JPH048664Y2 - - Google Patents
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- JPH048664Y2 JPH048664Y2 JP1984027482U JP2748284U JPH048664Y2 JP H048664 Y2 JPH048664 Y2 JP H048664Y2 JP 1984027482 U JP1984027482 U JP 1984027482U JP 2748284 U JP2748284 U JP 2748284U JP H048664 Y2 JPH048664 Y2 JP H048664Y2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transistor
- collector
- voltage
- power supply
- ripple
- Prior art date
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Description
【考案の詳細な説明】
（技術分野）
本考案は電子装置の電源に用いられる電源フイ
ルタに関する。
ルタに関する。
（背景技術）
従来、電子装置の電源としてはスイツチング形
の電源が多く用いられている。スイツチング電源
は、よく知られているように商用電源を一度直流
化し、それを電源として高周波パルス電源を作
り、高周波トランスで所望の電圧としたものを整
流及び平滑して所望の直流電源を得る方式であ
る。その際、出力電圧の安定化方式として、高周
波パルスのパルス幅や周波数を変化させる方式を
用いることによつて電力損失を極力少なくするこ
とができるため、一般的に言つてスイツチング電
源は従来のシリーズレギユレータ方式に比べ、小
形かつ高効率である。
の電源が多く用いられている。スイツチング電源
は、よく知られているように商用電源を一度直流
化し、それを電源として高周波パルス電源を作
り、高周波トランスで所望の電圧としたものを整
流及び平滑して所望の直流電源を得る方式であ
る。その際、出力電圧の安定化方式として、高周
波パルスのパルス幅や周波数を変化させる方式を
用いることによつて電力損失を極力少なくするこ
とができるため、一般的に言つてスイツチング電
源は従来のシリーズレギユレータ方式に比べ、小
形かつ高効率である。
ここで、スイツチング電源の出力側の雑音は、
高周波パルスの立上り及び立下り部分に起因し、
周波数スペクトラムの広いスパイクパルス性雑
音、高周波パルスを整流及び平滑した後に残留す
る高周波リツプル及び商用電源直流化時に残留す
る低周波リツプルから成る。これらの雑音のう
ち、高周波リツプル及び低周波リツプルは、スイ
ツチング電源の高周波トランスの二次側に接続さ
れた電源フイルタにより除去される。
高周波パルスの立上り及び立下り部分に起因し、
周波数スペクトラムの広いスパイクパルス性雑
音、高周波パルスを整流及び平滑した後に残留す
る高周波リツプル及び商用電源直流化時に残留す
る低周波リツプルから成る。これらの雑音のう
ち、高周波リツプル及び低周波リツプルは、スイ
ツチング電源の高周波トランスの二次側に接続さ
れた電源フイルタにより除去される。
第１図に従来の電源フイルタの回路図を示す。
この電源フイルタは大容量コンデンサC1，C2及
び平滑チヨークコイルＬから構成され、その特徴
は電力損失が平滑チヨークコイルＬの直流抵抗成
分によるもののみであり、電力損失が少ないこと
にある。
この電源フイルタは大容量コンデンサC1，C2及
び平滑チヨークコイルＬから構成され、その特徴
は電力損失が平滑チヨークコイルＬの直流抵抗成
分によるもののみであり、電力損失が少ないこと
にある。
しかしながら、大容量コンデンサC1，C2とし
て用いられるアルミ電解コンデンサは、高周波に
対してはインピーダンスが高いので高周波リツプ
ルに対しては効果が少ないこと、及び伝送されて
来る低周波リツプルの除去のためにはかなり大容
量でなければならないこと、更に平滑チヨークコ
イルＬが高周波であつてもかなり大形かつ高価で
