JPH066596Y2 - 変調器 - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本考案はディジタル信号処理方式の変調器に関し、特に
通信機等において、周波数（ＦＭ）変調波や、振幅（Ａ
Ｍ）変調波等のアナログ変調波を生成する変調器に関す
る。

（従来技術） ディジタル信号処理方式により変調波を生成する従来の
１つの方法としては、例えば第３図に示す如く入力信号
をローパスフィルタ１に供給して一定の帯域制限を加
え、A/D変換器２に供給してディジタルデータに変換す
る。ここでたとえばキャリヤ周波数が_Ｃで占有帯域幅
がΔのＡＭ変調波を取り出す場合、（_Ｃ＋Δ／
２）の２倍以上の周波数_Ｓによって、信号波をA/D変
換器２においてサンプリングを行なわせる。A/D変換器
２から出力されるディジタルデータはディジタル信号処
理回路３に供給して、周波数_Ｃの離散キャリヤ信号と
乗算器で乗算し、乗算出力をD/A変換器４にてアナログ
信号に戻したうえ、周波数_Ｓ／２をカットオフ周波数
とするローパスフィルタ５を介してアナログＡＭ変調波
を取り出すようにしている。

また、他の方法としては、第４図に示す如く、取り出し
たい中間周波数_２に比較して低い周波数_Ｓ′で信号
波をサンプリングし、A/D変換器２でディジタルデータ
に変換し、ディジタル信号処理回路３で入力信号と周波
数_１の離散キャリヤ信号とを乗算した後、D/A変換器
４でアナログ信号に変換し、一旦、中間周波数_１の変
調波をカットオフ周波数_Ｓ′／２のローパスフィルタ
６を介して取り出し、この変調波と周波数（_１＋
_２）の正弦波とをアナログ乗算器７に乗算、すなわち
ミキシング処理をし、乗算器７の出力を中心周波数_２
のバンドパスフィルタ８に供給して、中間周波数_２の
変調波を取り出すようにしている。

（考案が解決しようとする問題点） 上記した従来例の前者によるときはキャリヤ周波数_Ｃ
が高くなるとサンプリング周波数_Ｓをそれに応じて増
加させなければならない。このため高速動作のA/Dコン
バータが必要となる問題点があった。

また従来例の後者によるときは、バンドパスフィルタと
ミキシング回路とを別途設けなければならず、この結果
回路規模が大きくなる問題点があるほか、ミキシング処
理により発生するスプリアスが帯域内に入らないように
サンプリング周波数_Ｓ，_１および_２をうまく選択
しなければならず、周波数選択の自由度から応用範囲が
限られるという問題点があった。

本考案は上記の問題点を解決し、低速のA/Dコンバータ
を用い、少数の回路を付加するのみで所望の中間周波数
の変調波を取り出すことができるディジタル信号処理方
式の変調器を提供することを目的とする。

（問題点を解決するための手段、作用） 本考案は上記の問題点を解決するために本考案は次の如
く構成した。

入力アナログ信号波をディジタルデータに変換し、変換
ディジタルデータに所定のディジタル演算を施して変調
処理を行ない、変調処理されたディジタルデータをディ
ジタル／アナログ変換器によりアナログ信号に変換して
アナログ変調波を取り出すディジタル信号処理方式の変
調器において、前記ディジタル／アナログ変換器の出力
を入力とし、前記入力アナログ信号波のディジタル変換
時のサンプル周期で、前記ディジタル／アナログ変換器
の出力を所望の高調波成分のレベルが周波数スペクトル
上でピーク値となるように定めた時間幅だけ取り出すア
ナログスイッチと、 前記所望の高調波成分の周波数を通過帯域とするバンド
パスフィルタとを備え、 前記バンドパスフィルタを介してアナログ変調波として
取り出すようにした。

本来、アナログ信号をサンプルして得た信号はもとのア
ナログ信号の周波数成分の他にサンプル周波数の整数倍
で関連づけられる高調波成分を含んでおり、これら高調
波成分のスペクトルはもとのスペクトルを周波数的にシ
フトしたものとなっている。またこの関係はサンプルし
て得た信号を量子化した後で、任意のディジタル信号処
理を施しても保持される。本考案はこの性質を利用し、
比較的低い周波数でサンプリングを行い、ディジタル変
調処理を行った後、ディジタル／アナログ変換してアナ
ログ変調波としたものを、再度アナログスイッチで所定
時間幅取り出してディジタル変調波として、この高調波
成分中の所望の帯域の高調波成分を取り出そうとするも
のである。ただし、高調波成分のレベルはサンプルして
得た信号のパルス幅と密接な関係にあるので所望の高調
波成分をレベル的に効率良く取り出すためには、Ｄ／Ａ
出力をサンプル間隔で一定期間取り出し、かつ取り出し
の時間幅を適正に選択する必要がある。通常、前記時間
幅は取り出したいキャリヤ周波数近傍のパワーレベルを
最大値とするように選択される。

