JPH065388U - 半導体電力変換装置の電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 インバータの主回路直流中間電圧Ｖ_INを入力
電源とする制御電源回路において、起動抵抗、ベース抵
抗の電力容量を小さくしてプリント基板の小形化を図る
とともに、高速スイッチング素子で生じるサージ電圧の
影響をうけることなく所望の直流電圧を検出することが
できるようにする。 【構成】 コンバータトランス１の主巻線Ｎ_Pとは逆方
向に巻回したベース巻線Ｎ_Bに誘起する電圧を電源電圧
Ｖ_CCとする、スイッチングレギュレータコントロール用
ＩＣ１４の発振出力パルスによって、電界効果トランジ
スタＦＥＴをオン、オフ制御する。前記ＦＥＴのオン時
に生じるサージ電圧の振動周波数よりも低いカットオフ
周波数を有し、前記コンバータトランス１の出力巻線に
誘起する電圧を積分するフィルタ（抵抗Ｒ、コンデンサ
Ｃ）を出力巻線Ｎ_S3に設け、該フィルタ出力をダイオー
ドＤで整流する。

Description

【考案の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】

本考案はインバータ、サーボドライバ等の可変速制御装置の制御電源および主 回路直流電圧検出回路に係り、特に半導体電力変換装置の電源回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】

可変速制御装置において主回路直流電圧検出は制御、保護の両面から必要不可 欠である。この直流電圧検出は主回路電位と絶縁される必要がある。現在図５（ ａ）のようにフォトカプラ、絶縁アンプなどを用いた直流電圧検出回路を設ける 方式と、図５（ｂ）のように制御電源出力から直流電圧検出値を得る方式がある 。この方式では制御電源のトランジスタによって絶縁がとられている。尚、図５ において１１はインバータの順変換部、１２は逆変換部、１３は直流中間回路の コンデンサである。

【０００３】 図５（ｂ）の方式を採った場合、実際の制御電源は例えばＲＣＣ（リンギング チョークコンバータ）方式で図６のように構成される。図６において１は巻線Ｎ _P ，Ｎ_B，Ｎ_S1，Ｎ_S2，Ｎ_S3を備えたコンバータトランス、Ｒ_Gは起動抵抗、Ｔｒ₁ はスイッチングトランジスタ、Ｒ_Bはベース抵抗、Ｃ₁〜Ｃ₅はコンデンサ、Ｄ_Zは ツェナーダイオード、Ｄ₂〜Ｄ₆はダイオードである。出力巻線Ｎ_S3にはダイオー ドＤ₇および抵抗Ｒが直列に接続されている。抵抗ＲとコモンラインＣＯＭの間 にはコンデンサＣ₆が接続されている。図示Ｘ部分に示すダイオードＤ₇，抵抗Ｒ およびコンデンサＣ₆で電圧検出回路を構成している。

【０００４】 上記のように構成された回路において直流入力電圧Ｖ_INの印加によりベース電 流ｉｇが流れるとスイッチングトランジスタＴｒ₁はターンオンし、その後各巻 線Ｎ_P，Ｎ_B，Ｎ_S1，Ｎ_S2，Ｎ_S3に電力が誘起してトランジスタＴｒ₁はオン、オ フ制御が繰り返される。出力巻線Ｎ_S1に誘起する電力はダイオードＤ₄、コンデ ンサＣ₃により整流され制御電源の出力電圧Ｖ_Oが得られる。

【０００５】 前記出力巻線Ｎ_S3の電圧Ｖ_NS3および直流電圧検出出力Ｖｄは図７のように示 される。ＲＣＣ方式のスイッチング電源では、トランジスタＴｒ₁のオフ時の電 圧Ｖ_OFFが電源出力として使われる。そしてトランジスタＴｒ₁のオン時に発生す る電圧Ｖ_ONは入力電圧、すなわち主回路直流電圧に比例した大きさで発生する。 このＶ_ONをダイオードＤ₇で整流し、抵抗ＲとコンデンサＣ₆のフィルタに通すこ とにより、直流電圧検出Ｖｄが図７のように直流値として得られる。

