JPH0658388B2

JPH0658388B2 - 点検監視方法

Info

Publication number: JPH0658388B2
Application number: JP29929987A
Authority: JP
Inventors: 永二朗伊原木; 浩次湯谷
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 1987-11-27
Filing date: 1987-11-27
Publication date: 1994-08-03
Anticipated expiration: 2009-08-03
Also published as: JPH01141374A

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明は、ディジタルリレー等の交流入力の異常に応動
する保護・制御装置において、そのアナログ交流入力部
の点検を行う点検監視方法に関する。

（従来の技術）マイクロコンピュータを用いた保護リレー、いわゆるデ
ィジタルリレーは、通常、第３図に示す如く構成されて
いる。

同図において、30は電力系統の電流及び電圧が入力され
るアナログ交流入力部、40はマイクロコンピュータから
なる演算部、50は整定値の入力や表示、各リレー要素の
動作表示を行う表示・設定部、60はトリップ指令等を得
る出力部である。

アナログ交流入力部30では、まず電力系統から計器用変
成器を介して取り込んだ電流及び電圧を各々変流器ＣＴ
及び計器用変圧器ＰＴからなる補助変成器に入力し、絶
縁及びレベル変換を行う。そして、これらの交流入力
を、基本波（一般的には商用周波数すなわち50Hzまたは
60Hz）のみを抽出するアナログフィルタＡＦに入力した
後、サンプルホールド回路ＳＨにより一定の周期にてサ
ンプリングし、かつ保持する。

サンプルホールドされたアナログ入力値は、マルチプレ
クサ31により切り替えられてＡ／Ｄ（アナログ／ディジ
タル）変換器32に入力され、ディジタル信号に順次変換
されてバッファメモリＢＭに格納される。なお、ＯＳＣ
はサンプリングパルス及びクロックパルスを発生する発
振器である。

演算部40では、バッファメモリＢＭの内容を用いて種々
の演算を実行し、整定値との比較等により出力部60を介
して遮断器に対するトリップ指令を得る等、各種の保護
・制御機能を実現している。

このように構成されたディジタルリレーでは、無保守化
を指向するため、マイクロコンピュータの演算・判断機
能を用いてハードウェアの不良を常時監視する自己診断
機能を備えているのが一般的であるが、この機能だけで
は入出力回路の不良検出が不十分なため、これらの回路
の不良を検出するため、自動点検機能が具備されてい
る。ここで、自動点検機能とは、装置の機能を一時的に
ロックし、動作すべき入力が加わった時に正常に応動す
るか否かをチェックする機能であり、アナログ入力点検
またはデイジタル入出力点検に応じてその詳細はそれぞ
れ異なっているが、これらの機能を総称したものであ
る。

しかして、第３図に示したようなディジタルリレーのア
ナログ交流入力部においても、第４図に示す如き自動点
検回路によりその不良を検出する方法が提案されてい
る。

すなわち、第４図において、ディジタルリレーの出力を
ロックした後、点検電源印加指令を受けたディジタル出
力部72を介して点検用リレー73が励磁され、その接点73
a〜73cが閉じることにより点検用電源71から各補助変成
器ＣＴ，ＰＴの１次側に点検信号が加えられる。この値
は予め定められた値であり、後段の演算部により補助変
成器ＣＴ，ＰＴを介した正規の変換値が得られるか否か
を判定して、アナログ交流入力部の異常の有無を監視す
るものである。

（発明が解決しようとする問題点）しかるに、この自動点検監視方法には以下のような問題
がある。

自動点検を行うために専用の回路が必要であり、装置
全体が高価になり易くその外形も大きくなる。

点検用リレー73の接点73a〜73cが主回路に入るため、
寿命や信頼性の点で問題があり、保守も必要となる。

ディジタルリレー本来の保護・制御機能をロックして
点検を行うため、この間、系統に対して無保護となる。

電圧精度の高い点検用電源は一般に高価かつ大形であ
るという理由により、点検用電源71には変電所等にある
交流電源をそのまま使用しているため、その電圧変動が
±15％程度あり、また、補助変成器やフィルタ等の誤
差、検出演算精度等を考慮すると、アナログ交流入力部
を構成する電気・電子部品の劣化等、経年変化を検出す
ることは不可能である。

