JPH0646231Y2 - 高圧直流安定化電源装置 - Google Patents
高圧直流安定化電源装置Info
- Publication number
- JPH0646231Y2 JPH0646231Y2 JP1991044485U JP4448591U JPH0646231Y2 JP H0646231 Y2 JPH0646231 Y2 JP H0646231Y2 JP 1991044485 U JP1991044485 U JP 1991044485U JP 4448591 U JP4448591 U JP 4448591U JP H0646231 Y2 JPH0646231 Y2 JP H0646231Y2
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- Japan
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- voltage
- output
- circuit
- state
- pulse signal
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- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この考案は、例えば容量性が高
く、しかも、高電圧が要求される負荷に適用される高圧
直流安定化電源装置に関する。
く、しかも、高電圧が要求される負荷に適用される高圧
直流安定化電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】周知のように、例えば容量性の負荷に適
用される高圧直流安定化電源装置は従来よりフライバッ
ク方式が用いられている。
用される高圧直流安定化電源装置は従来よりフライバッ
ク方式が用いられている。
【０００３】図３は従来の高圧直流安定化電源装置を示
すものであり、入力端１１，１２には直流電圧が供給さ
れる。この入力端１１にはコンバータ１３を構成するト
ランス１４の一次巻線１４1 の一端部が接続され、この
一次巻線１４1 の他端部はスイッチング素子、例えばト
ランジスタ１５のコレクタに接続される。このトランジ
スタ１５のエミッタは前記入力端１２に接続され、ベー
スはパルス信号を出力するドライブ回路１６の出力端に
接続される。しかして、このドライブ回路１６より出力
されるパルス信号によってトランジスタ１５がスイッチ
ングされ、入力直流電圧がチョッピングされる。
すものであり、入力端１１，１２には直流電圧が供給さ
れる。この入力端１１にはコンバータ１３を構成するト
ランス１４の一次巻線１４1 の一端部が接続され、この
一次巻線１４1 の他端部はスイッチング素子、例えばト
ランジスタ１５のコレクタに接続される。このトランジ
スタ１５のエミッタは前記入力端１２に接続され、ベー
スはパルス信号を出力するドライブ回路１６の出力端に
接続される。しかして、このドライブ回路１６より出力
されるパルス信号によってトランジスタ１５がスイッチ
ングされ、入力直流電圧がチョッピングされる。
【０００４】一方、トランス１４の二次巻線１４2 の一
端部はダイオード１７を順方向に介して出力端１８に接
続され、他端部は出力端１９に接続される。これら出力
１８，１９の相互間には、例えば容量性の負荷２０が接
続され、この負荷２０には前記コンバータ部１３で昇
圧、整流された出力電圧が供給される。また、前記出力
端１８，１９の相互間には出力電圧検出回路２１を構成
する抵抗２１1 ，２１2が直列接続され、これら抵抗２
１1 ，２１2 の接続部より出力電圧が分圧して取り出さ
れる。この分圧出力は誤差増幅器２２に供給され、この
誤差増幅器２２において基準電圧ＶS と比較される。こ
の比較出力信号はパルス幅設定回路２３に供給され、こ
のパルス幅設定回路２３において前記比較出力信号に応
じたパルス幅の制御パルス信号を発生する。この制御パ
ルス信号は前記ドライブ回路１６を介してトランジスタ
１５に供給され、このトランジスタ１５がスイッチング
されて出力直流電圧の制御がなされる。
端部はダイオード１７を順方向に介して出力端１８に接
続され、他端部は出力端１９に接続される。これら出力
１８，１９の相互間には、例えば容量性の負荷２０が接
続され、この負荷２０には前記コンバータ部１３で昇
圧、整流された出力電圧が供給される。また、前記出力
端１８，１９の相互間には出力電圧検出回路２１を構成
