ３に現れたスイッチング
信号を可飽和リアクトルＳＲを介してダイオードＤ5,Ｄ
6 を用いて整流し、チョークコイルＬ２により高周波数
成分を除去し、コンデンサＣ１により平滑化をして従出
力電圧Ｖout2を負荷に供給する。マグアンプ制御部５０
は従出力電圧Ｖout2が所定の基準電圧Ｖref に常に等し
くなるような制御信号を、ダイオードＤ７を介して可飽
和リアクトルＳＲに供給している。
しかし従来装置では、大容量化に伴なってトランスが大
形化しているので次の課題がある。 プリント基板における実装上の制約となる。 大型化により熱の発生量が増大するので冷却の必要が
あるが、放熱する為には距離が増大して損失が増大し、
その結果トランスがさらに大形化すると言う悪循環が生
じている。 漏れインダクタンスが増加するので、スイッチングが
遅くなり、効率が低下する。 そこで、例えば実開昭６１−１８５２９０号公報に開示
されているように、トランスを複数並列に接続すること
によって大容量の多出力直流安定化電源装置を提供する
ことが行われている。この場合、二つのトランスについ
て共通のスイッチング素子を用いることで、実質的に単
一のトランスと同等に見なせることが望ましい。しかし
ながら、両トランスを単純に接続すると干渉が生じるの
で分離用のダイオードを装着することが必要になるが、
このダイオードによってパワーの変換効率が低下すると
いう課題があった。 このような課題を解決したもので、トランスを複数並列
に接続する場合に、トランス間の干渉を防止すると共に
並列化による大容量化が容易な多出力直流安定化電源装
置を提供することを目的とする。
形化しているので次の課題がある。 プリント基板における実装上の制約となる。 大型化により熱の発生量が増大するので冷却の必要が
あるが、放熱する為には距離が増大して損失が増大し、
その結果トランスがさらに大形化すると言う悪循環が生
じている。 漏れインダクタンスが増加するので、スイッチングが
遅くなり、効率が低下する。 そこで、例えば実開昭６１−１８５２９０号公報に開示
されているように、トランスを複数並列に接続すること
によって大容量の多出力直流安定化電源装置を提供する
ことが行われている。この場合、二つのトランスについ
て共通のスイッチング素子を用いることで、実質的に単
一のトランスと同等に見なせることが望ましい。しかし
ながら、両トランスを単純に接続すると干渉が生じるの
で分離用のダイオードを装着することが必要になるが、
このダイオードによってパワーの変換効率が低下すると
いう課題があった。 このような課題を解決したもので、トランスを複数並列
に接続する場合に、トランス間の干渉を防止すると共に
並列化による大容量化が容易な多出力直流安定化電源装
置を提供することを目的とする。
このような目的を達成する本発明は、入力端子に直流入
力電圧が印加される第１のスイッチング素子Ｑ1と、出
力端子が一次側コモンに接続される第２のスイッチング
素子Ｑ2と、この第２のスイッチング素子の入力端子と
前記直流入力電圧との間に装着される第１のダイオード
Ｄ1と、当該第１のスイッチング素子の出力端子が第２
のダイオードＤ41を介して陽極側に接続されると共に、
当該第２のスイッチング素子の出力端子が第３のダイオ
ードＤ42を介して陽極側に接続され、この入力端子が陰
極側に接続される第１トランスＴ１の一次巻線ｎ4と、
前記第１のスイッチング素子の出力端子が第４のダイオ
ードＤ11を介して陽極側に接続されると共に、前記第２
のスイッチング素子の出力端子が第５のダイオードＤ12
を介して陽極側に接続され、この入力端子が陰極側に接
続される第２トランスＴ2の一次巻線ｎ1とを有してい
る。 そして、この第１トランスの一次巻線と対をなす第１の
二次巻線に誘起されたスイッチング信号を整流平滑化し
て出力する主出力回路と、この主出力回路の出力電圧と
所定の基準電圧とを比較して差を求め、この誤差がゼロ
となる方向に制御信号を変え前記第１及び第２のスイッ
チング素子に送る主出力安定化回路と、この第２トラン
スの一次巻線と対をなす第２の二次巻線に誘起されたス
イッチング信号を整流平滑化して出力する一又は複数の
従出力回路を、この従出力回路の出力電圧と所定の基準
電圧とを比較して差を求め、この誤差がゼロになる方向
に制御信号を当該一次巻線側若しくは当該二次巻線側に
帰還する従出力安定化回路とを有することを特徴として
いる。
力電圧が印加される第１のスイッチング素子Ｑ1と、出
力端子が一次側コモンに接続される第２のスイッチング
