JPH0650913B2

JPH0650913B2 - 自動偏波面切替装置

Info

Publication number: JPH0650913B2
Application number: JP19976685A
Authority: JP
Inventors: 正芳平嶋
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1985-09-10
Filing date: 1985-09-10
Publication date: 1994-06-29
Anticipated expiration: 2009-06-29
Also published as: JPS6260388A

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は、衛星放送受信機等の自動偏波面切替装置に関
するものである。

従来の技術近年、米国で盛んになって来たＣバンドの衛星放送を受
信する装置では、垂直偏波を受信するか、水平偏波を受
信するかを決めるポラライザー（以下偏波器と記す）が
用いられている。

発明が解決しようとする問題点しかるに、従来受信チャンネルの変更に対応して偏波面
を自動的に切替る方式は、未だあまり使われていないも
のであり、又、現在、使用されているものは精度が不十
分なものが多い。

また、従来は偏波面が受信希望電波と合致しているか否
かの判定を一つのパラメータで決める例が多いが、強力
な雑音波があると誤動作するという問題がある。例え
ば、受信機のＡＧＣ電圧のみで判定すると、希望波付近
に、希望波より強い地上波があると、前記地上波でＡＧ
Ｃ電圧が左右される。

本発明は上記問題点に鑑み、偏波面の最適点決定の精度
を向上させることのできる自動偏波面切替装置を提供す
るものである。

問題点を解決するための手段本発明の自動偏波面切替装置は、偏波面が最適か否か
を、水平ＡＦＣの周波数引込み及び、水平同期パルスの
検出、白ピーク、黒ピークノイズ数の最小点と、ＡＧＣ
電圧のピーク点の組合せにより判定する。

作用本発明によれば、ＦＭ検波出力中の映像信号を同期分離
して、水平ＡＦＣを動作させ、ＡＦＣの周波数と、水晶
発振器の周波数との差でＴＶ信号か否かを判定し、同期
分離出力中の水平同期信号の間隔を水晶発振周波数で測
り、一方ペデスタルクランプした信号の黒ピーク、白ピ
ーク雑音の数を数える。もって雑音の最少点が正規の偏
波面であると判定するもので、精度の高い偏波面の自動
切替が可能となる。

実施例第１図に本発明の一実施例のブロック図を示す。図中１
はパラボラアンテナ、２は屋外ユニット（ＯＤＵ）３を
支持する中空の支柱で、ケーブル６と、リード線７が中
空部に設置されている。上記屋外ユニット３は、ここで
は、いわゆるＬＮＢ（低雑音ブロックコンバータ）と考
えておく。４は偏波器で大別して、プローブをモータで
まわす方式（サーボ型）と、フェライトの磁化方向を切
替える（ソリッド型）とがある。いずれの方式でも偏波
面はＤＣ電圧で制御できる。５はパラボラアンテナ１の
支柱、６は屋外ユニット３の出力を屋内の衛星放送受信
機１７へ伝える高周波用のケーブル、７は偏波器４の偏
波面を制御する電圧或いはあるパルス巾をもつパルス信
号を伝えるアースと一対のリード線である。８は所望の
周波数に同調するチューナーで、２ｎｄミキサとも呼ば
れる。９は中間周波数ＩＦ（例えば５１０ＭＨｚ）の増
幅器、１０はＦＭ信号の検波器、１１はＡＧＣ電圧発生
の為の検波器及び増幅器である。１２はＦＭ検波器１０
の出力中の複数の音声搬送の一つを選んで同調し、検波
し、基底周波数帯の音声信号を得る回路、１３は同期分
離回路と、水平ＡＦＣ回路及び水晶の基準発振器を含む
回路、１４は黒ピークレベルより黒寄りのノイズと、白
ピークレベルより白寄りのノイズを検出する回路、１５
は一定時間内のピークノイズ（ピークノイズ検出回路１
４の出力）の数を数え、ノイズ最少点を検出するカウン
ト回路、１６はサーボ型の偏波器４を制御する制御電圧
発生回路で、ＤＣ制御電圧をパルス巾に変換して出力し
ている。ＤＣ電圧を用いず直接パルス巾を変化させても
よい。１７はＲＦ変換器で、音声検波回路１２の出力
と、ＦＭ検波回路１０の出力を混合し、ＶＨＦ帯のテレ
ビ信号として出力する。このＲＦ変換器１７の出力を通
常のテレビ受信機のアンテナ端子に供給すれば、衛星か
ら送られているテレビ電波の画像及び音声を視聴できる
事は云う迄もない。