本発明はこれらの問題点を解決するために提案されたも
ので、その目的とするところは、アナログ交流入力部の
点検を、安価かつ小形化が可能な回路構成により、また
装置本来の保護・制御機能を一時的に失わせることなく
実現すると共に、信頼性が高く、電気・電子部品の経年
変化をも検出できるようにした点検監視方法を提供する
ことにある。

（問題点を解決するための手段）上記目的を達成するため、本発明は、アナログ交流入力
部を介して検出した交流入力の異常に応動する保護・制
御装置において、前記交流入力の基本周波数の３倍また
は４倍の周波数の点検信号を前記アナログ交流入力部の
前段において前記交流入力に合成し、前記アナログ交流
入力部の後段において、各サンプリング時点での交流入
力と点検信号との合成値と、これらの合成値の加算値と
を用いて点検信号の値を検出し、この点検信号の検出値
をその設計値と比較することによってアナログ交流入力
部の機能の点検を行うものである。

（作用）本発明によれば、交流入力と点検信号とがアナログ交流
入力部の前段で合成され、その後、マイクロコンピュー
タ等からなる演算部により、各サンプリング時点での交
流入力と点検信号との合成値と、これらの合成値の加算
値とを用いて点検信号の値を検出し、交流入力と弁別す
る。このうち、交流入力はディジタルリレー等の保護・
制御装置本来の異常検出用入力として用いられる。これ
と並行して、点検信号は、アナログ交流入力部を介した
設計値として予め既知の値との比較に用いられ、点検信
号の測定値と設計値との一致不一致を判定することによ
り、アナログ交流入力部の機能の点検監視が行われる。

（実施例）以下、図に沿って本発明の一実施例を説明する。

第１図は、この実施例が適用されるディジタルリレーの
主要部の構成を示すものであり、同図において、１は図
示されていない計器用変成器を介して系統の電圧入力が
加えられる計器用変圧器の如き補助変成器、２はこの系
統入力と後述する点検信号とを合成する抵抗等からなる
アナログ式の合成回路、４は基本波抽出用のアナログフ
ィルタ、５はサンプルホールド回路、６はサンプリング
及びホールド動作の指令を所定のタイミングで出力する
サンプルホールド指令回路、７はサンプルホールド回路
５の出力を切り替えて入力するマルチプレクサ、８はＡ
／Ｄ変換器、９はメモリ、10はマイクロコンピュータか
らなる演算部である。

しかして、前述した点検信号は、例えば系統入力の基本
周波数の２倍ないし５倍（好ましくは３倍または４倍）
の周波数の矩形波交流を出力する点検用電源３から供給
される。この点検用電源３は、好ましくは、演算部10と
共通の定電圧電源により作られ、その周波数も水晶振動
子から得られる正確な演算部10のクロック信号を適宜分
周して生成される。また、系統入力の基本周波数が50Hz
である場合、通常、サンプルホールド回路５によるサン
プリングのためのパルスとして600Hzのパルスが生成さ
れて既に存在しているため、点検用電源３としては、上
記サンプリングパルスを1/4に分周してバッファアンプ
等を介することにより、安定性の高い高精度の電源が容
易に実現可能である。

いま、仮りに基本周波数の３倍の周波数の矩形波点検信
号を使用した場合の点検監視動作を、第２図を参照しつ
つ説明する。なお、矩形波点検信号は、第２図に破線で
示す如き正弦波交流によって近似するものとする。

前記した如く、ディジタルリレーでは、一般に商用周波
数の12倍（50Hzの場合600Hz、60Hzの場合720Hz）のサン
プリング周波数が採用されており、そのタイミングはサ
ンプルホールド指令回路６によって制御されている。従
って、第２図に示すような系統入力（図中、実線にて示
す）と点検信号とが合成回路２により合成された場合、
各サンプリング周期ｔ_ｓを隔てた時刻ｔ_ｎ，ｔ_n+1，ｔ
_n+2，ｔ_n+3，…における系統入力及び点検信号の合成値
（それぞれＡ_ｎ，Ａ_n+1，Ａ_n+2，Ａ_n+3，……とする）
が最終的にメモリ９に格納される。