素子Ｑ2と、この第２のスイッチング素子の入力端子と
前記直流入力電圧との間に装着される第１のダイオード
Ｄ1と、当該第１のスイッチング素子の出力端子が第２
のダイオードＤ41を介して陽極側に接続されると共に、
当該第２のスイッチング素子の出力端子が第３のダイオ
ードＤ42を介して陽極側に接続され、この入力端子が陰
極側に接続される第１トランスＴ１の一次巻線ｎ4と、
前記第１のスイッチング素子の出力端子が第４のダイオ
ードＤ11を介して陽極側に接続されると共に、前記第２
のスイッチング素子の出力端子が第５のダイオードＤ12
を介して陽極側に接続され、この入力端子が陰極側に接
続される第２トランスＴ2の一次巻線ｎ1とを有してい
る。 そして、この第１トランスの一次巻線と対をなす第１の
二次巻線に誘起されたスイッチング信号を整流平滑化し
て出力する主出力回路と、この主出力回路の出力電圧と
所定の基準電圧とを比較して差を求め、この誤差がゼロ
となる方向に制御信号を変え前記第１及び第２のスイッ
チング素子に送る主出力安定化回路と、この第２トラン
スの一次巻線と対をなす第２の二次巻線に誘起されたス
イッチング信号を整流平滑化して出力する一又は複数の
従出力回路を、この従出力回路の出力電圧と所定の基準
電圧とを比較して差を求め、この誤差がゼロになる方向
に制御信号を当該一次巻線側若しくは当該二次巻線側に
帰還する従出力安定化回路とを有することを特徴として
いる。
本発明の各構成要素はつぎの作用をする。スイッチング
素子の制御は主出力安定化回路がＰＷＭ方式により行っ
ている。従出力の安定化はＰＷＭ方式によるスイッチン
グ素子の制御ができないので、マグアンプなどによる他
の出力安定化が行われる。主出力用と従出力用にトラン
スを分離して設けたので、トランスが小型のもので済
み、放熱が良好となると共に効率向上する。 ここでは、第１及び第２のトランスを直流入力電源と電
気的に分離するため、第２のダイオードＤ41と第４のダ
イオードＤ11を設けている。また、各トランスに個別に
第３のダイオードＤ42と第５のダイオードＤ12を装着し
て、トランスの並列運転を容易にしている。更に、各ト
ランスと共通に第１のダイオードＤ1を装着して、トラ
ンス間の干渉を防止している。
素子の制御は主出力安定化回路がＰＷＭ方式により行っ
ている。従出力の安定化はＰＷＭ方式によるスイッチン
グ素子の制御ができないので、マグアンプなどによる他
の出力安定化が行われる。主出力用と従出力用にトラン
スを分離して設けたので、トランスが小型のもので済
み、放熱が良好となると共に効率向上する。 ここでは、第１及び第２のトランスを直流入力電源と電
気的に分離するため、第２のダイオードＤ41と第４のダ
イオードＤ11を設けている。また、各トランスに個別に
第３のダイオードＤ42と第５のダイオードＤ12を装着し
て、トランスの並列運転を容易にしている。更に、各ト
ランスと共通に第１のダイオードＤ1を装着して、トラ
ンス間の干渉を防止している。
以下図面を用いて、本発明を説明する。 第１図は本発明の第１の実施例を示す回路図である。尚
第１図において、前記第３図と同一作用をするものには
同一符号をつけ説明を省略する。図において、一次側の
回路として、入力端子に直流入力電圧Ｖinが印加される
第１のスイッチング素子Ｑ１と、出力端子が一次側コモ
ンに接続される第２のスイッチング素子Ｑ２と、第２の
スイッチング素子Ｑ２の入力端子と前記直流入力電圧Ｖ
inとの間に装着される第１のダイオードＤ1とを備えて
いる。 また一次側の巻線は、第１トランスＴ１の一次巻線ｎ1
が第１のスイッチング素子Ｑ１の出力端子が第２のダイ
オードＤ11を介して陽極側に接続されると共に、第２の
スイッチング素子Ｑ２の出力端子が第３のダイオードＤ
12を介して陽極側に接続され、この入力端子が陰極側に
接続される。また、第１トランスＴ１の一次巻線ｎ1と
並列に接続された第２トランスＴ２の一次巻線ｎ4は、
第１のスイッチング素子Ｑ１の出力端子が第４のダイオ
ードＤ41を介して陽極側に接続されると共に、第２のス
イッチング素子Ｑ２の出力端子が第５のダイオードＤ42
を介して陽極側に接続され、この入力端子が陰極側に接
続される。なお、ダイオードＤ11,Ｄ12,Ｄ41,Ｄ42 と一
次巻線ｎ1,ｎ4 との接続は、カソード側が陽極側に取付
けられている。 主出力＃１は、第１トランスＴ１の二次巻線ｎ2に誘起
されたスイッチング信号を整流平滑化して出力する主出
力回路と、この主出力回路の出力電圧と所定の基準電圧