する抵抗２１1 ，２１2が直列接続され、これら抵抗２
１1 ，２１2 の接続部より出力電圧が分圧して取り出さ
れる。この分圧出力は誤差増幅器２２に供給され、この
誤差増幅器２２において基準電圧ＶS と比較される。こ
の比較出力信号はパルス幅設定回路２３に供給され、こ
のパルス幅設定回路２３において前記比較出力信号に応
じたパルス幅の制御パルス信号を発生する。この制御パ
ルス信号は前記ドライブ回路１６を介してトランジスタ
１５に供給され、このトランジスタ１５がスイッチング
されて出力直流電圧の制御がなされる。
【０００５】ところで、上記装置では、負荷電流が少な
い場合においてもパルス幅を絞った状態で、回路全体は
常に動作されている。この電源装置では、誤差増幅器の
ように利得の大きい素子を持つ負帰還回路を有している
ため、特に容量性の負荷の場合にはハンチングが発生し
やすく、何等かの防止策が必要とされている。
い場合においてもパルス幅を絞った状態で、回路全体は
常に動作されている。この電源装置では、誤差増幅器の
ように利得の大きい素子を持つ負帰還回路を有している
ため、特に容量性の負荷の場合にはハンチングが発生し
やすく、何等かの防止策が必要とされている。
【０００６】
【考案が解決しようとする課題】以上述べたように従来
の高圧直流安定化電源装置では、何等かのハンチング防
止策が必要とされている。
の高圧直流安定化電源装置では、何等かのハンチング防
止策が必要とされている。
【０００７】この考案は上記の事情に基づいてなされた
もので、その目的とするところは、負荷が容量性の場合
でもハンチング防止回路が不要な高圧直流安定化電源装
置を提供することにある。
もので、その目的とするところは、負荷が容量性の場合
でもハンチング防止回路が不要な高圧直流安定化電源装
置を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
にこの考案は、ドライブ回路から供給されるパルス信号
で入力直流電圧をチョッピングし、チョッピングされた
電圧より高圧の出力直流電圧を得て容量性負荷に印加す
る高圧直流安定化電源装置において、前記出力直流電圧
を分圧出力する出力電圧検出回路と、前記パルス信号の
上下各レベルの幅を共に前記分圧出力のレベル変化に比
例するように制御するパルス信号制御手段と、前記分圧
出力が第１の電圧レベルに達してから前記第１の電圧レ
ベルより低い第２の電圧レベルになるまでの第１の状態
と前記分圧出力が前記第２の電圧レベルに達してから第
１の電圧レベルになるまでの第２の状態とを検知するヒ
ステリシス特性を有する比較回路と、この比較回路で前
記第１の状態が検知されている期間、前記ドライブ回路
をパルス信号遮断状態に、前記比較回路で前記第２の状
態が検知されている期間、前記ドライブ回路を前記パル
ス信号出力状態に切替制御する制御回路とを具備して構
成するようにした。
にこの考案は、ドライブ回路から供給されるパルス信号
で入力直流電圧をチョッピングし、チョッピングされた
電圧より高圧の出力直流電圧を得て容量性負荷に印加す
る高圧直流安定化電源装置において、前記出力直流電圧
を分圧出力する出力電圧検出回路と、前記パルス信号の
上下各レベルの幅を共に前記分圧出力のレベル変化に比
例するように制御するパルス信号制御手段と、前記分圧
出力が第１の電圧レベルに達してから前記第１の電圧レ
ベルより低い第２の電圧レベルになるまでの第１の状態
と前記分圧出力が前記第２の電圧レベルに達してから第
１の電圧レベルになるまでの第２の状態とを検知するヒ
ステリシス特性を有する比較回路と、この比較回路で前
記第１の状態が検知されている期間、前記ドライブ回路
をパルス信号遮断状態に、前記比較回路で前記第２の状
態が検知されている期間、前記ドライブ回路を前記パル
ス信号出力状態に切替制御する制御回路とを具備して構
成するようにした。
【０００９】
【作用】上記構成による高圧直流安定化電源装置では、
チョッピングのためのパルス信号の上下各レベルの幅を
共に出力直流電圧の分圧出力の変化に比例するように制
御することで、出力直流電圧が高い場合にはチョッピン
グ回数を減らして出力電圧レベルを低減させ、出力直流
電圧が低い場合にはチョッピング回数を増やして出力電
圧レベルを増大させるようにし、さらに分圧出力が第１
の電圧レベルに達してから第２の電圧レベルになるまで
の第１の状態を検出して、ドライブ回路をパルス信号遮
断状態とすることで出力電圧レベルを低減させ、分圧出
