JPH01141375A - 点検監視方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、ディジタルリレー等の交流入力の異常に応動
する保護・制御装置において、そのアナログ交流入力部
の点検を行う点検監視方式に関する。

（従来の技術°） 本発明者等は、先に、ディジタルリレー等の保護・制御
装置におけるアナログ交流入力部を構成する電気・電子
部品の点検を高精度で行う点検監視方式を提案した。

第２図は、電力系統の電流及び電圧を入力としてマイク
ロコンピュータにより種々の演算を実行し、整定値との
比較等により遮断器に対するトリップ指令を得る等、各
種の保護・制御機能を実現するディジタルリレーの主要
部を示したものであり、図において、１００は、後述す
るように系統の交流入力と点検信号との合成出力が入力
されるアナログ交流入力部、２００はマイクロコンピュ
ータからなる演算部、３００は整定値の入力や表示、各
リレー要素の動作表示を行う表示・設定部、４００はト
リップ指令等を得るための出力部である。

アナログ交流入力部１００の前段において、電力系統か
ら図示されていない計器用変成器を介して取り込んだ電
流及び電圧は各々変流器及び計器用変圧器等の補助変成
器に入力され、絶縁及びレベル変換が行われる。なお、
第２図では、補助変成器１１として計器用変圧器が示さ
れている。

次に、この交流入力は、第３図に示すような点検用電源
１３からの点検信号と共に合成回路１２において合成さ
れる。すなわち第３図において、点検用電源１３は系統
入力の基本周波数の３倍または４倍の周波数の交流点検
信号を出力するものであり、この周波数は、第２図にお
けるサンプルホールド回路１５でのサンプリング周期を
決めるクロック信号（その周波数は１例えば基本周波数
が５０Ｈｚであれば６００Ｈｚ、同じ＜　６０Ｈｚであ
れば７２０ｔｌｚ）を分周回路２１により分周して生成
される。

つまり、点検信号が第３調波であれば分周回路２１はク
ロック信号を１／４に分周し、また第４調波であれば分
周回路２１はクロック信号を１７３に分周することによ
り１例えば基本周波数が５０Ｈｚである場合にそれぞれ
１５０Ｈｚまたは２００Ｈｚのクロック信号を得るもの
である。

点検用電源１３は矩形波発振器であり、出力電圧調整用
の可変抵抗ＶＲ工と、抵抗Ｒ２と、基準電源Ｖｒに接続
されて分周回路２１からのクロック信号を所定の値の矩
形波交流に変換するための直流オフセット電圧作成用抵
抗Ｒ，，Ｒ４と、オペアンプＯＰ□と、その帰還抵抗Ｒ
２とから構成される。

また１合成回路１２は、点検用電源１３の出力電圧を電
流に変換するインピーダンスとしての電流調整用可変抵
抗ＶＲ２，抵抗Ｒ６及び直流成分除去用のコンデンサＣ
１からなる直列回路を主要部とし、帯域通過フィルタを
構成するオペアンプｏｐ、。

帰還抵抗Ｒ５及びコンデンサＣ２，抵抗Ｒ，，Ｒ，及び
コンデンサＣ３とを備えており、先の点検信号は、抵抗
Ｒ７及びコンデンサＣ３の直列回路に加えられる系統入
力と合成される。

再び第２図において、合成回路１２の出力は基本波（一
般的には商用周波数すなわち５０Ｈｚまたは６０Ｈ２）
のみを抽出するアナログフィルタ１４に入力され、サン
プルホールド回路１５によりサンプリングされて保持さ
れる。なお、１６はサンプリングパルスを発生するサン
プルホールド指令回路である。

そして、サンプルホールドされたアナログ入力値は、マ
ルチプレクサ１７により切り替えられてＡ／Ｄ（アナロ
グ／ディジタル）変換器１８に入力され、ディジタル信
号に順次変換されてメモリ１９に格納される。

ここで、点検信号の矩形波交流が第３調波であるとし、
そのフーリエ展開によりこの矩形波交流を同一周波数の
正弦波交流にて近似するものとすると、合成回路１２で
は第４図に示すような系統入力（図中、実線にて示す）
と点検信号（図中、破線にて示す）とが合成される。そ
して、サンプルホールド回路１５でのサンプリング周波
数が６００Ｈｚである場合、各サンプリング周期ｔ、を
隔てた時刻ｔ（１，ｔｏ＋ｘ、　ｔｌ◆２．ｔｙ１＋３
．・・・における系統入力及び点検信号の合成値（それ
ぞれＡｎｔ　Ａｎ◆ｔ、Ａｎ＋２１ＡＨ◆３．・・・・
・・とする）が最終的にメモリ１９に格納されることに
なる。