とを比較して差を求め、この誤差がゼロになる方向に制
御信号を変え第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ
２に送る主出力安定化回路とよりなり、その構成は第３
図と同じものになっている。 従出力＃2,3 は、第２トランスＴ２の二次巻線ｎ5,ｎ6
に誘起されたスイッチング信号を整流平滑化して出力す
る一又は複数の従出力回路と、この従出力回路の出力電
圧と所定の基準電圧とを比較して差を求め、この誤差が
ゼロとなる方向に制御信号を当該一次巻線側若しくは当
該二次巻線側に帰還する従出力安定化回路とよりなる。
従出力＃２は第３図の従出力＃２と同じマグアンプを用
いたものであり、従出力＃３は二次巻線ｎ6に現れたス
イッチング信号をダイオードＤ8,Ｄ9 及びコンデンサＣ
３を用いて整流平滑化して、このコンデンサＣ３に蓄電
された電圧をより低い電圧にレベルシフトして出力する
増幅器６０とよりなる。従出力＃３に用いる増幅器６０
には、例えば本出願人の提案に係る特公昭58-42885号
『電源回路』などで公知のものを使用して、出力電圧の
安定化がされるようにするとよい。 このように構成された装置の動作を次に説明する。以下
場合を別けて説明する。 (1)スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2 がオンのとき。 この場合はダイオードＤ11,Ｄ41 が導通状態となり、ダ
イオードＤ1,Ｄ12,Ｄ42は非導通状態となる。そこで、
一次巻線ｎ1,ｎ4 にはそれぞれの負荷に対応した電流が
流れ、それらの合計電流がスイッチング素子Ｑ1,Ｑ2 に
流れる。 (2)スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2 がオフで、ダイオードＤ
1,Ｄ12,Ｄ42は導通状態のとき。 スイッチング素子Ｑ１がオフなので、ダイオードＤ11,
Ｄ41 が非導通状態となる。そこで、各トランスＴ1,Ｔ2
には次の経路で電流が流れてリセットされる。 Ｔ１；Ｄ12→ｎ１Ｄ１ Ｔ２；Ｄ42→ｎ４Ｄ１ (3)スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2 がオフで、ダイオードＤ
1,Ｄ12,Ｄ42は非導通状態のとき。 各トランスＴ1,Ｔ2 の一次巻線ｎ1,ｎ4 には電流が流れ
ず、二次巻線ｎ2,ｎ5,ｎ6にのみ流れる。 以上説明したように、ダイオードＤ11,Ｄ12,Ｄ41,Ｄ42
の機能によって、ここのトランスがトランスが一個の状
態とまったく同じ動作をする。ここでは、第１及び第２
のトランスを直流入力電源と電気的に分離するため、第
２のダイオードＤ41と第４のダイオードＤ11を設けてい
る。また、各トランスに個別に第３のダイオードＤ42と
第５のダイオードＤ12を装着して、リセット電流が流れ
る経路が確保されて、トランスの並列運転を容易にして
いる。更に、各トランスと共通に第１のダイオードＤ1
を装着して、トランス間の干渉を防止している。 主出力＃１の安定化はＰＷＭ制御回路２０を用いてなさ
れる。従出力＃２，＃３の安定化はそれぞれマグアンプ
や増幅器６０によってなされる。一次巻線ｎ1,ｎ4 はト
ランスＴ1,Ｔ2 毎に設けられているので、従出力の数が
増大しても主出力用のトランスの二次巻線の数量を増加
させることなく、トランスの数量を増大することによっ
て対処できる。この結果、トランスの分散化が推進され
て、二次巻線を集中装着する場合に比べて特性が向上す
る。 第２図は本発明の第２の実施例を示す回路図である。第
１図との比較で言うと、ダイオードの接続位置を一次巻
線陰極側に変更したものである。図において、一次側回
路として、入力端子に直流入力電圧Ｖin が印加される
第１のスイッチング素子Ｑ１と、出力端子が一次側コモ
ンに接続される第２のスイッチング素子Ｑ２と、この第
１のスイッチング素子Ｑ１の出力端子と一次側コモンと
の間に装着される第１のダイオードＤ2とを備えてい
る。 第１トランスＴ１の一次巻線ｎ1は、第１のスイッチン
グ素子Ｑ１の入力端子が第２のダイオードＤ43) を介し
て陰極側に接続され、この出力端子が陽極側に接続され
ると共に、第２のスイッチング素子Ｑ２の入力端子が第
３のダイオードＤ44を介して陰極側に接続される。 また、第１トランスＴ１の一次巻線ｎ1と並列に接続さ
れた第２トランスＴ２の一次巻線ｎ4は、第１のスイッ
チング素子Ｑ１の入力端子が第４のダイオードＤ13を介