力が第２の分圧レベルに達してから第１の電圧レベルに
なるまでの第２の状態を検出して、ドライブ回路をパル
ス信号出力状態とすることで出力電圧レベルを増大さ
せ、これによって誤差増幅器のように利得の大きい素子
を持つ負帰還回路を用いずに出力電圧を制御し、負荷が
容量性であってもハンチングが発生しないようにしてい
る。
チョッピングのためのパルス信号の上下各レベルの幅を
共に出力直流電圧の分圧出力の変化に比例するように制
御することで、出力直流電圧が高い場合にはチョッピン
グ回数を減らして出力電圧レベルを低減させ、出力直流
電圧が低い場合にはチョッピング回数を増やして出力電
圧レベルを増大させるようにし、さらに分圧出力が第１
の電圧レベルに達してから第２の電圧レベルになるまで
の第１の状態を検出して、ドライブ回路をパルス信号遮
断状態とすることで出力電圧レベルを低減させ、分圧出
力が第２の分圧レベルに達してから第１の電圧レベルに
なるまでの第２の状態を検出して、ドライブ回路をパル
ス信号出力状態とすることで出力電圧レベルを増大さ
せ、これによって誤差増幅器のように利得の大きい素子
を持つ負帰還回路を用いずに出力電圧を制御し、負荷が
容量性であってもハンチングが発生しないようにしてい
る。
【００１０】
【実施例】以下、この考案の一実施例について図１及び
図２を参照してを説明する。尚、図１において図３と同
一部分には同一符号を付し、異なる部分についてのみ説
明する。
図２を参照してを説明する。尚、図１において図３と同
一部分には同一符号を付し、異なる部分についてのみ説
明する。
【００１１】図１において、出力電圧検出回路２１より
取り出された分圧電圧はパルス幅設定回路３１に供給さ
れ、このパルス幅設定回路３１において上下各レベルの
幅が分圧電圧に比例した制御パルス信号が発生される。
すなわち、出力電圧が高くなればパルス幅が広い、つま
り周波数の低い制御パルス信号が発生され、出力電圧が
低くなればパルス幅が狭い、つまり周波数の高い制御パ
ルス信号が発生される。このようにして発生された制御
パルス信号はコンバータオン／オフ制御部３２に供給さ
れる。
取り出された分圧電圧はパルス幅設定回路３１に供給さ
れ、このパルス幅設定回路３１において上下各レベルの
幅が分圧電圧に比例した制御パルス信号が発生される。
すなわち、出力電圧が高くなればパルス幅が広い、つま
り周波数の低い制御パルス信号が発生され、出力電圧が
低くなればパルス幅が狭い、つまり周波数の高い制御パ
ルス信号が発生される。このようにして発生された制御
パルス信号はコンバータオン／オフ制御部３２に供給さ
れる。
【００１２】また、前記出力電圧検出回路２１より取り
出された分圧電圧は、比較回路３３の一方の入力端に供
給される。この比較回路３３は、例えばヒステリシス特
性を持つコンパレータで構成され、その他方の入力端に
は基準電圧発生回路３５より基準電圧ＶS が供給され
る。
出された分圧電圧は、比較回路３３の一方の入力端に供
給される。この比較回路３３は、例えばヒステリシス特
性を持つコンパレータで構成され、その他方の入力端に
は基準電圧発生回路３５より基準電圧ＶS が供給され
る。
【００１３】前記比較回路３３では分圧電圧と基準電圧
ＶS とが比較される。ここで、コンパレータはヒステリ
シス特性（Ｈ）を持ち、図２に示すように基準電圧ＶS
より所定電圧以上低い値と基準電圧ＶS より所定電圧以
上高い値との２つのしきい値を持っている。この比較出
力信号は前記コンバータオン／オフ制御部３２に供給さ
れ、この制御部３２が基準電圧ＶS のＨの帯の下端か、
それより低い場合、即ち、基準電圧ＶS より所定電圧以
上低い場合は、比較出力信号によってコンバータオン／
オフ制御部３２をオン状態とし、前記パルス幅設定回路
３１の出力信号をドライブ回路１６を介してコンバータ
１３に供給する。これにより、コンバータ１３では出力
電圧を上げるよう一連の動作が行われる。
ＶS とが比較される。ここで、コンパレータはヒステリ
シス特性（Ｈ）を持ち、図２に示すように基準電圧ＶS
より所定電圧以上低い値と基準電圧ＶS より所定電圧以
上高い値との２つのしきい値を持っている。この比較出
力信号は前記コンバータオン／オフ制御部３２に供給さ
れ、この制御部３２が基準電圧ＶS のＨの帯の下端か、
それより低い場合、即ち、基準電圧ＶS より所定電圧以
上低い場合は、比較出力信号によってコンバータオン／
オフ制御部３２をオン状態とし、前記パルス幅設定回路