【０００６】

【考案が解決しようとする課題】

前記図５（ａ）の方式を採った場合、フォトカプラ、絶縁アンプ等を用いた直 流電圧検出回路が別途必要となるためコストアップを招き、装置の小形化の妨げ になる。また図５（ｂ）の方式を採った場合、制御電源を図６のように通常のＲ ＣＣ電源とすれば問題はない。しかし制御電源回路の低損失化、高信頼性、高耐 圧化が要求されており、電源回路のスイッチングトランジスタをＦＥＴ等の高速 スイッチング素子で構成する場合がある。上記のように高速スイッチング素子を 用いた電源回路の直流電圧検出回路として、図６のＸ部分に示す回路をそのまま 用いると次のような問題が生じる。

【０００７】 まずトランスの出力巻線電圧Ｖ_NS3と直流電圧出力Ｖｄの波形は図８のように 示される。スイッチング素子が例えばＭＯＳ−ＦＥＴである場合、速いスイッチ ングによりターンオン時にサージ電圧Ｖ_Sgが発生する。このＶ_Sgが後段の電圧検 出回路ＸのコンデンサＣ₆によってピーク充電される。したがってＶｄは本来得 たい入力電圧比例部分Ｖｄ′ではなく、それより高い電圧値となってしまう。サ ージ電圧Ｖ_Sgが入力電圧範囲内で一定値であれば問題はないが、このＶ_Sgは入力 電圧や電源回路の負荷状態で変化するので、検出出力として最も重要である直線 性が得られない。

【０００８】 また、図６において直流入力電圧Ｖ_INが印加されると、起動抵抗Ｒ_Gを通して スイッチングトランジスタＴｒ₁にベース電圧ｉｇが流れ、トランジスタＴｒ₁は ターンオンする。起動抵抗Ｒ_Gにはこのような役割があり、動作原理上必要不可 欠なものである。４００Ｖ系インバータでは定常状態でＶ_IN＝約６００Ｖ（４０ ０×２^1/2＝５６５Ｖ、４４０×２^1/2＝６２２Ｖ）であり、急減速などによる回 生時には７００〜８００Ｖになり、出力地絡保護時には１０００〜１２００Ｖ程 度までＶ_INが上昇する。起動抵抗ＲｇはトランジスタＴｒ₁のｈ_FE（電流増幅率 ）や電源回路の起動開始電圧設定値などの兼ね合いでむやみに高抵抗にはできな い。インバータ装置の電源回路の起動開始電圧は一般に定格入力電圧の５０％以 下が要求される。即ち４００Ｖ系インバータでは約２５０ＶＤＣ｛４００×０． ９（１０％ダウン）×０．５（５０％）×２^1/2（ＤＣ）＝約２５５（ＶＤＣ） ｝での電源回路の起動開始が要求される。このため現状では起動抵抗Ｒｇとして １００〜１５０ＫΩの抵抗値、約８Ｗ以上の定格電力値を必要としている。した がってプリント基板が大型化するという欠点があった。

【０００９】 またベース抵抗Ｒ_BはトランジスタＴｒ₁のｈ_FEのばらつきを考慮し、最低入力 電圧Ｖ_IN(MIN)でも十分なベース電流Ｉ_Bが流せるようにしなくてはならないため 、ベース抵抗Ｒ_Bの定格電力は現状では４Ｗ程度を必要としている。但しこれは ベース巻線Ｎ_Bの電圧Ｖ_Bにもよるので、設計により異なってくる。しかしＶ_INが 高くなればなるほどＶ_Bも高くなるのでベース抵抗Ｒ_Bの電力容量を大きくしなけ ればならず、このためプリント基板が大型化し、特に４００Ｖ系では注意を要す る。

【００１０】 本考案は上記の点に鑑みてなされたものでその目的は、電界効果トランジスタ 等の高速スイッチング素子を用いた場合でも、サージ電圧の影響を受けずに、入 力電圧に比例した検出電圧を得ることができるとともに、起動抵抗およびベース 抵抗の電力容量を小さくしてプリント基板の小形化を図ることができる半導体電 力変換装置の電源回路を提供することにある。