公知のように（例えば、新ＯＨＭ文庫「ディジタル信号
処理」辻井重男、久保田一、１９８６年９月２５日オー
ム社発行、第２７頁〜３１頁）パルス幅τ、周期１／
_Ｓの異なるパルス列の振幅スペクトルは、 Ｃｎ＝Ｅ・_Ｓ・τ・（sinπｎτ／πｎτ）で示
される。ここで、_Ｓはサンプリング周波数、τはアナ
ログスイッチによる取り出し時間幅、Ｅはパルス列を構
成するパルスのレベルである。これを図示すると第５図
に示すようになる。振幅スペクトルの包絡線は標本化関
数でしられる （sinｘ／ｘ）に添ったものとなる。パルス列の各パル
スのパルス幅（時間幅）τがサンプリング周期（１／
_Ｓ）の１／２に取った場合のパルス列を第５図（a₁）
に、その振幅スペクトルを第５図（a₂）に示している。
時間幅τを一定としてサンプリング周期を２／_Ｓとし
た場合を夫々第５図（b₁）、（b₂）に示している。この
場合は時間幅τが変わらないため、振幅スペクトルの包
絡線に変化はない。時間幅τをτ／２としてサンプリン
グ周期を２／_Ｓとした場合を夫々第５図（c₁）、
（c₂）に示している。この場合は、振幅スペクトルの包
絡線の形は変わっている。

このようにして、アナログスイッチで信号を取り出すと
きの時間幅を変化させることによって、所望の高調波成
分が存在する周波数成分を周波数スペクトル上のパワー
レベルのピーク点にもってくることが可能となる。最後
に、キャリヤ周波数を中心周波数とするバンドパスフィ
ルタを介してアナログスイッチからの出力を取り出すこ
とにより、中間周波数_Ｃのアナログ変調波が得られる
ことになる。

（実施例） 以下、本考案を実施例により説明する。

第１図は本考案の一実施例の構成を示すブロツク図であ
る。

音声信号等の信号波をローパスフィルタ１に供給して一
定の帯域制限を加え、ローパスフィルタ１の出力をA/D
変換器２に供給してディジタルデータに変換する。A/D
変換器２にてサンプリング周波数_Ｓ″で変換されたデ
ィジタルデータはディジタル信号処理回路３で数値化し
たキャリヤ信号_ＤＣを用い所定の変調アルゴリズムの
演算をする。ディジタル信号処理回路３からの出力はD/
A変換器４に供給してアナログ信号に変換し、D/A変換器
４により変換されたアナログ信号はアナログスイッチ１
０に供給し、A/D変換器２におけるサンプリング周期で
所定時間幅の期間、変換アナログ信号を取出す。アナロ
グスイッチ１０にて切り取られた信号は取り出したい中
間周波数成分に応じた中心周波数_Ｃおよび帯域幅を有
するバンドパスフィルタ１１に供給する。

なお、サンプリング周波数_Ｓ″、キャリヤ周波数
_ＤＣおよびとり出したい中間周波数_Ｃは、ｎ_Ｓ″±
_ＤＣ＝_Ｃ（ｎ：自然数）が成立するように選択する
ものとする。

上記の如く構成した本実施例の作用をDSB変調の場合を
例に作用を説明する。

音声信号等の入力アナログ信号はローパスフィルタ１に
より所定の帯域幅、たとえば３KHz以下に帯域制限され
信号ＡとしてA/D変換器２に入力される。信号Ａの周波
数スペクトルおよび波形は第２図（a₁）および（a₂）に
示す如くである。

信号ＡはA/D変換器２によりサンプリング周波数_Ｓ″
で標本化され、ディジタルデータＢに変換される。変換
されたディジタルデータＢの周波数スペクトルおよび波
形は第２図（b₁）および（b₂）に示す如くであって、周
波数_Ｓ″の間隔でスペクトルが配置される特性を示
す。ここで波形は模式的に示したものである。

ディジタルデータＢはディジタル信号処理回路３におい
て、ディジタル形式におけるDSB変調処理がなされる。D
SB変調処理としてキャリヤ周波数_ＤＣの正弦波データ
系列はたとえば_ＤＣ＝_Ｓ″／４とすれば＋１，０，
−１，０，＋１，０，…となりこのデータ系列とディジ
タルデータＢとが乗算され、ディジタルDSB変調がなさ
れる。ディジタル信号処理回路３からの変調出力は、そ
のスペクトルが第２図（c₁）に示す如く（ｎ±1/4）
_Ｓ″の位置に生じ、模式的に示した波形は第２図（c₂）
に示す如くである。