３１の出力信号をドライブ回路１６を介してコンバータ
１３に供給する。これにより、コンバータ１３では出力
電圧を上げるよう一連の動作が行われる。
【００１４】一方、出力電圧に対応する分圧電圧が基準
電圧ＶS のＨの帯の上端か、それより高くなった場合、
即ち、基準電圧ＶS より所定電圧以上高くなった場合
は、コンバータオン／オフ制御部３２をオフ状態とし、
パルス幅設定回路３１で作り出される出力電圧に比例し
た制御パルス信号のドライブ回路１６への供給を停止す
る。これにより、コンバータ１３は動作を休止する。従
って、負荷が容量性であることに相俟って、出力電圧は
自然に下がってくる。この出力電圧に対応する分圧電圧
が基準電圧ＶS のＨの帯の下端か、それより低くなった
場合は、コンバータオン／オフ制御部３２をオン状態と
し、制御パルス信号のドライブ回路１６への供給を再開
する。これにより、コンバータ１３は動作を開始するよ
うになり、出力電圧を上げていく。このような動作で出
力電圧を安定化している。
電圧ＶS のＨの帯の上端か、それより高くなった場合、
即ち、基準電圧ＶS より所定電圧以上高くなった場合
は、コンバータオン／オフ制御部３２をオフ状態とし、
パルス幅設定回路３１で作り出される出力電圧に比例し
た制御パルス信号のドライブ回路１６への供給を停止す
る。これにより、コンバータ１３は動作を休止する。従
って、負荷が容量性であることに相俟って、出力電圧は
自然に下がってくる。この出力電圧に対応する分圧電圧
が基準電圧ＶS のＨの帯の下端か、それより低くなった
場合は、コンバータオン／オフ制御部３２をオン状態と
し、制御パルス信号のドライブ回路１６への供給を再開
する。これにより、コンバータ１３は動作を開始するよ
うになり、出力電圧を上げていく。このような動作で出
力電圧を安定化している。
【００１５】図２は比較回路３３に設定されたヒステリ
シスＨと出力電圧の関係を示すものである。同図に示す
如く、定常動作時の出力電圧は基準電圧ＶＳ を中心と
して比較回路３３のヒステリシスＨで決まるリップル電
圧となるが、このヒステリシスＨの最下点に出力電圧が
下がってきたときコンバータ１３が動作し、最上点に到
達したとき停止する。従って、定常動作時はコンバータ
１３が間欠的に動作され、出力電圧の制御が行われる。
尚、リップル電圧は比較回路３３のヒステリシスに比例
して決定され、コンバータ１３の動作頻度は許容リップ
ル電圧に逆比例することになる。上記実施例によれば、
パルス幅設定回路３１によって出力電圧に比例したパル
ス幅の制御パルス信号を発生するとともに、この制御パ
ルス信号を比較回路３３、コンバータオン／オフ制御部
３２により、出力電圧がある電圧以下であるか、または
それより高い他の電圧以上であるかによってドライブ回
路１６に供給または停止している。
シスＨと出力電圧の関係を示すものである。同図に示す
如く、定常動作時の出力電圧は基準電圧ＶＳ を中心と
して比較回路３３のヒステリシスＨで決まるリップル電
圧となるが、このヒステリシスＨの最下点に出力電圧が
下がってきたときコンバータ１３が動作し、最上点に到
達したとき停止する。従って、定常動作時はコンバータ
１３が間欠的に動作され、出力電圧の制御が行われる。
尚、リップル電圧は比較回路３３のヒステリシスに比例
して決定され、コンバータ１３の動作頻度は許容リップ
ル電圧に逆比例することになる。上記実施例によれば、
パルス幅設定回路３１によって出力電圧に比例したパル
ス幅の制御パルス信号を発生するとともに、この制御パ
ルス信号を比較回路３３、コンバータオン／オフ制御部
３２により、出力電圧がある電圧以下であるか、または
それより高い他の電圧以上であるかによってドライブ回
路１６に供給または停止している。
【００１６】上記構成によれば、帰還回路に利得の大き
な誤差増幅器が不要となるため、負荷が容量性の場合に
おいても、ハンチングの発生しない直流安定化電源装置
を提供できる。
な誤差増幅器が不要となるため、負荷が容量性の場合に
おいても、ハンチングの発生しない直流安定化電源装置
を提供できる。
【００１７】
【考案の効果】以上詳述したようにこの考案によれば、
負荷が容量性の場合でもハンチング防止回路が不要の高
圧直流安定化電源装置を提供できる。
負荷が容量性の場合でもハンチング防止回路が不要の高
圧直流安定化電源装置を提供できる。
【図１】この考案に係る高圧直流安定化電源装置の一実
施例を示す構成図。
