JPH0646695B2 - フイルタ回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は、シリコンウエハ上などに形成するモノリシッ
クIC内に濾波回路（以下フィルタと記す）を集積化する
場合に適したフィルタ集積回路に関するものである。

〔発明の背景〕 従来、電子回路では所望の信号を得るため、低減濾波器
（以下LPFと記す），高域濾波器（以下HPFと記す），帯
域濾波器（以下BPFと記す），位相等化器（以下イコラ
イザと記す）として、インダクタンス，容量，抵抗で構
成された外付けのブロックフィルタが多数使われてい
る。このため回路集積化が進む中で、これらのフィルタ
類がコスト低減，小型，軽量化の阻止要因となってい
る。特に、小型，軽量化が望まれるポータブルVTRで
は、フィルタ類の集積化は是非共必要な技術である。

またインダクタンスは、集積化に不適当であり、容量，
抵抗のみの構成が集積化に適している。例えば、トラッ
プフィルタとして第７図に示すTwin-T回路が知られてい
る。第７図において、抵抗，容量をそれぞれ とすると、トラップ周波数_Tは となる。

第７図のトラップフィルタを集積化する場合ばらつきの
問題が生じる。すなわちIC内の容量値，抵抗値は、半導
体内の不純物濃度，マスクのずれなどによるばらつきの
影響を受け、一例として 容量の絶対値 ±15％ 抵抗の絶対値 ±10％ など大きな変動を生じる。したがって、第７図のトラッ
プフィルタのトラップ周波数も第８図のようにａからｂ
の範囲で変動し、上記例では最大±25％変動することと
なり、実用化は極めて困難である。この対策の一方法と
して、特公昭57-58083号公報に示すようにICチップ上で
レーザートリミングなどにより抵抗値を変化させ、ばら
つきを吸収することが提案されているが、精度，歩留ま
りの点でまだ多くの問題を残している。

また他の方法として特公昭52-36813号公報米国特許第37
61741号明細書に示されているように、トランジスタの
エミッタ抵抗がエミッタ電流によって変化することを利
用した可変減衰回路が提案されている。この方法によれ
ば前記方法と同様IC内素子のばらつきによるフィルタ特
性の変動を調整できることができる。しかしこの方法
は、例えば第７図に示したように抵抗Ｒ₁，Ｒ₂，Ｒ₃か
らなるトラップフィルタには適用困難であり、すべての
フィルタに適用するのは難しい。さらに、外部から調整
してIC内素子ばらつきを吸収しなければならず、コスト
アップの原因となる。

〔発明の目的〕

本発明の目的は、IC内容量，IC内抵抗のばらつきによっ
て生じるフィルタ特性のばらつきを自動的に吸収し、無
調整でかつ性能も確保できるフィルタ集積回路を提供す
ることにある。

〔発明の概要〕

この目的を達成するため、本発明はある基準周波数を持
つ入力信号を比精度の充分取れた複数個のIC内抵抗（外
付け抵抗でも可）から成る基準レベル発生回路と、IC内
抵抗とIC内接合容量から成る擬似フィルタ回路に供給
し、その各各の出力を振幅検波回路を通して電圧比較回
路に入力し、比較出力を上記接合容量に負帰還する。こ
の帰還により接合容量の両端電圧を変化させ、IC内抵抗
ばらつきによる擬似フィルタ回路のばらつきを吸収し、
さらに、上記擬似フィルタ回路を構成する抵抗，接合容
量から成る同一チップ上の他のフィルタ回路に上記比較
出力を供給して、自動的にIC内素子のばらつきを吸収
し、精度良く無調整化することができる。

ばらつき吸収を精度良く行なうため、基準信号に歪のな
い正弦波信号を用いる。基準信号に用いようとする信号
が歪成分を有する正弦波信号の場合には（例えば矩形
波）、その信号成分から高調波成分を取り除く必要があ
り、そのため高調波除去フィルタを設ける。

映像磁気記録再生装置（以下VTRと記す）に上述したフ
ィルタ回路を使用する場合、基準信号として最も安定な
色副搬送波を用いる。色副搬送波の周波数はNTSC方式の
場合約3.58MHzであり、周波数変調輝度信号（以下FM輝
度信号と記す）の搬送波はVHS方式では3.4〜4.4MHzであ
るので、色副搬送波が輝度信号に漏れ込むとビート妨害
が発生する。このため、基準信号に色副搬送波を逓倍し
た信号を用い、FM輝度信号の帯域内に入らないようにす
る。