して陰極側に接続され、この出力端子が陽極側に接続さ
れると共に、第２のスイッチング素子Ｑ２の入力端子が
第５のダイオードＤ14を介して陰極側に接続される。な
お、ダイオードＤ13,Ｄ14,Ｄ43,Ｄ44 と二次巻線ｎ1,ｎ
3 の接続状態について説明すると、アノード側が陰極側
に接続されている。 そして、第１図と同様の主出力回路、主出力安定化回
路、従出力回路及び従出力安定化回路を具備している。
動作は、第１図の装置とほぼ同様であり、第１及び第２
のトランスを直流入力電源と電気的に分離するため、ダ
イオードＤ44,Ｄ14を設けている。また、各トランスに
個別にダイオードＤ43,Ｄ13を装着して、リセット電流
が流れる経路が確保されて、トランスの並列運転を容易
にしている。更に、各トランスと共通のダイオードＤ2
を装着して、トランス間の干渉を防止している。 尚、上記実施例においては従出力用のトランスが一台の
ものに付いて説明したが、本発明はこれに限定されるも
のではなく、２台以上に分散化して同様なダイオードを
スイッチング素子との間に装着してもよい。
第１図において、前記第３図と同一作用をするものには
同一符号をつけ説明を省略する。図において、一次側の
回路として、入力端子に直流入力電圧Ｖinが印加される
第１のスイッチング素子Ｑ１と、出力端子が一次側コモ
ンに接続される第２のスイッチング素子Ｑ２と、第２の
スイッチング素子Ｑ２の入力端子と前記直流入力電圧Ｖ
inとの間に装着される第１のダイオードＤ1とを備えて
いる。 また一次側の巻線は、第１トランスＴ１の一次巻線ｎ1
が第１のスイッチング素子Ｑ１の出力端子が第２のダイ
オードＤ11を介して陽極側に接続されると共に、第２の
スイッチング素子Ｑ２の出力端子が第３のダイオードＤ
12を介して陽極側に接続され、この入力端子が陰極側に
接続される。また、第１トランスＴ１の一次巻線ｎ1と
並列に接続された第２トランスＴ２の一次巻線ｎ4は、
第１のスイッチング素子Ｑ１の出力端子が第４のダイオ
ードＤ41を介して陽極側に接続されると共に、第２のス
イッチング素子Ｑ２の出力端子が第５のダイオードＤ42
を介して陽極側に接続され、この入力端子が陰極側に接
続される。なお、ダイオードＤ11,Ｄ12,Ｄ41,Ｄ42 と一
次巻線ｎ1,ｎ4 との接続は、カソード側が陽極側に取付
けられている。 主出力＃１は、第１トランスＴ１の二次巻線ｎ2に誘起
されたスイッチング信号を整流平滑化して出力する主出
力回路と、この主出力回路の出力電圧と所定の基準電圧
とを比較して差を求め、この誤差がゼロになる方向に制
御信号を変え第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ
２に送る主出力安定化回路とよりなり、その構成は第３
図と同じものになっている。 従出力＃2,3 は、第２トランスＴ２の二次巻線ｎ5,ｎ6
に誘起されたスイッチング信号を整流平滑化して出力す
る一又は複数の従出力回路と、この従出力回路の出力電
圧と所定の基準電圧とを比較して差を求め、この誤差が
ゼロとなる方向に制御信号を当該一次巻線側若しくは当
該二次巻線側に帰還する従出力安定化回路とよりなる。
従出力＃２は第３図の従出力＃２と同じマグアンプを用
いたものであり、従出力＃３は二次巻線ｎ6に現れたス
イッチング信号をダイオードＤ8,Ｄ9 及びコンデンサＣ
３を用いて整流平滑化して、このコンデンサＣ３に蓄電
された電圧をより低い電圧にレベルシフトして出力する
増幅器６０とよりなる。従出力＃３に用いる増幅器６０
には、例えば本出願人の提案に係る特公昭58-42885号
『電源回路』などで公知のものを使用して、出力電圧の
安定化がされるようにするとよい。 このように構成された装置の動作を次に説明する。以下
場合を別けて説明する。 (1)スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2 がオンのとき。 この場合はダイオードＤ11,Ｄ41 が導通状態となり、ダ
イオードＤ1,Ｄ12,Ｄ42は非導通状態となる。そこで、
一次巻線ｎ1,ｎ4 にはそれぞれの負荷に対応した電流が
流れ、それらの合計電流がスイッチング素子Ｑ1,Ｑ2 に
流れる。 (2)スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2 がオフで、ダイオードＤ
1,Ｄ12,Ｄ42は導通状態のとき。 スイッチング素子Ｑ１がオフなので、ダイオードＤ11,
Ｄ41 が非導通状態となる。そこで、各トランスＴ1,Ｔ2