次に、第２図に示す演算部２００において、１．〜ｔｎ
◆３における各合成値Ａｎ−Ａｎ◆３を加算すると、第
４図から明らかなように点検信号の合計値はゼロとなっ
て系統入力の合計値のみが残る。この作用はいわ゛ゆる
ディジタルフィルタによって実現される。従って、この
合計値の位相や大きさを適宜補正した後、これを使用し
てディジタルリレー本来の保護・制御のための演算を行
い、その結果に応じて出力部４００に信号を送る。

また、メモリ１９に格納された各サンプリング時点での
合成値Ａｎ−Ａｎ＋３と、これらの加算値（点検信号が
除去された後の系統入力のみの合計値）とを用い、演算
部２００により点検信号のみを抽出してその値を算出す
る。つまり、アナログフィルタ１４．サンプルホールド
回路１５．マルチプレクサ１７、　Ａ／Ｄ変換器１８及
びメモリ１９を介した点検信号の電圧値は設計値として
既知であるから、この設計値と上述の抽出された点検信
号の測定値とを演算部２００で比較してその一致不一致
を判定することにより、アナログフィルタ１４以後の構
成部品の機能を高精度で点検監視することができるもの
である。

（発明が解決しようとする問題点） しかるに、上述した点検監視方式には以下のような問題
がある。

まず、この点検監視方式では演算部２００によって抽出
された点検信号の測定値とその設計値とを比較している
訳であるが、点検用電源１３の電圧値に例えば±５％程
度の誤差があれば、アナログ交流入力部１００の構成部
品に劣化等がなくても点検信号の測定値と設計値とが一
致せず、部品の劣化を誤認してしまうという不都合があ
る。

これを避けるためには１点検用電源１３の電圧値を精密
に調整しなくてはならず、また、電圧精度の極めて高い
点検用電源を用いることとすれば、コストの大幅な増加
を招くという問題があった。

同様に、合成回路１２を構成する電気・電子部品にも高
精度のものが要求され、これが経済性を一層低下させる
原因となっていた。

更に、点検用電源１３や合成回路１２内に精度の低い部
品を用いる場合には、これらによって生じる誤差を第３
図の可変抵抗ＶＲ，やＶＲ，によって吸収する手段を講
じなくてはならず、回路構成が複雑化するといった問題
があった。

本発明はこれらの問題点を解決するために提案されたも
ので、その目的とするところは、高価な部品や複雑な回
路を用いたり回路の調整に煩わされることなくアナログ
交流入力部の点検監視を高精度で実現可能とし、コスト
の低減を図ると共に、アナログ交流入力部を構成する電
気・電子部品の経年変化の検出精度をも大幅に高めるよ
うにした点検監視方式を提供することにある。

（問題点を解決するための手段） 上記目的を達成するため、本発明は、ディジタルリレー
等のアナログ交流入力部の前段にて基本周波数の３倍ま
たは４倍の周波数の点検信修を交流入力に合成し、その
後アナログ交流入力部の後段にて前記交流入力と弁別し
た点検信号の測定値をその基準値と比較することにより
アナログ交流入力部の機能の点検を行う点検監視方式に
おいて、点検信号の基準値として、例えば装置の製造後
、初期の段階でアナログ交流入力部を経て交流入力と弁
別された点検信号の初期値を用いるものであり、この基
準値を不揮発性メモリ内に格納しておくことを特徴とす
る。

（作用） 本発明によれば、保護監視を行うべきアナログ交流入力
部を実際に経てその後弁別された点検信号の初期値が、
基準値として不揮発性メモリに格納されている。従って
、点検監視時における点検信号の測定値をこの基準値と
比較することにより、仮りに点検用電源や合成回路の定
格値等に誤差があっても、前記基準値自体が誤差を含ん
だものであるため１点検監視時の測定値と基準値との比
較は意味をもつことになり、基準値が正確に再現されて
いるか否かによってアナログ交流入力部の構成部品の点
検を行うことができる。

（実施例） 以下、図に沿って本発明の一実施例を説明する。

第１図は、この実施例が適用されるディジタルリレーの
主要部の構成を示すものであり、同図において、１００
はアナログ交流入力部、２０１は演算部である。

アナログ交流入力部１００の構成は前述した第２図のも
のと同様であり、同一の要素には同一の符号が付されて
いるが１点検用電源１３１と１点検信号及び系統入力が
合成される合成回路１２１とにおいて、第３図に示した
可変抵抗Ｖ　Ｒ１−Ｖ　Ｒ２に相当するものがそれぞれ
不要となっている。