〔発明の実施例〕

以下、本発明の一実施例を第１図により説明する。第１
図において、１は基準信号源、２は信号源、３〜６はIC
ピン、７は抵抗による基準レベル発生回路、８は抵抗、
接合容量による擬似フィルタ回路、９，10は振幅検波回
路、11は電圧比較回路、12はフィルタ回路、13コンデン
サ、14は逓倍回路、23，24はICピン、25は映像信号源、
26は映像信号処理回路、27は周波数変調回路、28は高調
波除去フィルタ、35はアースピンである。ICピン３から
入力された基準信号は、逓倍回路14で逓倍される。この
逓倍された基準信号は、高調波除去フィルタ28により歪
成分のない正弦波信号に変換され、基準レベル発生回路
７と擬似フィルタ回路８に供給される。基準レベル発生
回路７からある一定レベルとなった信号が取り出され、
振幅検波回路９に供給される。一方、擬似フィルタ回路
８からそのフィルタ特性に応じて減衰した信号が取り出
され、振幅検波回路10に供給される。各々の検波出力は
それぞれ電圧比較回路11に入力され、比較出力が得られ
る。この比較出力を制御信号として擬似フィルタ回路８
に帰還し、接合容量の両端電圧を制御する。この制御に
よって、接合容量の容量値が変化し、擬似フィルタ回路
８の出力が基準レベル発生回路７の出力と同じレベルと
なるように制御される。すなわち、基準レベル発生回路
７と擬似フィルタ回路８を構成している抵抗の比精度を
互いに充分取っておけば、抵抗の絶縁値がばらついて
も、接合容量の容量値が変化して、抵抗ばらつきを吸収
するようになる。

フィルタ回路12を構成している抵抗，接合容量を基準レ
ベル発生回路７，擬似フィルタ回路８を構成している抵
抗，接合容量と比精度を充分取っておけば、上述したよ
うに接合容量の容量値が変化し、フィルタ回路12は、ば
らつきのないフィルタ特性を持つことができる。

次に高調波除去フィルタ28を設けた理由を述べる。第２
図に基準信号として、矩形波信号を基準レベル発生回路
７，擬似フィルタ回路８に入力した時の各部波形を示
す。第２図において29は入力信号、30は基準レベル発生
回路７の出力信号、31は擬似フィルタ回路８の出力信号
である。基準レベル発生回路７に入力された基準信号29
は、抵抗分割によって減衰され、出力信号30のようにな
る。一方、擬似フィルタ（ここでは一例としてLPFとす
る）回路８に入力された基準信号29は出力信号31のよう
になる。一方、歪成分の無い正弦波を基準信号とした時
の各部波形を第３図に示す。第３図において、32は入力
信号、33は基準レベル発生回路７の出力信号、34は擬似
フィルタ回路８の出力信号である。基準信号に正弦波を
用いた場合には、第３図に示すように基準レベル発生回
路７の出力信号33は抵抗分割によって入力信号32が減衰
した信号であり、擬似フィルタ回路８の出力信号34はそ
のフィルタ特性によって位相は回るが、振幅が減少する
だけであり、波形の形は入力信号32と相似である。以上
のように、基準信号に正弦波信号を用いた場合、回路が
平衡状態にあれば、基準レベル発生回路７の出力信号33
と擬似フィルタ回路８の出力信号34の振幅は等しくな
る。しかし、基準信号に矩形波信号を用いた場合、上述
した正弦波信号と同じ周波数としても基準レベル発生回
路７の出力信号30と擬似フィルタ回路８の出力信号31の
振幅は等しくならず調整精度に大きな誤差を生じる。こ
のため、無調整フィルタ回路に使用する基準信号は歪成
分の無い正弦波信号でなければならず、高調波除去フィ
ルタ28は必須のものである。

次に基準信号を逓倍する理由を述べる。VTRに上述した
フィルタ回路を用いる場合、基準信号に最も安定な色副
搬送波を用いる。VTRにおいては、同一チップ上に輝度
信号の周波数変調回路27があり、その出力信号のスペク
トルはVHS方式では第４図のようになる。ここで基準信
号として色副搬送波をそのまま使用すると、NTSC方式の
場合には第４図に示すようにFM輝度信号の帯域と重なっ
てしまう。IC上では、第１図に示すように無調整フィル
タ回路と周波数変調回路27はアース共通インピーダンス
を持ち、周波数変調回路27のアースは色副搬送波によっ
て揺すられる。このため、FM輝度信号は色副搬送波と干
渉し、ビート妨害を発生させる。このビート妨害を防止
するため、色副搬送波がFM輝度信号の帯域内に存在しな
いようにする。以上の理由により逓倍回路14を設けてい
る。

さらに、ドロップアウト補償、ライン相関などに必要な
１水平期間（以下１Ｈと記す）遅延信号をCCDによって
得る場合には、この逓倍した色副搬送波をCCDのクロッ
ク信号に用いることができる。