には次の経路で電流が流れてリセットされる。 Ｔ１；Ｄ12→ｎ１Ｄ１ Ｔ２；Ｄ42→ｎ４Ｄ１ (3)スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2 がオフで、ダイオードＤ
1,Ｄ12,Ｄ42は非導通状態のとき。 各トランスＴ1,Ｔ2 の一次巻線ｎ1,ｎ4 には電流が流れ
ず、二次巻線ｎ2,ｎ5,ｎ6にのみ流れる。 以上説明したように、ダイオードＤ11,Ｄ12,Ｄ41,Ｄ42
の機能によって、ここのトランスがトランスが一個の状
態とまったく同じ動作をする。ここでは、第１及び第２
のトランスを直流入力電源と電気的に分離するため、第
２のダイオードＤ41と第４のダイオードＤ11を設けてい
る。また、各トランスに個別に第３のダイオードＤ42と
第５のダイオードＤ12を装着して、リセット電流が流れ
る経路が確保されて、トランスの並列運転を容易にして
いる。更に、各トランスと共通に第１のダイオードＤ1
を装着して、トランス間の干渉を防止している。 主出力＃１の安定化はＰＷＭ制御回路２０を用いてなさ
れる。従出力＃２，＃３の安定化はそれぞれマグアンプ
や増幅器６０によってなされる。一次巻線ｎ1,ｎ4 はト
ランスＴ1,Ｔ2 毎に設けられているので、従出力の数が
増大しても主出力用のトランスの二次巻線の数量を増加
させることなく、トランスの数量を増大することによっ
て対処できる。この結果、トランスの分散化が推進され
て、二次巻線を集中装着する場合に比べて特性が向上す
る。 第２図は本発明の第２の実施例を示す回路図である。第
１図との比較で言うと、ダイオードの接続位置を一次巻
線陰極側に変更したものである。図において、一次側回
路として、入力端子に直流入力電圧Ｖin が印加される
第１のスイッチング素子Ｑ１と、出力端子が一次側コモ
ンに接続される第２のスイッチング素子Ｑ２と、この第
１のスイッチング素子Ｑ１の出力端子と一次側コモンと
の間に装着される第１のダイオードＤ2とを備えてい
る。 第１トランスＴ１の一次巻線ｎ1は、第１のスイッチン
グ素子Ｑ１の入力端子が第２のダイオードＤ43) を介し
て陰極側に接続され、この出力端子が陽極側に接続され
ると共に、第２のスイッチング素子Ｑ２の入力端子が第
３のダイオードＤ44を介して陰極側に接続される。 また、第１トランスＴ１の一次巻線ｎ1と並列に接続さ
れた第２トランスＴ２の一次巻線ｎ4は、第１のスイッ
チング素子Ｑ１の入力端子が第４のダイオードＤ13を介
して陰極側に接続され、この出力端子が陽極側に接続さ
れると共に、第２のスイッチング素子Ｑ２の入力端子が
第５のダイオードＤ14を介して陰極側に接続される。な
お、ダイオードＤ13,Ｄ14,Ｄ43,Ｄ44 と二次巻線ｎ1,ｎ
3 の接続状態について説明すると、アノード側が陰極側
に接続されている。 そして、第１図と同様の主出力回路、主出力安定化回
路、従出力回路及び従出力安定化回路を具備している。
動作は、第１図の装置とほぼ同様であり、第１及び第２
のトランスを直流入力電源と電気的に分離するため、ダ
イオードＤ44,Ｄ14を設けている。また、各トランスに
個別にダイオードＤ43,Ｄ13を装着して、リセット電流
が流れる経路が確保されて、トランスの並列運転を容易
にしている。更に、各トランスと共通のダイオードＤ2
を装着して、トランス間の干渉を防止している。 尚、上記実施例においては従出力用のトランスが一台の
ものに付いて説明したが、本発明はこれに限定されるも
のではなく、２台以上に分散化して同様なダイオードを
スイッチング素子との間に装着してもよい。
以上説明したように、本発明によれば主出力用と従出力
用のトランスを分離する際に、分離用ダイオードＤ41,
Ｄ11、トランス個別ダイオードＤ42,Ｄ12並びにトラン
ス共通ダイオードＤ1を装着したので、トランス間の干
渉が防止されると共に、二つのトランスを実質的に単一
のトランスと見なせるので、並列運転が容易になって大
容量化が可能になるという効果がある。また、大電流の
主出力については、単一出力トランスとなるので、構造
が単純化されて漏れインダクタンスが低減して電源とし
て好ましくなるという効果もある。
用のトランスを分離する際に、分離用ダイオードＤ41,
Ｄ11、トランス個別ダイオードＤ42,Ｄ12並びにトラン
ス共通ダイオードＤ1を装着したので、トランス間の干
渉が防止されると共に、二つのトランスを実質的に単一
のトランスと見なせるので、並列運転が容易になって大
容量化が可能になるという効果がある。また、大電流の