【００１１】

【課題を解決するための手段】

本考案は、半導体電力変換装置の主回路直流中間電圧を入力電圧とし、主巻線 と逆極性に巻回されたベース巻線と、出力巻線とを有するコンバータトランスと 、前記コンバータトランスの主巻線に直列に接続されたスイッチング素子と、起 動抵抗で分圧された電圧およびベース巻線に誘起する電圧を電源とし、前記スイ ッチング素子の制御端に発振パルスを供給するスイッチングレギュレータコント ロール用ＩＣと、前記スイッチング素子のオン時に生じるサージ電圧の振動周波 数よりも低いカットオフ周波数を有し、前記コンバータトランスの出力巻線に誘 起する電圧を積分するフィルタと、前記フィルタの出力電圧を整流する整流素子 とを備えたことを特徴としている。

【００１２】

【作用】

半導体電力変換装置の主回路直流中間電圧Ｖ_INが印加され、スイッチングレギ ュレータコントロール用ＩＣの起動開始電圧に達すると、該ＩＣは発振を開始す る。この発振を開始する入力電圧は起動抵抗によって決定される。スイッチング レギュレータコントロール用ＩＣの発振出力パルスによってスイッチング素子が オン、オフ制御されると、出力巻線に電力が供給されるとともにベース巻線に誘 起する電圧が前記ＩＣに電源Ｖ_CCとして供給される。

【００１３】 コンバータトランスの出力巻線に誘起する電圧はフィルタによって積分され、 該フィルタの積分出力は整流素子によって整流され、これによって主回路直流電 圧検出が行われる。

【００１４】 前記スイッチング素子の高速スイッチングにより生じるサージ電圧は、フィル タのカットオフ周波数がサージ電圧の振動周波数よりも低いことにより除去され る。このため前記サージ電圧による誤差は生じず、入力電圧に比例した検出電圧 が得られる。

【００１５】 ベース巻線は主巻線と極性が逆に巻回されているため入力電圧が上昇しても電 源電圧Ｖ_CCは一定に保たれる。このため前記ＩＣの出力パルスの電圧値も一定と なり、スイッチング素子の制御端に接続するベース抵抗の電力容量は小さくてす む。これによって装置の信頼性が向上するとともにプリント基板の小形化を図る ことができる。またスイッチングレギュレータコントロール用ＩＣを用いている ため起動抵抗電流が小さくなり、これによって起動抵抗の電力容量は小さくて済 み、プリント基板の小形化が図れる。

【００１６】

【実施例】

以下、図面を参照しながら本考案の一実施例を説明する。図１において図６と 同一部分は同一符号を以て示している。コンバータトランス１の主巻線Ｎ_Pには スイッチング素子、例えば電界効果トランジスタＦＥＴ（ＭＯＳ−ＦＥＴ）が直 列に接続されている。Ｒ_G1，Ｒ_G2は入力電圧（主回路直流電圧）Ｖ_INを分圧する 起動抵抗である。起動抵抗Ｒ_G1，Ｒ_G2の中点は図示極性のツェナーダイオードＤ _Z およびダイオードＤ₂を介してベース巻線Ｎ_Bの一端に接続されている。ツェナ ーダイオードＤ_ZおよびダイオードＤ₂の共通接続点とベース巻線Ｎ_Bの他端間に はコンデンサＣ₂が接続されている。起動抵抗Ｒ_G1，Ｒ_G2の共通接続点とベース 巻線Ｎ_Bの他端間にはスイッチングレギュレータコントロール用ＩＣ１４が接続 されている。このＩＣ１４の出力側はベース抵抗Ｒ_Bを介して前記ＦＥＴのゲー トに接続されている。コンバータトランス１の複数の出力巻線に各々誘起する電 力は、ダイオードＤ₄〜Ｄ_nおよびコンデンサＣ₄〜Ｃ_nによって各々整流され、制 御電源やドライバ電源として供給される。尚ベース巻線Ｎ_Bは主巻線Ｎ_Pとは逆極 性に巻回されている。