一方、演算部２０１には、マイクロプロセッサ２０２゜
ダイレクトメモリアクセス２０４．ランダムアクセスメ
モリ（ＲＡＭ）２０３等と共に、不揮発性メモリとして
のプログラマブルリードオンリーメモリ（以下、ＦＲＯ
Ｍという）２０５が設けられている。

ここで、ＦＲＯＭ２０５には、マイクロプロセッサ２０
２によって実行されるプログラムが格納されているほか
、このディジタルリレーを製作した初期の段階で１合成
回路１２１．アナログフィルタ１４．サンプルホールド
回路１５．マルチプレクサ１７．　Ａ／Ｄ変換器１８及
びメモリ１９を介して演算部２０１により系統入力と弁
別された点検信号の初期値が、基準値として格納されて
いる。

なお、合成回路１２１は各系統入力ごとに設けられてお
り、これら以後のアナログ回路もそれぞれ個別に設けら
れているため、前記点検信号の初期値も個別に測定して
ＰＲＯＭ２０５内の別個の領域に格納しておくことが必
要である。

次に、この作用を説明すると、従来と同様の原理によっ
て系統入力と点検用電源１３１からの点検信号とが合成
回路１２１により合成され、この合成出力はアナログフ
ィルタ１４以後の回路を経てサンプリングデータとして
メモ１月９に格納される。演算部２０１では、所定数の
データを加算することにより点検信号を除去して系統入
力の合計値を得、その位相や大きさを適宜補正した後、
これを使用してディジタルリレー本来の保護・制御のた
めの演算を行う。すなわち、この実施例によれば、点検
信号を合成した場合でも装置本来の保護・制御機能が損
なわれることはない。

また、演算部２０１では、各サンプリング時点での合成
値と、これらの加算値（点検信号が除去された後の系統
入力のみの合計値）とを用いて点検信号のみを抽出し、
その値を検出する。この値はアナログ交流入力部１００
を介した点検信号の測定値であり、かかる測定値を演算
部２０１のＰＲＯＭ２０５に格納された点検信号の基準
値と比較してその一致不一致を判定することにより、ア
ナログ交流入力部１００を構成する電気・電子部品の機
能が正常であるか否かを点検することができる。

すなわち、この実施例においては、点検用電源１３１や
合成回路１２１等の精度が比較的低い場合であっても、
アナログ交流入力部１００を介して実際に測定された点
検信号の初期値を基準値として点検時の測定値と比較し
ているため、合成回路１２１等の精度に拘りなく、また
固有の誤差を無視してアナログ交流入力部１００の機能
の点検監視を行うことができることになる。同時に、ア
ナログフィルタ１４やＡ／Ｄ変換器１８等の調整誤差も
無視できることになる。

ここで、ＰＲＯＭ２０５にはディジタルリレー等の保護
・制御装置の機能を決定する論理等が符号コード化して
格納されており、標準的な装置では。

装置毎に変わることはない。このＰＲＯＭ２０５にデー
タを書き込むためには、ＦＲＯＭライターと呼ばれる特
別なツールを必要とする。従って、点検信号の基準値を
ＰＲＯＭ２０５に予め格納しておく場合には、各装置毎
にＦＲＯＭの内容が異なって標準化が困難になると共に
、点検信号を実際に測定してからＦＲＯＭライタから書
き込むという手順が必要である。

このような点に鑑み１点検信号の基準値を格納する不揮
発性メモリとして、ＥＡＲＡＭ（電気的に消去可能で書
き換え可能なランダムアクセスメモリ）を用いてもよい
。この場合には、標準装置にＥＡＲＡＭ格納機能を装備
することにより、特別なツールを用いなくても任意の時
に点検信号の初期値を書き込むことができる。

ＥＡＲＡＭは、周知のように電源がなくても公称１０年
間内容が消滅せず、また通常のＲＡ　Ｍと同様に任意に
書き換え可能なメモリである。ディジタルリレー等の保
護・制御装置では、その保護・制御対象により種々の整
定値を変更する必要が生じるが、このような整定値は通
常、第１図に示したような演算部２０１内のＥＡＲＡＭ
に格納されている。そして、演算部２０１のハードウェ
ア不良等でプログラムが暴走したような場合に、その記
憶内容が変化しないようなライトプロテクト（書き込み
防御）機能が付加されており、また通常の書き換え時に
も、所定の手順を追って操作しないと内容が変更できな
いように構成されている。

このＥＡＲＡＭに点検信号の基準値を書き込むためには
、書き込み手順を標準プログラムに格納しておき、この
プログラムを任意の時間に起動できるようにすればよく
、この起動のためのトリガは標準装置のマンマシンイン
ターフェイス機能の一部を使って実現可能である。従っ
て、不揮発性メモリとしてＥＡＲＡＭを用いた場合には
、基準値を書き込むための特別なハードウェアは不要で
あり、書き込み専用のプログラムを標準プログラムに追
加するだけでよい。