次に第２図，第３図と共に、ＴＶ信号か否かの判定手段
について述べる。第２図の１８は同期分離回路、１９は
水平発振及びＡＦＣ回路で、その出力パルスは第３図φ
_１で、映像信号中の水平同期信号φ_０を含む。水平同期
信号φ_０が正規のテレビ信号のものなら、（ｔ₂〜
ｔ₁₂）＝（ｔ₃〜ｔ₁₃）＝６３，５５６μｓとなる。第
３図のφ₉₀₀とφ₁₀は１４．３１８１８ＭＨｚの水晶発
振回路２０の出力を９１０分周する分周回路２１のカウ
ンターから得られる信号で、ｔ₁〜ｔ₁₁＝ｔ₄〜ｔ₁₄＝６
３．５５６μsec である。フリップフロップ２２は、出
力パルスφ_１の立下りでセットされ、Ｑ出力が高レベル
となる。従って分周器２１のカウンターのクリア端子が
高レベルとなって、φ₉₀₀とφ₁₀を出力する。もし、φ₁
が水平同期信号φ₀と同相、同一周波数に引込まれてい
ないなら、ｔ_３でフリップフロップ２２がセットされ、
分周器２１のカウンタが分周を始めても、ｔ₁₁とｔ₁₄の
間に、φ₁のｔ₁₂が入る事は殆んどない。なぜなら、水
平発振ＡＦＣ回路１９の水平発振周波数を自走時に約
（１５，７３４−２５０）Ｈｚに選んだとして、１４，
３１８１８ＭＨｚを９００個数えた出力ｔ₁₁とｔ_２の間
の時間はｔ₂〜ｔ₁₁≒６２，８５８μsec、即ち約１５，
９０９Ｈｚとなり、９２０個目のｔ₁₄とｔ₂の間は、約
６４，２５４μsec、即ち約１５，５６３Ｈｚとなる。
引込範囲が±２００Ｈｚ程度とすると、１５，７３４±
２００＝１５，９３４〜１５，５３４Ｈｚ内の周波数
は、１５，７３４Ｈｚに引込まれ、φ_１が上記１５，９
３４〜１５，５３４Ｈｚになる事はない。即ち、ｔ₂か
ら分周したとして、φ₁のｔ₁₂がｔ₁₁〜ｔ₁₄の間にあれ
ば、正規のテレビ信号の水平同期信号と同期していると
考えて差支えない。一方、フリップフロップ２３は、分
周器２１の出力中φ₁₀即ち、水晶発振器２０の出力をｔ
_２から１０個数えた時の出力でリセットされ、水晶発振
器２０の出力をｔ_２から９００個数えた時の分周器２１
の出力φ₉₀₀でセットされる。従って、第３図でｔ₂とｔ
₃が初めて同相になったとすれば、φ₉₀₀のｔ₁でのパル
スは無く、フリップフロップ２３はｔ_１でセットされな
いので、φ_２もｔ₂〜ｔ_４では高レベルにならない。第
３図の場合は、φ₀とφ₁が既に同期した場合である。フ
リップフロップ２３のＱ出力は第３図φ_２となり、反転
器２５でφ_１を反転し、ＮＡＮＤゲート２４へφ₁とφ₂
の両者を供給すると、その出力は、第３図φ₃となり、
仮にｔ_２で再トリガー可能なマルチバイブレータ２６を
駆動したとすると、第３図φ₄の如く、ｔ₁₇まで、その
Ｑ出力は高レベルを保つ（時定数を６３，５５６μsec
より十分大きく選んでおく）。ｔ₁₂で、マルチバイブレ
ータ２６が再びトリガーされるので、マルチバイブレー
タ２６のＱ出力は、φ₀とφ₁が同期している間は高レベ
ルを保つ。φ₀とφ_１が同期しないと、φ₂とφ₁が同期
しなくなり、φ_３が出たり出なかったりし、時々、マル
チバイブレータ２６がトリガーされるので、ｔ₂〜ｔ₁₇
を１Ｈよりやや広い目に選んでおくと、φ₀とφ_１が同
期していない時は、マルチバイブレータ２６の出力Ｑは
殆どいつでも低レベルとなる。即ち、マルチバイブレー
タ２６の出力が高レベルの時、正規の映像信号中の水平
同期信号を検出している事になり、検波出力は、映像信
号である事を判定できる。なお、水平ＡＦＣ回路１９の
出力パルスは、雑音が含まれていないので、ＡＦＣが動
作する程度のＳ／Ｎであれば、映像信号か否か判定でき
る。従って、偏波面が少しずれていても映像信号である
事が判る。一方、マルチバイブレータ２６のＱ出力が低
レベルになると、高レベルパルスの終りを後縁検出回路
３０で検出し、ＮＯＲゲート３３を介し、フリップフロ
ップ２２をリセットする。従って、分周器２１のカウン
タは水晶発振器２０の出力の分周を中止する。水平ＡＦ
Ｃ回路１９の出力φ₁は、水平同期信号φ₀に同期してい
ない時も、前述の如く１５，７３４Ｈｚに近い自走周波
数で存在するので、φ_１の立下りでフリップフロップ２
２がセットされ、分周器２１の出力φ₁₀とφ₉₀₀が現わ
れるが、前述の如くφ₁が１５，７３４−２５０＝１
５，４８４Ｈｚなら、φ_２と、φ₁の関係はすぐずれる
ので、大部分の期間、マルチバイブレータ２６はトリガ
ーされない。なお、電源投入時には、電源オンパルス発
生回路３１から電源ＯＮパルスがＮＯＲゲート３３を介
し、フリップフロップ２２へ伝えられ、フリップフロッ
プ２２がリセットされる。又、受信チャンネルを切替え
る毎に偏波面を切替る必要があるので、チャンネル切替
に連動して、回路３２でパルスを発生させて、フリップ
フロップ２２をリセットする。従って、フリップフロッ
プ２２は、正規の映像信号を受信していない時は、大部
分の期間リセットされている。