次に、演算部10において、ｔ_ｎ〜ｔ_n+3における各合成
値Ａ_ｎ〜Ａ_n+3を加算すると、第２図から明らかなよう
に点検信号の合計値はゼロとなって系統入力の合計値の
みが残る。この作用はいわゆるディジタルフィルタによ
って実現される。従って、この合計値の位相や大きさを
適宜補正した後、これを使用してディジタルリレー本来
の保護・制御のための演算を行う。すなわち、この実施
例によれば、点検信号を合成した場合でも装置本来の保
護・制御機能が損なわれることはない。

また、メモリ９に格納された各サンプリング時点での合
成値Ａ_ｎ〜Ａ_n+3と、これらの加算値（点検信号が除去
された後の系統入力のみの合計値）とを用いて、演算部
10により点検信号のみを抽出してその値を検出すること
ができる。従って、アナログフィルタ４，サンプルホー
ルド回路５，マルチプレクサ７，Ａ／Ｄ変換器８及びメ
モリ９を介した点検信号３の電圧値は設計値として既知
であるから、この設計値と上述の抽出された点検信号の
測定値とを演算部10で比較してその一致不一致を判定す
ることにより、前記アナログフィルタ４以後の構成部品
の機能を高精度で点検監視することができる。

次に、点検信号の周波数を基本周波数の２，３，４，５
倍に設定した場合の作用を、以下に考察する。

(1)第２調波を用いた場合この場合、ディジタルフィルタによって点検入力を除去
する処理に基本波の半C/S間のデータが必要となり、ま
た、このような第２調波を除去し得るフィルタでは、系
統事故時に発生する第３調波を完全に除去することがで
きず、これが保護・制御時の応答速度の低下やディジタ
ルフィルタによる処理の複雑化を招くことになる。

このため、特に応答速度の高速性が要求される保護装置
においては、かかる第２調波の使用は不適当ということ
ができる。

また、変圧器保護レリーのように、励磁突入電流等に含
まれる第２調波成分の含有率が一定値以上のときにリレ
ー出力をロックする装置においては、点検信号と励磁突
入電流に含まれる第２調波とを弁別することが困難であ
り、点検入力によりリレー出力をロックしてしまう等の
事態を生じる不都合のために適用は難しい。

但し、上述したような性質を持たない送電線等の保護制
御装置においては、平常時の系統入力には第２調波歪が
殆どないことや、点検信号がアナログフィルタによって
減衰する割合が少ないこと等から、点検監視装置の標準
化という点を除外すれば、点検信号として第２調波を用
いることは有意義なものとなる。しかるに、この場合で
も、系統入力には励磁突入電流や変流器の飽和等の現象
により第２調波が重畳するおそれがあることから、アナ
ログ交流入力回路を構成する電気・電子部品の異常を検
出するためには、励磁突入電流が消滅する時間や変流器
の飽和が解ける時間等を考慮して、例えば10〜30秒程度
の確認用のタイマによって点検信号を所定時限確認でき
るように構成する必要がある。

(2)第３調波を用いた場合点検信号を除去するディジタルフィルタは系統事故時に
発生する第３調波の除去にも有効であり、ディジタルフ
ィルタは構成が簡素で応答速度も早い。ここで、系統事
故時に発生する第３調波成分は、系統事故の消滅や回路
遮断器による系統事故の除去等により比較的短時間（最
大限10秒程度）のうちに消滅するため、第２調波の場合
と同様に10〜30秒程度の確認タイマによりその影響を回
避することができる。

しかるに、常時の系統入力には第３調波（主に奇数高調
波）の歪が多くの場合含まれており、この第３調波成分
と点検信号との弁別は一般に困難であるから、系統に常
時存在する第３調波については別の対策が必要になる。