あることなどの問題点を有する。
て用いられるアルミ電解コンデンサは、高周波に
対してはインピーダンスが高いので高周波リツプ
ルに対しては効果が少ないこと、及び伝送されて
来る低周波リツプルの除去のためにはかなり大容
量でなければならないこと、更に平滑チヨークコ
イルＬが高周波であつてもかなり大形かつ高価で
あることなどの問題点を有する。
第２図は従来の電源フイルタの別の回路図であ
る。この回路はいわゆるシリーズレギユレータ方
式と呼ばれるもので、商用電源をトランスで希望
値に近い電圧とし、それを整流及び平滑し、更に
直列挿入形の電圧安定化素子であるトランジスタ
Trを通して出力するものである。ベース電位VB
はツエナーダイオードZDで直流的に固定されて
いるので、コレクタ電位VCには関係なく、ベー
ス電位VBにほぼ等しいエミツタ電圧すなわち出
力電圧が得られる。尚、コレクタ電位VCはVC＋
ΔHVC＋ΔLVCで表わされる。ただし、ΔHVCは高
周波リツプルを示し、ΔLVCは低周波リツプルを
示す。
る。この回路はいわゆるシリーズレギユレータ方
式と呼ばれるもので、商用電源をトランスで希望
値に近い電圧とし、それを整流及び平滑し、更に
直列挿入形の電圧安定化素子であるトランジスタ
Trを通して出力するものである。ベース電位VB
はツエナーダイオードZDで直流的に固定されて
いるので、コレクタ電位VCには関係なく、ベー
ス電位VBにほぼ等しいエミツタ電圧すなわち出
力電圧が得られる。尚、コレクタ電位VCはVC＋
ΔHVC＋ΔLVCで表わされる。ただし、ΔHVCは高
周波リツプルを示し、ΔLVCは低周波リツプルを
示す。
前述したように、ベース電位VBは固定されて
いるのでエミツタ電位VEはVE〜VBであり、従つ
て高周波リツプルΔHVC及び低周波リツプルΔLVC
は遮断される。しかしながら、トランジスタTr
はコレクタ電流をＩとするとＩ（VC−VE）の電力
損失を生じ、コレクタ電位VCの直流変動が大き
い場合、電力損失が極めて大きくなつてしまうと
いう問題点を有する。従つて、このような回路は
スイツチング電源の電源フイルタとしては効率の
点から不適である。
いるのでエミツタ電位VEはVE〜VBであり、従つ
て高周波リツプルΔHVC及び低周波リツプルΔLVC
は遮断される。しかしながら、トランジスタTr
はコレクタ電流をＩとするとＩ（VC−VE）の電力
損失を生じ、コレクタ電位VCの直流変動が大き
い場合、電力損失が極めて大きくなつてしまうと
いう問題点を有する。従つて、このような回路は
スイツチング電源の電源フイルタとしては効率の
点から不適である。
（考案の目的）
本考案はこのような従来の問題点に着目してな
されたもので、高周波リツプル及び低周波リツプ
ルを効率よく除去することができる電源フイルタ
を提供することを目的とし、その特徴は、直列挿
入形の電圧安定化素子と、該素子の電圧制御信号
を該素子に入力される信号の交流電圧成分に対し
て安定化させる交流電圧成分安定化手段とを有す
る電源フイルタにある。
されたもので、高周波リツプル及び低周波リツプ
ルを効率よく除去することができる電源フイルタ
を提供することを目的とし、その特徴は、直列挿
入形の電圧安定化素子と、該素子の電圧制御信号
を該素子に入力される信号の交流電圧成分に対し
て安定化させる交流電圧成分安定化手段とを有す
る電源フイルタにある。
以下、本考案を一実施例に基づき図面を参照し
て詳細に説明する。
て詳細に説明する。
（考案の構成及び作用）
第３図は本考案を説明するための参考図であ
る。同図において、Trは電圧安定素子を構成す
るトランジスタで、図示のごとくエミツタフオロ
ワとして用いられている。コレクタには例えばス
イツチング電源の高周波トランスの二次側に現わ
れる信号を整流及び平滑化した信号（リツプル成
分を含んでいる）が供給される。またエミツタは
負荷（図示しない）に接続される。トランジスタ
Trのコレクタ・ベース間には、抵抗、コイル又
はダイオードのうちのいずれか１つで構成される
素子Ｚが接続されている。またトランジスタTr
のベースにはコンデンサC6が接続されている。