次に、白ピーク、黒ピーク雑音の検出について第４図を
用いて述べる。第４図中３４は、マルチバイブレータ２
６のＱ出力が高レベルの間、水平パルスφ₁を１／５２
５分周する分周器で、１Ｈ間、低レベルとなるパルスを
発生し、ノイズカウンタ４０の計数を停止させる。３５
は水平パルスφ₁から映像信号中の水平同期信号の直後
のペデスタルレベルをクランプするクランプパルス発生
回路、３６は検波回路１０の出力をクランプするペデス
タルクランプ回路、３７は白ピークノイズ検出回路で、
ペデスタルクランプした映像信号の白ピークレベルは、
ＡＧＣが動作している範囲では、一定であるから、白ピ
ークより更に白側へ出るＦＭのインパルスノイズを検出
する。３８はペデスタルレベルより更に黒側へ出るＦＭ
のインパルスノイズを検出する黒ピークノイズ検出回路
である。検出したノイズを、検出回路３７，３８は共に
正方向パルスに変換して出力し、ＯＲゲート３９で論理
和を形成し、カウンタ４０で正、負両方向のノイズの数
を数える。カウンタ４０は、分周器３４の出力が正の間
の５２４Ｈ間ノイズを数える。

４１は比較器で、前のフレームのノイズ数がラッチメモ
リ４２に記憶されている時、このラッチメモリ４２の出
力とノイズカウンタ４０の出力を比較する。ノイズの数
は、時々刻々変化するので１〜２個程度の差異は、偏波
面が変化しなくても生じるので、例えばカウンタ４０の
２^２以上の端子の状態をラッチメモリし、かつ比較器４
１で比較する。比較器４１の出力は、ノイズカウンタ４
０の出力とラッチメモリ４２の出力を比べ、ノイズカウ
ンタ４０の出力がラッチメモリ４２のそれより多ければ
大の出力が「Ｈ」レベル、少なければ小の出力が「Ｈ」
レベルになるものとする。比較器４１は、分周器３４の
出力が低レベルとなる１Ｈ間のみ動作するようにしてお
けば、大或いは、小の出力もこの間にのみ出力される。
大或いは小いずれかが「Ｈ」ならその状態をラッチメモ
リ４２に記憶する。これはＮＯＲゲート４３の出力が負
になる時、ラッチメモリ４２へ比較器４１の出力を書込
んで記憶させる。ノイズカウンタ４０を１０ビットバイ
ナリーカウンタで構成し、２゜，２′を比較に用いなけ
れば、８ビットの比較になり、比較器４１，ラッチメモ
リ４２共に８ビットのもので足りる。反転器４４で比較
器４１の小の出力を「Ｌ」に反転すると、ＡＮＤゲート
４５の出力は、大の出力が「Ｈ」の時のみ「Ｈ」とな
る。シフトレジスタ４６は直列入力一並列出力のシフト
レジスタで、３ビット以上の容量のものを用いる。分周
器３４の出力の１Ｈ間「Ｌ」のパルスの復縁でシフトレ
ジスタ４６へ、ＡＮＤゲート４５の出力を読込むと、毎
フレーム終了時に、そのフレームのノイズが、もう一つ
前のフレームのノイズより増加した時、シフトレジスタ
４６へ「Ｈ」が書込まれる。偏波面が正しい時、ノイズ
が最小になるのでシフトレジスタ、４６の３ビット出力
が「Ｈ」「Ｌ」「Ｈ」となった時、１つ前のフレーム