ディジタル信号処理回路３の出力はD/A変換器４に供給
されてアナログ信号に変換され、アナログスイッチ１０
によって時間幅τでA/D変換器２における入力のサンプ
ル周期（１／_Ｓ″）毎にD/A変換器４による変換アナ
ログ信号が取り出される。この結果、アナログスイッチ
１０からの出力のスペクトルは第２図（d₁）に示す如く
になり、波形は第２図（d₂）に示す如くになる。このと
きのスペクトルはディジタル信号処理回路３の出力スペ
クトルとＳ（）＝τ｜sin（πτ）／πτ｜の関
数の積となる。また時間幅τは取り出したい中間周波数
_Ｃ（この場合は_Ｃ＝5/4_Ｓ″）近傍のパワーレベ
ルを最大とするように選択する。すなわち、パワースペ
クトルは第５図の振幅スペクトルＣｎを２乗したものに
相当する。これは、第２図（d₁）にて示したＳ（）と
同じものである。仮に所望の中間周波数_Ｃが第５図
（b₂）に示されたパワースペクトルが０の周波数_Ｃで
あったとすれば、アナログスイッチ１０による取り出し
時間幅τを変更して第５図（c₁）に示すようにτ／２と
すれば、第５図（c₂）のパワースペクトルの２番目のピ
ーク値に中間周波数_Ｃを持ってくることができる。一
般に、パワースペクトルのｎ番目のピーク値においてτ
＝１／（_Ｃ・２／（２ｎ−１））の関係がある。

アナログスイッチ１０から取り出された信号は中心周波
数_Ｃ、本例では帯域幅６kHzを僅かに超える程度のバ
ンドパスフィルタ１１を介して取り出される。バンドパ
スフィルタ１１を介して取り出されたDSB変調波は、そ
のスペクトラムは第２図（e₁）に示す如くであり、波形
は第２図（e₂）に示す如くである。

上記の如く、A/D変換器２からの出力データはもとの信
号の周波数成分のみならずｎ_Ｓ″±で関係づけら
れる高調波成分をも含んでおり、ディジタル信号処理お
よびアナログ変換された後、アナログスイッチ１０にお
いてキャリヤ周波数_Ｃ近傍のパワーレベルを最大とす
るように期間τを選択してサンプリング周期毎に取り出
す。したがってD/A変換器４とアナログスイッチ１０と
は丁度従来例のミキシング作用を行なう乗算器７と等価
な作用をしていると言うこともできる。

また、A/D変換器２からの出力中に元来含まれている上
記高調波出力を取り出して利用するものであるため、A/
D変換器２のサンプリング周波数_Ｓ″はｎ_Ｓ″±
_ＤＣ＝_Ｃの関係式を満足する範囲内で選択さえすれ
ば、たとえば原理的に１２kHz（DSB信号の占有帯域幅の
２倍）を僅かに超える程度のものでも可能となる。これ
に対してたとえば中心周波数_Ｃが４５５kHzの中間周
波の変調波を欲するとき、従来の前者の例（第３図に示
す例）ではサンプリング周波数_Ｓをほぼ１MHzとする
必要がある。この両者を比較すれば本実施例においては
極めて低いサンプリング周波数_Ｓ″でよいことが判
る。

（考案の効果） 以上説明した如く本考案によれば、高速のA/D変換器を
必要とせず、たとえばオーディオ帯域用のA/D変換器を
使用することができる。

また、従来例の前者の例に比較してローパスフィルタ５
をバンドパスフィルタ１１に置換することを必要とする
ほか、新たにアナログスイッチを設けるのみですみ、回
路構成規模が大きくならない。

さらにまた、任意の中間周波数変調波を取り出したい場
合でも、サンプリング周波数を適宜選定することがで
き、自由度が増大する。

【図面の簡単な説明】 第１図は本考案の一実施例の構成を示すブロック図。 第２図は本考案の作用の説明に供するスペクトラム分布
図および波形図。 第３図および第４図は従来例の構成を示すブロック図。 第５図はパルス列とその振幅スペクトルを示す線図。 １……ローパスフィルタ、２……A/D変換器、３……デ
ィジタル信号処理回路、４……D/A変換器、１０……ア
ナログスイッチ、１１……バンドパスフィルタ。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 【請求項１】入力アナログ信号波をディジタルデータに
   変換し、変換ディジタルデータにディジタル演算を施し
   て変調処理を行ない、変調処理されたディジタルデータ
   をディジタル／アナログ変換器によりアナログ信号に変
   換してアナログ変調波を取り出すディジタル信号処理方
   式の変調器において、 前記ディジタル／アナログ変換器の出力を入力とし、前
   記入力アナログ信号波のディジタル変換時のサンプル周
   期で、前記ディジタル／アナログ変換器の出力を所望の
   高調波成分のレベルが周波数スペクトル上でピーク値と
   なるように定めた時間幅だけ取り出すアナログスイッチ
   と、 前記所望の高調波成分の周波数を通過帯域とするバンド
   パスフィルタとを備え、 前記バンドパスフィルタを介してアナログ変調波として
   取り出すようにしたことを特徴とする変調器。