主出力については、単一出力トランスとなるので、構造
が単純化されて漏れインダクタンスが低減して電源とし
て好ましくなるという効果もある。
第１図は本発明の第１の実施例を示す回路図、第２図は
本発明の第２の実施例を示す回路図である。第３図は、
従来装置の説明図である。 Ｑ……スイッチング素子、Ｄ……ダイオード、Ｔ……ト
ランス、ｎ……一次若しくは二次巻線。
本発明の第２の実施例を示す回路図である。第３図は、
従来装置の説明図である。 Ｑ……スイッチング素子、Ｄ……ダイオード、Ｔ……ト
ランス、ｎ……一次若しくは二次巻線。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭63−3650（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−166768（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−260560（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−210862（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−163568（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−118770（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−199464（ＪＰ，Ａ) 実開 昭61−185290（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭56−171586（ＪＰ，Ｕ) 特公 昭63−21425（ＪＰ，Ｂ２) 実公 昭62−27027（ＪＰ，Ｙ２)
Claims (2)
- 【請求項１】入力端子に直流入力電圧が印加される第１
のスイッチング素子（Ｑ１）と、 出力端子が一次側コモンに接続される第２のスイッチン
グ素子（Ｑ２）と、 この第２のスイッチング素子の入力端子と前記直流入力
電圧との間に装着される第１のダイオード（Ｄ1）と、 当該第１のスイッチング素子の出力端子が第２のダイオ
ード（Ｄ41）を介して陽極側に接続されると共に、当該
第２のスイッチング素子の出力端子が第３のダイオード
（Ｄ42)を介して陽極側に接続され、この入力端子が陰
極側に接続される第１トランス（Ｔ1）の一次巻線（ｎ
4）と、 前記第１のスイッチング素子の出力端子が第４のダイオ
ード（Ｄ11）を介して陽極側に接続されると共に、前記
第２のスイッチング素子の出力端子が第５のダイオード
（Ｄ12）を介して陽極側に接続され、この入力端子が陰
極側に接続される第２のトランス（Ｔ2）の一次巻線
（ｎ1）と、 この第１トランスの一次巻線と対をなす第１の二次巻線
に誘起されたスイッチング信号を整流平滑化して出力す
る主出力回路と、 この主出力回路の出力電圧と所定の基準電圧とを比較し
て差を求め、この誤差がゼロとなる方向に制御信号を変
え前記第１及び第２のスイッチング素子に送る主出力安
定化回路と、 この第２のトランスの一次巻線と対をなす第２の二次巻
線に誘起されたスイッチング信号を整流平滑化して出力
する一又は複数の従出力回路と、 この従出力回路の出力電圧と所定の基準電圧とを比較し
て差を求め、この誤差がゼロとなる方向に制御信号を当
該一次巻線側若しくは当該二次巻線側に帰還する従出力
安定化回路と、 を有することを特徴とする多出力直流安定化電源装置。 - 【請求項２】入力端子に直流入力電圧が印加される第１
のスイッチング素子（Ｑ１）と、 出力端子が一次側コモンに接続される第２のスイッチン
グ素子（Ｑ２）と、 この第１のスイッチング素子の出力端子と一次側コモン
との間に装着される第１のダイオード（Ｄ2）と、 当該第１のスイッチング素子の入力端子が第２のダイオ
ード（Ｄ13）を介して陰極側に接続され、この出力端子
が陽極側に接続されると共に、当該第２のスイッチング
素子の入力端子が第３のダイオード（Ｄ14）を介して陰
極側に接続される第１トランスの一次巻線（ｎ1）と、 当該第１のスイッチング素子の入力端子が第４のダイオ
ード（Ｄ43）を介して陰極側に接続され、この出力端子
が陽極側に接続されると共に、当該第２のスイッチング
素子の入力端子が第５のダイオード（Ｄ44）を介して陰
極側に接続される第２トランスの一次巻線（ｎ4）と、 請求項１記載の主出力回路、主出力安定化回路、従出力