施例を示す構成図。
【図２】この考案の動作を説明するために示す図。
【図３】従来の高圧直流安定化電源装置の一例を示す構
成図。
成図。
１３…コンバータ、１４…トランス、１５…トランジス
タ、１６…ドライブ回路、２０…容量性負荷、２１…出
力電圧検出回路、３１…パルス幅設定回路、３２…コン
バータオン／オフ制御部、３３…比較回路、ＶS …基準
電圧。
タ、１６…ドライブ回路、２０…容量性負荷、２１…出
力電圧検出回路、３１…パルス幅設定回路、３２…コン
バータオン／オフ制御部、３３…比較回路、ＶS …基準
電圧。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)考案者 筬部 亮二 神奈川県川崎市幸区小向東芝町１番地 株 式会社東芝小向工場内 (72)考案者 中島 啓 神奈川県川崎市幸区小向東芝町１番地 株 式会社東芝小向工場内 (56)参考文献 特開 昭58−64517（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−175335（ＪＰ，Ａ)
Claims (1)
- 【請求項１】 ドライブ回路から供給されるパルス信号
で入力直流電圧をチョッピングし、チョッピングされた
電圧より高圧の出力直流電圧を得て容量性負荷に印加す
る高圧直流安定化電源装置において、前記出力直流電圧
を分圧出力する出力電圧検出回路と、前記パルス信号の
上下各レベルの幅を共に前記分圧出力のレベル変化に比
例するように制御するパルス信号制御手段と、前記分圧
出力が第１の電圧レベルに達してから前記第１の電圧レ
ベルより低い第２の電圧レベルになるまでの第１の状態
と前記分圧出力が前記第２の電圧レベルに達してから第
１の電圧レベルになるまでの第２の状態とを検知するヒ
ステリシス特性を有する比較回路と、この比較回路で前
記第１の状態が検知されている期間、前記ドライブ回路
をパルス信号遮断状態に、前記比較回路で前記第２の状
態が検知されている期間、前記ドライブ回路を前記パル
ス信号出力状態に切替制御する制御回路と、を具備した
高圧直流安定化電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1991044485U JPH0646231Y2 (ja) | 1991-06-13 | 1991-06-13 | 高圧直流安定化電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1991044485U JPH0646231Y2 (ja) | 1991-06-13 | 1991-06-13 | 高圧直流安定化電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0497479U JPH0497479U (ja) | 1992-08-24 |
| JPH0646231Y2 true JPH0646231Y2 (ja) | 1994-11-24 |
Family
ID=31779199
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1991044485U Expired - Lifetime JPH0646231Y2 (ja) | 1991-06-13 | 1991-06-13 | 高圧直流安定化電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0646231Y2 (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0231590B2 (ja) * | 1981-10-14 | 1990-07-13 | Nippon Denshin Denwa Kk | Suitsuchingudengensochiniokeruseigyokairosochi |
| JPS59175335A (ja) * | 1983-03-25 | 1984-10-04 | 富士通株式会社 | 電源保護回路 |
-
1991
- 1991-06-13 JP JP1991044485U patent/JPH0646231Y2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0497479U (ja) | 1992-08-24 |
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