ここで、例えば、「電気協同研究第37巻第３号『配
電系統の高調波障害防止対策』に」示された高調波実在
調査結果から、系統に常時存在する第３調波は平均的に
は１％未満であり、最大でも３％程度である。そして、
この第３調波が大きな歪みを生じている断続時間はほぼ
３時間程度であり、電力会社別及び地域別に見ても第３
調波のみについて１日のうち何時間かは極めて歪率の少
ない時間帯がある。

従って、系統に常時存在する第３調波の影響を除去する
ためには、あらゆる地域への適用を可能にするべく、例
えば24時間程度の確認用タイマを設け、第３調波が24時
間断続すればこれを点検信号として判別する構成を採用
すればよい。この点検信号を用いた精度監視の目的は電
力部品の経年変化の検出にあり、このために24時間を要
するとしても殆ど問題はない。

(3)第４調波を用いた場合この場合には、点検信号である第４調波を除去するディ
ジタルフィルタに加えて、系統事故時や系統に常時存在
する第３調波を除去するディジタルフィルタをも用いる
必要があるため、点検信号の除去に必要な所要数のデー
タを集めるための時間、すなわち応答時間が比較的長く
なる（約90°分：50Hz系にて５ms）が、点検信号として
第２調波を用いる場合に比べればこの応答時間はかなり
早いということができる。

一方、アナログフィルタでは、サンプリング定理の折り
返し誤差を低減するために高次（第６〜第１３）調波を
除去することが行われており、第４調波についても−2
2.8dB（減衰率7.2％）の減衰を生じるため、演算部での
検出誤差を生じる恐れがあるが、前述した応答速度の早
さや常時の系統入力には第４調波の歪が極めて少ないこ
と等を考えあわせると、第４調波を点検信号に使用する
ことは有効であるといえる。

また、この場合には、第２調波の場合と同様に励磁突入
電流が消滅する時間や変流器の飽和が解ける時間を考慮
して例えば10〜30秒程度の確認用のタイマを設けること
が好ましい。

(4)第５調波を用いた場合基本周波数の12倍の周波数でサンプリングした場合、点
検信号である第５調波を完全に除去するディジタルフィ
ルタは複雑になる。また、系統に常時存在する高調波で
は第５調波が最も多く、点検信号との判別が困難である
こと、アナログフィルタによる減衰が多く、検出誤差が
大きくなること等の理由により、余り実用的であるとは
いえない。

以上のような背景から、点検信号の周波数としては第３
または第４調波が適切である。以下、この第３，第４調
波を点検信号とした場合の検出精度について考察する。

このような点検監視方法における誤差要因は概算、下記
の通りであり、まず、点検信号精度（ほぼ電源電圧精度
と同等）については±１％、点検電源用バッファアンプ
の調整誤差は±0.5％、第１図に示したアナログ式の合
成回路２の誤差は±１％、アナログフィルタ４の初期調
整誤差は±0.5％。系統入力の歪率による影響は第３調
波につき±１％、同じく第４調波につきほぼ０％、量子
化誤差及び演算誤差からなる検出誤差は第３調波につき
±２％、第４調波につき±３％である。

このうち、最後の検出誤差について以下に検討する。

今、点検信号を５Ｖ（ゼロ−ピーク値）の矩形波交流と
すると、この波形のフーリエ級数はとなる。前述のアナログフィルタの特性からすると、こ
の式の第２項である(1/3)sin3χは、点検信号が第３調
波である場合、第９調波となり、殆ど無視できる程度に
減衰する。従って、アナログフィルタの出力では上式の
第１項によって殆ど、(20/π）sinχのみとなる。

今、Ａ／Ｄ変換器８（第１図参照）が±10Ｖを符号ビッ
トを含む12ビットによって±2048に変換するものとし、
上記点検信号に対し電気角で90°間隔の２点のサンプリ
ングデータを２乗してこれらを加算し、この加算値の平
方根を算出して求めた交流の波高値から点検信号の実効
値を求めるとすると、仮りに上記２点のサンプリングデ
ータＡ_１，Ａ_２を4.50Ｖとして第３調波の減衰率を17.2
％とした場合、4.50×0.172＝0.774Ｖとなり、これは15
8.6ビットに相当する。