このように、本発明ではアナログ交流入力部１００を介
した点検信号の初期値を点検監視時の基準値としたため
、この方式における誤差の値は概略。

以下のとおりとなる。すなわち、点検信号精度（はぼ電
源電圧精度と同等）１点検電源用バッファアンプの調整
誤差、アナログ式の合成回路１２１の誤差及びアナログ
フィルタ１４の初期調整誤差は何れもほぼ０％、系統入
力の歪率による影響は点検信号として第３調波を使用し
た場合に±１％、同じく第４調波を使用した場合にほぼ
０％、量子化誤差及び演算誤差からなる検出誤差は第３
調波につき±２％、第４調波につき±３％である。

ここで、最後の検出誤差について検討する。今、Ａ／Ｄ
変換器１８が±ｌＯｖを符号ビットを含む１２ビツトに
よって±２０４８に変換するものとし、上記点検信号に
対し電気角で９０°間隔の２点のサンプリングデータを
２乗してこれらを加算し、この加算値の平方根を算出し
て求めた交流の波高値から点検信号の実効値を求めると
すると、仮りに上記２点のサンプリングデータＡ、、Ａ
、を４．５０Ｖとして第３調波の減衰率を１７．２％と
した場合、４．５０　Ｘ　Ｑ。

１７２　＝　０．７７４　Ｖ　トなり、これは１５８．
６ビツトニ相当する。

従って、第３調波の場合の量子化誤差は０．６３％とな
る。°また。このとき、Ａ１”　＋Ａ２”の演算誤差は
約１．５％となり、これら両者を合わせた検出誤差は、
前述のように約±２％となる。

一方、点検信号が第４調波の場合については、その減衰
率を７．２％とすると、４．５０ｘｏ、０７２＝０．３
２４ｖとなり、これは６６．４ビツトに相当する。よっ
て量子化誤差は約１．５％になると共にＡ１”　＋　Ａ
２”の演算誤差は約１．５％となり、両者を合わせた検
出誤差は、前述のように約±３％となる。

以上の誤差を累積すると、第３調波、第４調波共に±３
％となる。

このため、アナログ交流入力部１００を構成する部品の
抵抗値等の定格値に対する５％の経年変化を検出するた
めには、８（＝３＋５）％の検出レベルにすればよい。

また、各誤差の累積と経年変化とが正負逆方向で打ち消
すような場合には、１１（＝　８　＋　３）％の経年変
化があった場合にこれを検出できることになる。

よってこの実施例においては、部品の５〜１１％の経年
変化を検出可能であり、従来では５〜１７％の経年変化
が検出可能であったのに比べると、検出精度の大幅な向
上が可能になり、また、この種のリレーの管理目標であ
る約１０％に比べても満足し得る値となる。

なお、以上の実施例では本発明をディジタルリレーのア
ナログ交流入力部に適用した場合について説明したが、
本発明は、原理上、上記以外に各種のアナログ交流入力
部の点検監視に適用することができる。

（発明の効果） 以上述べたように本発明によれば、アナログ交流入力部
を介した点検信号の初期値を基準値として点検監視時の
測定値と比較するものであるから、点検用電源や合成回
路に高い精度が要求されることがなく、また、誤差吸収
用の可変抵抗等を不要としてコストの低減及び回路構成
の簡略化が図れるという効果がある。更に、基準となる
点検信号を本来の設計値に調整する煩雑な作業も不要と
なる。

加えて、アナログ交流入力部を構成する電気・電子部品
°の経年変化の検出精度が大幅に向上する等の効果を有
する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例が適用されるディジタルリレ
ーの主要部の構成図、第２図は従来例を説明するための
ディジタルリレーの主要部の構成図、第３図は同じく点
検用電源及び合成回路の説明図、第４図は系統入力及び
点検信号の説明図である。 １４・・・アナログフィルタ １５・・・サンプルホールド回路 １６・・・サンプルホールド指令回路

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 アナログ交流入力部に加えられる交流入力の基本周波数
   の３倍または４倍の周波数の点検信号を前記アナログ交
   流入力部の前段にて前記交流入力に合成し、前記アナロ
   グ交流入力部の後段にて前記交流入力と弁別した前記点
   検信号の測定値を、前記点検信号の基準値と比較する点
   検監視方式において、 前記基準値として、前記アナログ交流入力部を経て前記
   交流入力と弁別され、かつ不揮発性メモリ内に格納され
   た前記点検信号の初期値を用いることを特徴とする点検
   監視方式。