従つて、前述した抵抗R1とツエナーダイオード
ZDを用いてベース電位を直流的に固定するのと
は異なりベース電圧（電圧制御信号）をコレクタ
に供給される信号のうち交流成分（リツプル成
分）に対してのみ安定化させることができる。
尚、コンデンサC5及びC7は平滑コンデンサであ
る。
る。同図において、Trは電圧安定素子を構成す
るトランジスタで、図示のごとくエミツタフオロ
ワとして用いられている。コレクタには例えばス
イツチング電源の高周波トランスの二次側に現わ
れる信号を整流及び平滑化した信号（リツプル成
分を含んでいる）が供給される。またエミツタは
負荷（図示しない）に接続される。トランジスタ
Trのコレクタ・ベース間には、抵抗、コイル又
はダイオードのうちのいずれか１つで構成される
素子Ｚが接続されている。またトランジスタTr
のベースにはコンデンサC6が接続されている。
従つて、前述した抵抗R1とツエナーダイオード
ZDを用いてベース電位を直流的に固定するのと
は異なりベース電圧（電圧制御信号）をコレクタ
に供給される信号のうち交流成分（リツプル成
分）に対してのみ安定化させることができる。
尚、コンデンサC5及びC7は平滑コンデンサであ
る。
以上の構成において、本回路は直流的な入力変
動に対しては追従し、（VC−VE）の値をトランジ
スタTrのコレツクタ飽和電圧（〜0.4V）に近い
値にすることができ、コレクタ・エミツタ間の電
力損失を最小のまま、交流成分である高周波リツ
プルΔHVC及び低周波リツプルΔLVCを完全に遮断
することができる。一般に、スイツチング電源は
高周波トランスの一部側で出力電圧安定化機能を
果しているため、本回路のフイルタを用いても出
力電圧安定化は損なわれない。
動に対しては追従し、（VC−VE）の値をトランジ
スタTrのコレツクタ飽和電圧（〜0.4V）に近い
値にすることができ、コレクタ・エミツタ間の電
力損失を最小のまま、交流成分である高周波リツ
プルΔHVC及び低周波リツプルΔLVCを完全に遮断
することができる。一般に、スイツチング電源は
高周波トランスの一部側で出力電圧安定化機能を
果しているため、本回路のフイルタを用いても出
力電圧安定化は損なわれない。
次に、本回路と第１図に示す電源フイルタとの
実験例を示す。第１図において、C1＝C2＝
2200μF、Ｌ＝240μHとしたとき、出力リツプル
は高周波リツプルΔHVC＝100ｍVP-P、低周波リツ
プルΔLVC＝40ｍVP-Pであるのに対し本考案の回
路ではC5＝C6＝220μF、C7＝100μF、コレクタ・
ベース間に接続された抵抗値が75Ωのとき、高周
波リツプルΔHVC＝２ｍVP-P、低周波リツプルΔL
VC＝２ｍVP-Pであり、トランジスタのコレク
タ・エミツタ間のリツプル除去率は薬50dB以上
であつた。尚、トランジスタは2SC2334を用い
た。従つて、本回路によれば、コンデンサの容量
が従来の1/10であつても、リツプル除去の効果は
大であり、この結果電源装置全体のコストを下げ
ることができる。また本回路の損失は実測で1.3
×（出力電流）であつた。これは、前述したよう
に、トランジスタのコレクタ・エミツタ間の電圧
値がトランジスタのコレクタ飽和電圧に近い値に
設定されているためである。
実験例を示す。第１図において、C1＝C2＝
2200μF、Ｌ＝240μHとしたとき、出力リツプル
は高周波リツプルΔHVC＝100ｍVP-P、低周波リツ
プルΔLVC＝40ｍVP-Pであるのに対し本考案の回
路ではC5＝C6＝220μF、C7＝100μF、コレクタ・
ベース間に接続された抵抗値が75Ωのとき、高周
波リツプルΔHVC＝２ｍVP-P、低周波リツプルΔL
VC＝２ｍVP-Pであり、トランジスタのコレク
タ・エミツタ間のリツプル除去率は薬50dB以上
であつた。尚、トランジスタは2SC2334を用い
た。従つて、本回路によれば、コンデンサの容量
が従来の1/10であつても、リツプル除去の効果は
大であり、この結果電源装置全体のコストを下げ
ることができる。また本回路の損失は実測で1.3
×（出力電流）であつた。これは、前述したよう