で、偏波面が正規であった事が判る。反転器４７で、シ
フトレジスタ４６の２ビット目を反転し、３入力ＡＮＤ
ゲート４８へ、１ビット目、２ビット目出力と共に加え
ると、ＡＮＤゲート４８の出力は偏波面最適のフレーム
の次のフレームで「Ｈ」となり、１フレーム前が、偏波
面最適であった事を示す。

第５図の５５は電圧スイープ回路で、この回路の偏波面
制御のスイープ速度を１８０゜／３秒とすると、１フィ
ールド当り１度即ち、１フレーム当り２度となり、１フ
レーム遅れると２度ずれるが、１〜２度のずれは画質の
劣化に殆ど影響しない。２度の影響は（１−cos８８
゜）であり殆ど無視できる。以上で、ノイズ最小点がＡ
ＮＤゲート４８の出力「Ｈ」で判定できる事が説明し
た。

次に、偏波面制御電圧発生回路１６について、第５図と
共に述べる。４９はＡＧＣ検波器１１のＤＣ電圧レベル
をメモリするサンプルホールド回路で、分周器３４の出
力の後縁により、１フレームに１回ＡＧＣ検波器１１の
出力をサンプルホールドする。５０はアナログの比較器
で、分周器３４の出力の前縁（又は前縁から後縁の直前
までの間）で、サンプルホールド回路４９の出力と、Ａ
ＧＣ検波器１１の出力を比較し、その出力を判定回路５
１′へ供給する。判定回路５１′は第４図の回路５１と
同一構成である。ＡＧＣ電圧は、入力最大で電圧最大と
すれば、判定回路５１′では、比較器５０の大の出力を
反転し、小の出力を反転せず、シフトレジスタ４６′へ
供給すればよい。なお、比較器５０の出力は、ＡＧＣ検
波器１１の出力がサンプルホールド回路４９より高レベ
ルの時、大の出力が「Ｈ」、低レベルの時、小の出力が
「Ｈ」となるものとする。従って、判定回路５１′内の
ＡＮＤゲート４８′の出力は、ＡＧＣ電圧が小，大，小
と変化した時、１フレーム前がＡＧＣ電圧最大点を示す
電圧として「Ｈ」レベルになる。この信号を反転器５２
で反転しフリップフロップ５３をセットする。フリップ
フロップ５３は、ＮＯＲゲート３３の出力でリセットさ
れており、電圧スイープ回路はＮＯＲゲート３３の出力
が低レベルになると、スイープを開始するので、電圧ス
イープ回路５５の電圧が変化し始めて、偏波器４の制御
電圧又は、パルス巾が変化し始めて後、最初に反転器５
２の出力が低レベルになった時、フリップフロップ５３
はセットされる。フリップフロップ５３がセットされた
後、ＡＮＤゲート４８の出力が「Ｈ」レベルになれば、
ＡＮＤゲート５４の出力は高レベルとなって、電圧スイ
ープ回路５５の電圧スイープを停止する。もし第６図の
如くｔ₂₀₃でフリップフロップ５３がセットされた後、
ＡＮＤゲート４８の出力φ₁₀₂が高レベルにならなけれ
ば、スイープ電圧は第６図のｔ₃₀₁からもう一度スイー
プし、ｔ₃₀₂でＡＮＤゲート４８の出力φ₁₀₂が「Ｈ」に
なった時停止する。ｔ₂₀₃より後で、φ₁₀₂が「Ｈ」にな
れば、そこでφ₁₀₁は増減の停止する。