【００１７】 電圧検出回路（Ｘ′）は次のように構成されている。コンバータトランス１の 出力巻線Ｎ_S3に抵抗Ｒおよび整流ダイオードＤを直列に接続し、抵抗Ｒおよび整 流ダイオードＤの共通接続点にコンデンサＣを接続し、整流ダイオードＤのカソ ードにはコンデンサＣ_Oを接続している。前記抵抗ＲおよびコンデンサＣからな るフィルタのカットオフ周波数は電界効果トランジスタＦＥＴのターンオン時の サージ電圧Ｖ_Sgの振動周波数よりも低く選定しておく。

【００１８】 尚Ｄ_1a，Ｄ_1bはダイオード、Ｃ_1a，Ｃ_1bはコンデンサである。また図１（ａ） の回路の入力電圧Ｖ_INは図１（ｂ）に示すインバータの主回路直流中間電圧を用 いる。図１（ｂ）において１１は順変換部、１２は逆変換部、１３はコンデンサ である。

【００１９】 上記のように構成された回路において、入力電圧Ｖ_INが印加されると、起動抵 抗Ｒ_G1，Ｒ_G2で分圧された電圧がスイッチングレギュレータコントロール用ＩＣ １４に供給される。このときの起動電流ｉｇは極めて小さい。前記ＩＣ１４の電 源電圧Ｖ_CCが起動開始電圧Ｖ_CCSに達すると、ＩＣに外付けされた抵抗、コンデ ンサで設定される発振周波数でＯＵＴ端子からパルスが出力される。このときの 電源電圧Ｖ_CCは、Ｖ_CC＝Ｒ_g2・Ｖ_IN／（Ｒ_g1＋Ｒ_g2）＝Ｖ_CCSで表される。従っ て起動抵抗Ｒ_g1，Ｒ_g2によって発振を開始する入力電圧Ｖ_INを設定することが出 来る。

【００２０】 電界効果トランジスタＦＥＴは前記ＩＣ１４の発振パルス出力によりオン、オ フ制御され、オフ時にダイオードＤ₂が導通してコンデンサＣ₂が充電されスイッ チングレギュレータコントロール用ＩＣ１４に電源電圧Ｖ_CCとして供給される。 なおツェナーダイオードＤ_Zは電圧値調整用として動作する。前記電源電圧Ｖ_CC はＩＣ１４が発振するたびに供給されるので発振は持続し出力巻線側に電力が得 られる。またベース巻線Ｎ_Bは主巻線Ｎ_Pとは逆方向に巻かれているので、入力電 圧Ｖ_INの上昇にともなって電源電圧Ｖ_CCが上昇し続けることはなく、一定値に制 御される。このため前記ＩＣ１４の出力パルスも電圧値は一定となる。これによ ってベース抵抗Ｒ_Bの電力容量を小さくすることができる。

【００２１】 前記回路におけるＶ_NS3（出力巻線Ｎ_S3の電圧）、Ｖｄ（電圧検出回路Ｘの出 力電圧）、Ｖｄ₁（ＲＣフィルタ出力電圧）は図２のように示される。図２から わかるように、ＲＣフィルタのカットオフ周波数が前記ＦＥＴオン時に生じるサ ージ電圧Ｖ_Sgの振動周波数よりも低いので、フィルタ出力電圧波形Ｖｄ₁はＶ_Sg が除去された波形となる。但し、ＲＣフィルタのカットオフ周波数が低すぎると 図２の破線で示す波形のように所望の出力が得られなくなるので、低すぎないよ うに選定しておく。

【００２２】 この場合実際には検出出力は後段でＩＣ、オペアンプ等で処理されるのでＩＣ 等の電源にノイズが重畳されると、そこで誤差を生じる。上記回路の実用にあた っては、図３のようなインダクタンスＬとコンデンサＣによって構成されるコモ ンモードフィルタや図４に示すようなＣＲアブソーバにより、電源出力に現れる ノイズを抑制する必要がある。