に、トランジスタのコレクタ・エミツタ間の電圧
値がトランジスタのコレクタ飽和電圧に近い値に
設定されているためである。
第４図に、本考案の一実施例を示す。本考案の
特徴は前述した回路に対し、コレクタに抵抗Ｒを
接続したことにある。これは次の理由による。す
なわち、トランジスタは一般に飽和時にはVBEO＞
VCEOであり、基本的なリツプルフイルタ回路では
IO（VR＋VBEO）のコレクタ損失に耐えるトランジ
スタを用いなければならない。また、このトラン
ジスタが動作した時、コレクタ・エミツタ間電圧
VCEはコレクタ・エミツタ飽和電圧VCEOが低くて
もVR＋VBEより小さくなれないし、VCE＝VR＋
VBEであるからトランジスタの損失はIO（VR＋
VBEO）であつてこれはトランジスタ飽和時の損失
IAO・VCEOより大きい。ただし、VRはトランジス
タのコレクタに接続された抵抗Ｒによる電圧降下
分、IOは最大コレクタ電流値である。トランジス
タの最大許容コレクタ損失はVCEO・IOなので、IO
（VBEO−VCEO）分はトランジスタで消費させる必
要はない。このため、第４図に示す実施例ではコ
レクタに直列に抵抗Ｒを接続し、IO（VBEO−VCEO）
分だけこの抵抗Ｒで消費させる。従つて、第４図
に示すトランジスタのコレクタ損失を第３図で用
いるトランジスタよりも小さくでき、この結果安
価なトランジスタを用いることができる。具体的
にはVBEO＝0.7、VCEO＝0.4Vの一般的なトランジ
スタを用い、コレクタ電流IO＝1Aとすると、従
来例ではVBEO×IO＝0.7×１＝0.7Wをトランジス
タが消費しなければならない。これに対して本実
施例により、トランジスタのコレクタに抵抗Ｒ＝
0.3Ωを挿入するとこの抵抗Ｒにより0.3Ω×1A＝
0.3Vの電圧降下が生じ、VCEはVCEO＝0.4Vまで減
少する。このときVBEは0.7Vのままである。従つ
て、全損失は0.7Wで変わらないがトランジスタ
の損失は0.4Wとなり、小さなトランジスタを用
いることができる。その他の特徴は、第３図に示
す回路と同様である。
特徴は前述した回路に対し、コレクタに抵抗Ｒを
接続したことにある。これは次の理由による。す
なわち、トランジスタは一般に飽和時にはVBEO＞
VCEOであり、基本的なリツプルフイルタ回路では
IO（VR＋VBEO）のコレクタ損失に耐えるトランジ
スタを用いなければならない。また、このトラン
ジスタが動作した時、コレクタ・エミツタ間電圧
VCEはコレクタ・エミツタ飽和電圧VCEOが低くて
もVR＋VBEより小さくなれないし、VCE＝VR＋
VBEであるからトランジスタの損失はIO（VR＋
VBEO）であつてこれはトランジスタ飽和時の損失
IAO・VCEOより大きい。ただし、VRはトランジス
タのコレクタに接続された抵抗Ｒによる電圧降下
分、IOは最大コレクタ電流値である。トランジス
タの最大許容コレクタ損失はVCEO・IOなので、IO
（VBEO−VCEO）分はトランジスタで消費させる必
要はない。このため、第４図に示す実施例ではコ
レクタに直列に抵抗Ｒを接続し、IO（VBEO−VCEO）
分だけこの抵抗Ｒで消費させる。従つて、第４図
に示すトランジスタのコレクタ損失を第３図で用
いるトランジスタよりも小さくでき、この結果安
価なトランジスタを用いることができる。具体的
にはVBEO＝0.7、VCEO＝0.4Vの一般的なトランジ
スタを用い、コレクタ電流IO＝1Aとすると、従
来例ではVBEO×IO＝0.7×１＝0.7Wをトランジス
タが消費しなければならない。これに対して本実
施例により、トランジスタのコレクタに抵抗Ｒ＝
0.3Ωを挿入するとこの抵抗Ｒにより0.3Ω×1A＝
0.3Vの電圧降下が生じ、VCEはVCEO＝0.4Vまで減
少する。このときVBEは0.7Vのままである。従つ
て、全損失は0.7Wで変わらないがトランジスタ
の損失は0.4Wとなり、小さなトランジスタを用
いることができる。その他の特徴は、第３図に示
す回路と同様である。
以上、本考案を実施例に基づき説明した。電圧
安定化素子としてはトランジスタ（バイポーラト