スイープは第６図の如く、上昇，下降を同一勾配にして
もよいし、０゜→１８０゜の一方向スイープにしても同
じ効果が得られる。なお、偏波器４がモーターでプロー
ブをまわす方式なら、ｔ₃₀₂の後適当な時間後に、φ₁₀₁
の出力を停止させてもよい。なお、パルスモータで、プ
ローブをまわす方式ならφ₁₀₁を、パルス巾に変換する
必要がある。

以上述べた如く構成する事により、偏波面を正しい位置
に設定できる。もし、強力な妨害波の為、正規の位置以
外で、ＡＧＣ電圧のピークがあったとしても、白ピーク
ノイズ、黒ピークノイズ最少の点で、偏波面制御電圧の
スイープを停止させるので、誤りが生じない。

発明の効果以上のように、本発明によれば、妨害波に影響されず自
動的に偏波面を正しい位置に設定できるものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例における自動偏波面切替装置
のブロック図、第２図は映像信号判別回路のブロック
図、第３図は映像信号判別回路の動作説明のためのタイ
ムチャート、第４図は白，黒ピークノイズ最少点検出回
路のブロック図、第５図は電圧スイープ停止判定回路の
ブロック図、第６図は第５図の動作説明のためのタイム
チャートである。４……偏波器、８……ミキサー（チューナー）、９……
ＩＦＡＭＰ、１０……ＦＭ検波器、１１……ＡＧＣ検波
器、１３……水平ＡＦＣ回路、１４……ピークノイズ検
出回路、１５……ノイズカウンター、１６……偏波面制
御電圧発生回路。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】衛星から送信されてくる垂直又は水平の偏
波面を有するテレビジョン信号の偏波面を選択する偏波
器と、前記偏波器の直後に設置された低雑音コンバータ
と、前記コンバータ出力を入力するチューナと、前記チ
ューナの出力を入力する中間周波増幅器と、前記中間周
波増幅器の出力を入力するＦＭ検波回路と、前記ＦＭ検波回路から出力された映像信号中に含まれる
白ピーク雑音数及び黒ピーク雑音数を計数する手段およ
びこれらのピーク雑音数の最小点を検出する手段を有す
るノイズ最小点検出回路と、前記偏波器の偏波面の変化に伴い変化する前記中間周波
増幅器のＡＧＣ電圧を検出する手段およびそのＡＧＣ電
圧の最大点を検出する手段を有する映像信号判別回路
と、前記ノイズ最小点検出回路から出力される信号を入力し
てピーク雑音数が最小点となるよう前記偏波器の偏波面
を制御し固定する機能、または前記映像信号判別回路か
ら出力される信号を入力し前記ＡＧＣ電圧が最大点とな
るよう前記偏波器の偏波面を制御し固定する機能を有す
る偏波面制御回路と、を有することを特徴とする自動偏波面切替装置。