従って、量子化誤差は0.63％となる。また、このとき、
A₁ ²＋A₂ ²の演算誤差は約1.5％となり、これら両者を合
わせた検出誤差は、前述のように約±２％となる。

一方、点検信号が第４調波の場合については、その減衰
率を7.2％とすると、4.50×0.072＝0.324Ｖとなり、こ
れは66.4ビットに相当する。よって量子化誤差は約1.5
％になると共にA₁ ²＋A₂ ²の演算誤差は約1.5％となり、
両者を合わせた検出誤差は、前述のように約±３％とな
る。

従って、第３調波及び第４調波の各誤差の累積は、何れ
も±６％前後となる。このため、アナログ交流入力部を
構成する部品の抵抗値等の定格値に対する５％の経年変
化を検出するためには、11％の検出レベルにすればよ
い。但し、この場合、各誤差の累積と経年変化とが正負
逆方向で打ち消すような場合には、17(＝11＋６）％の
経年変化があった場合にこれを検出できることになる。

よってこの実施例においては、点検信号として第３また
は第４調波を用いた場合、部品の５〜17％の経年変化を
検出可能であり、従来、例えば５％の経年変化を検出す
るのに25％程度の検出レベルが必要で部品の５〜45％の
経年変化が検出可能であったのに比べると、検出精度の
大幅な改善が可能になるものである。

なお、以上の実施例では系統の電圧入力に点検信号とし
ての交流電圧を合成した場合を説明したが、本発明は系
統の電流入力に点検信号である交流電流を合成する方式
についても実現可能である。また、本発明はディジタル
リレーのアナログ交流入力部ばかりでなく、原理上、上
記以外の各種のアナログ交流入力部の点検監視に適用す
ることができる。

（発明の効果）以上述べたように本発明によれば、アナログ交流入力部
の前段から交流入力に点検信号を合成し、その後、交流
入力から弁別した点検信号の測定値を設計値と比較して
アナログ交流入力部の点検監視を行うものであるから、
点検信号は交流入力に常時重畳したままでよく、従来の
ように点検時に交流入力（系統入力）と点検用電源とを
切り替えるためのディジタル出力部や点検用レリー、主
回路に挿入されるその接点等が不要となり、これらにつ
いての寿命や信頼性、保守等に煩わされる心配がない。

また、点検用電源は、概存のサンプリングパルス等を利
用して電子回路として小形かつ高精度のものが簡単に実
現可能であるため、点検監視装置の小形化、低コスト化
及び高精度化が可能である。更に、第３調波または第４
調波の何れを用いた場合にも点検精度の大幅な向上が可
能であるから、アナログ交流入力部を構成する電気・電
子部品の経年変化をも確実に検出することができる。

加えて、点検監視時においても本来の保護・制御機能を
何ら損なうことがないから、系統が無保護となる恐れが
なく、保護・制御装置の信頼性向上にも寄与することが
できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例が適用されるディジタルリレ
ーの主要部の構成図、第２図は系統入力及び点検信号の
説明図、第３図はディジタルリレーの主要部の構成図、
第４図は従来の自動点検回路の説明図である。１…補助変成器、２…合成回路３…点検用電源、４…アナログフィルタ５…サンプルホールド回路６…サンプルホールド指令回路７…マルチプレクサ、８…Ａ／Ｄ変換器９…メモリ、10…演算部

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】アナログ交流入力部を介して検出した交流
入力の異常に応動する保護・制御装置において、前記交流入力の基本周波数の３倍または４倍の周波数の
点検信号を前記アナログ交流入力部の前段において前記
交流入力に合成し、前記アナログ交流入力部の後段にお
いて、各サンプリング時点での交流入力と点検信号との
合成値と、これらの合成値の加算値とを用いて点検信号
の値を検出し、この点検信号の検出値を点検信号の設計
値と比較することを特徴とする点検監視方法。