ランジスタ）に限定されるものではなく、電界効
果トランジスタ、三端子レギユレータ又はダーリ
ントン接続されたトランジスタであつてもよい。
安定化素子としてはトランジスタ（バイポーラト
ランジスタ）に限定されるものではなく、電界効
果トランジスタ、三端子レギユレータ又はダーリ
ントン接続されたトランジスタであつてもよい。
（考案の効果）
以上説明したように、本考案によれば、高周波
リツプル及び低周波リツプルを効率よく除去する
ことができる電源フイルタを提供することができ
る。本考案はスイツチング電源等に用いれば、オ
ーデイオ機器や精密測定器などに適した小型、高
効率及び低雑音の電源を提供することができる。
リツプル及び低周波リツプルを効率よく除去する
ことができる電源フイルタを提供することができ
る。本考案はスイツチング電源等に用いれば、オ
ーデイオ機器や精密測定器などに適した小型、高
効率及び低雑音の電源を提供することができる。
第１図は従来の電源フイルタの一構成例、第２
図は従来の電源フイルタの別の構成例、第３図は
本考案を説明するための参考図、及び第４図は本
考案による電源フイルタの一実施例の回路図であ
る。 Tr……トランジスタ、C1〜C7……コンデンサ、
Ｒ，R1……抵抗、Ｌ……平滑チヨークコイル、
ZD……ツエナーダイオード、Ｚ……素子。
図は従来の電源フイルタの別の構成例、第３図は
本考案を説明するための参考図、及び第４図は本
考案による電源フイルタの一実施例の回路図であ
る。 Tr……トランジスタ、C1〜C7……コンデンサ、
Ｒ，R1……抵抗、Ｌ……平滑チヨークコイル、
ZD……ツエナーダイオード、Ｚ……素子。
Claims (1)
- 【実用新案登録請求の範囲】 トランジスタのコレクタに直列に抵抗が接続さ
れ、当該抵抗の一端と前記トランジスタのベース
との間に、抵抗、コイル又はダイオードのいずれ
か一つで構成される素子を接続し、前記トランジ
スタのベースにコンデンサが接続され、 前記抵抗値Ｒと最大コレクタ電流IOとの積が前
記トランジスタのベース・エミツタ電圧VBEから
コレクタ・エミツタ電圧VCEを減算した値に等し
く設定されることを特徴とする電源フイルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2748284U JPS60142523U (ja) | 1984-02-29 | 1984-02-29 | 電源フイルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2748284U JPS60142523U (ja) | 1984-02-29 | 1984-02-29 | 電源フイルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60142523U JPS60142523U (ja) | 1985-09-20 |
| JPH048664Y2 true JPH048664Y2 (ja) | 1992-03-04 |
Family
ID=30524478
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2748284U Granted JPS60142523U (ja) | 1984-02-29 | 1984-02-29 | 電源フイルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60142523U (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5181041U (ja) * | 1974-12-20 | 1976-06-28 |
-
1984
- 1984-02-29 JP JP2748284U patent/JPS60142523U/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60142523U (ja) | 1985-09-20 |
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