【００２３】 尚スイッチングレギュレータコントロール用ＩＣ１４は現在半導体メーカー各 社から市販されている。また実施例においてスイッチング素子としてはＭＯＳ− ＦＥＴを用いているが、これに限らずトランジスタ等の他のスイッチング素子を 用いても良い。

【００２４】

【考案の効果】

以上のように本考案によれば、主巻線とは逆方向に巻回されたベース巻線に誘 起する電圧を電源とするスイッチングレギュレータコントロール用ＩＣの発振出 力パルスによってスイッチング素子をオン、オフ制御するとともに、出力巻線電 圧を積分するフィルタのカットオフ周波数を、スイッチング素子のオン時に生じ るサージ電圧の振動周波数よりも低く選定して構成したので、次のような優れた 効果が得られる。

【００２５】 （１）ＦＥＴ等の高速スイッチング素子を用いても、そのオン時に生じるサージ 電圧の影響をうけることなく所望の直流電圧を検出することができる。しかも電 圧検出回路を、ＲＣフィルタと整流のためのダイオードおよびコンデンサだけで 構成できる。従ってフォトカプラ、絶縁アンプ等を用いた複雑な直流電圧検出回 路は不要となり、装置の小形化、低コスト化をはかることができる。

【００２６】 （２）制御電源を低損失、高耐圧に構成することができる。

【００２７】 （３）起動電流ｉｇが極めて小さいので起動抵抗の電力容量を小さくすることが できる。このためプリント基板の小形化、および信頼性の向上を図ることができ る。

【００２８】 （４）「プリント基板が大きくなる」、「高信頼性を得られない」などの点から ４００Ｖ系インバータの制御電源を主電源からトランスを介して得ている場合が あったが本考案を適用すればトランス、整流回路を除くことができるので、装置 全体の小形化が図れる。

【００２９】 （５）ベース巻線は主巻線と極性が逆に巻回されているため入力電圧が上昇して も電源電圧Ｖ_CCは一定に保たれる。このため前記ＩＣの出力パルスの電圧値も一 定となり、スイッチング素子の制御端に接続するベース抵抗の電力容量は小さく てすむ。これによって装置の信頼性が向上するとともにプリント基板の小形化を 図ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本考案の一実施例を示す回路図。

【図２】実施例の動作を説明するための電圧波形図。

【図３】本考案の他の実施例を示す回路図。

【図４】本考案の他の実施例を示す回路図。

【図５】従来の直流電圧検出方法を示す回路図。

【図６】従来の制御電源回路の一例を示す回路図。

【図７】従来の電圧検出方法を説明するための電圧波形
図。

【図８】高速スイッチング素子を用いた場合の問題点を
説明するための電圧波形図。

【符号の説明】

１…トランス １１…順変換部 １２…逆変換部 １３，Ｃ，Ｃ₀〜Ｃ_n，Ｃ_1a，Ｃ_1b…コンデンサ Ｄ…整流ダイオード Ｄ₂〜Ｄ_n，Ｄ_1a，Ｄ_1b…ダイオード Ｄ_Z…ツェナーダイオード ＦＥＴ…電界効果トランジスタ Ｒ_G1，Ｒ_G2，…起動抵抗 Ｒ_B…ベース抵抗 １４…スイッチングレギュレータコントロール用ＩＣ Ｘ′…電圧検出回路

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 【請求項１】 半導体電力変換装置の主回路直流中間電
   圧を入力電圧とし、主巻線と逆極性に巻回されたベース
   巻線と、出力巻線とを有するコンバータトランスと、 前記コンバータトランスの主巻線に直列に接続されたス
   イッチング素子と、 起動抵抗で分圧された電圧およびベース巻線に誘起する
   電圧を電源とし、前記スイッチング素子の制御端に発振
   パルスを供給するスイッチングレギュレータコントロー
   ル用ＩＣと、 前記スイッチング素子のオン時に生じるサージ電圧の振
   動周波数よりも低いカットオフ周波数を有し、前記コン
   バータトランスの出力巻線に誘起する電圧を積分するフ
   ィルタと、 前記フィルタの出力電圧を整流する整流素子とを備えた
   ことを特徴とする半導体電力変換装置の電源回路。