第５図に第１図の具体的一実施例を示す。第５図におい
て、15はコイル、16，17はコンデンサ、18は抵抗、19〜
22はトランジスタである。第５図では、映像信号処理回
路26，周波数変調回路27を省いている。回路動作は第１
図と同様であり、基準レベル発生回路７は抵抗２個と定
電圧源で、擬似フィルタ回路８は抵抗２個と接合容量２
個で構成されている。第５図の場合は逓倍回路14は２逓
倍回路であり、ICピン３から入力された基準信号は、ト
ランジスタ19〜22などにより構成される逓倍回路14で２
逓倍され次に、コイル15，コンデンサ16，17、抵抗18に
より構成されている高調波除去フィルタ28で、２逓倍し
た基準信号を取り出す。NTSC方式時において、基準信号
に色副搬送波を用いる場合には、コイル15，コンデンサ
16，抵抗18の値を一例としてそれぞれ15μＨ，33pF，5K
Ωとすれば良い。

他の具体的一実施例を第６図に示す。第６図も第１図と
同様の動作をする。第６図の例では、振幅検波回路が１
以上の利得を持っており、電圧比較回路11において比較
する信号のレベルを大きくすることができるので、電圧
比較回路11の入力DCオフセットなどに起因するフィルタ
特性ばらつき吸収精度を小さくすることができる。

以上、NTSC方式について説明したが、PAL方式において
も、色副搬送波の周波数は約4.43MHzであり、NTSC方式
と同様にビート妨害を発生させるので、本発明はPAL方
式VTRにも大きな効果を得ることができる。

〔発明の効果〕

本発明に依れば、従来、外付け部品として使用されてい
た大型のブロックフィルタを無調整で集積化でき、回路
の低コスト化、小型，軽量化，部品点数の削減を実現で
き、この無調整フィルタ回路に入力する基準信号から高
調波成分を除去する手段を有するので、基準信号に歪が
あっても歪のない正弦波に変換することができフィルタ
特性ばらつきを精度良く吸収することができる。さら
に、入力する基準信号を逓倍するので、上述したフィル
タ回路を輝度信号系のフィルタに使用し、基準信号に色
副搬送波を使用する場合、基準信号がFM輝度信号の帯域
内に存在しないので、ビート妨害を防止することができ
る。さらには、1H遅延信号をCCDによって得る場合に上
述した逓倍信号を使えるので容易にコストダウンを実現
できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の無調整フィルタの一実施例を示すブロ
ック図、第２図，第３図は第１図に示す回路の各部波形
を示す図、第４図はNTSCVHS方式VTRにおける記録信号の
スペクトル図、第５図，第６図は第１図の一具体例を示
す回路図、第７図はTwin-Tトラップ回路を示す図、第８
図はトラップ回路の周波数特性図である。 １……基準信号源 ２……信号源 ３〜６……ICピン ７……基準レベル発生回路 ８……擬似フィルタ回路 ９，10……振幅検波回路 11……電圧比較回路 12……フィルタ回路 13……コンデンサ 14……逓倍回路 23，24……ICピン 25……映像信号源 26……映像信号処理回路 27……周波数変調回路 28……高調波除去フィルタ 35……アースピン

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】基準信号を入力し、互いに比精度が取れた
   複数個の第１の抵抗器によって減衰させる基準レベル発
   生回路と、上記基準信号を入力し、上記基準レベル発生
   回路の上記第１の抵抗器と比精度を取った第２の抵抗器
   と第１の接合容量で構成された擬似濾波回路と、上記基
   準レベル発生回路、上記擬似濾波回路の出力をそれぞれ
   振幅検波する各々の振幅検波回路と、２つの上記振幅検
   波回路の出力を比較し、比較出力を上記第１の接合容量
   の一端に帰還する電圧比較回路と、上記電圧比較回路の
   上記比較出力を平滑する容量と、上記基準レベル発生回
   路、上記擬似濾波回路を構成している上記第１と第２の
   抵抗器、上記第１の接合容量とそれぞれ比精度を取った
   第３の抵抗器、第２の接合容量によって構成されてお
   り、上記第２の接合容量の一端の電圧が上記比較出力に
   よって制御されている濾波回路と、上記基準レベル発生
   回路、上記擬似濾波回路、上記濾波回路と同一ＩＣチッ
   プ上にあり、輝度信号を周波数変調する周波数変調回路
   とを有する輝度信号処理回路において、色副搬送波を上
   記基準信号とし、上記色副搬送波を少なくとも２逓倍以
   上の周波数にして、その周波数成分の中から高調波成分
   を取り除いた信号を上記基準レベル発生回路、上記擬似
   フィルタ回路に入力する手段を有することを特徴とする
   フィルタ回路。