回路及び従出力安定化回路を具備することを特徴とする
多出力直流安定化電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63151406A JPH0640740B2 (ja) | 1988-06-20 | 1988-06-20 | 多出力直流安定化電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63151406A JPH0640740B2 (ja) | 1988-06-20 | 1988-06-20 | 多出力直流安定化電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01318552A JPH01318552A (ja) | 1989-12-25 |
| JPH0640740B2 true JPH0640740B2 (ja) | 1994-05-25 |
Family
ID=15517897
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63151406A Expired - Lifetime JPH0640740B2 (ja) | 1988-06-20 | 1988-06-20 | 多出力直流安定化電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0640740B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPWO2002052707A1 (ja) | 2000-12-26 | 2004-04-30 | ソニー株式会社 | 多出力ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Family Cites Families (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6237434Y2 (ja) * | 1980-05-23 | 1987-09-24 | ||
| JPS61199464A (ja) * | 1985-02-28 | 1986-09-03 | Ricoh Co Ltd | 複写機用高圧電源 |
| JPS61185290U (ja) * | 1985-05-02 | 1986-11-19 | ||
| JPH0529626Y2 (ja) * | 1985-07-31 | 1993-07-29 | ||
| JPH0245435B2 (ja) * | 1985-11-18 | 1990-10-09 | Yuasa Battery Co Ltd | 2sekishikifuowaadogatasuitsuchinguregyureeta |
| JPS62163568A (ja) * | 1986-01-14 | 1987-07-20 | Kikusui Denshi Kogyo Kk | フォワード型スイッチング電源回路 |
| JPS62166768A (ja) * | 1986-01-17 | 1987-07-23 | Fujitsu Ltd | スイツチングレギユレ−タの二次側制御方式 |
| JPS62210862A (ja) * | 1986-03-10 | 1987-09-16 | Fuji Electric Co Ltd | ２石式ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
| JPS62260560A (ja) * | 1986-04-30 | 1987-11-12 | Fuji Electric Co Ltd | Ｄｃ／ｄｃコンバ−タの直列接続回路 |
| JPS633650A (ja) * | 1986-06-24 | 1988-01-08 | Nec Corp | 過電流検出方式 |
| JPH0668384B2 (ja) * | 1986-07-11 | 1994-08-31 | 松下電器産業株式会社 | 熱搬送用アキユムレ−タ− |
-
1988
- 1988-06-20 JP JP63151406A patent/JPH0640740B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01318552A (ja) | 1989-12-25 |
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