JPH0667244B2 - 速度演算装置 - Google Patents
速度演算装置Info
- Publication number
- JPH0667244B2 JPH0667244B2 JP61289658A JP28965886A JPH0667244B2 JP H0667244 B2 JPH0667244 B2 JP H0667244B2 JP 61289658 A JP61289658 A JP 61289658A JP 28965886 A JP28965886 A JP 28965886A JP H0667244 B2 JPH0667244 B2 JP H0667244B2
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- JP
- Japan
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- signal
- phase difference
- wave signal
- output
- phase
- Prior art date
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Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
- H02P23/18—Controlling the angular speed together with angular position or phase
- H02P23/186—Controlling the angular speed together with angular position or phase of one shaft by controlling the prime mover
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Velocity Or Acceleration (AREA)
- Control Of Electric Motors In General (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明はモータの回転変位を検出する変位変換器の検出
信号からモータの回転速度を算出する速度演算装置に関
するものである。
信号からモータの回転速度を算出する速度演算装置に関
するものである。
［従来の技術］ 変位変換器には、光学式のものすなわちスリットが形成
されていて回転可能なスリット板を挟んで発光素子と受
光素子を対向配置し、スリットを通過した発光素子の光
を受光素子で検出することによってスリット板の回転位
置を検出するものがある。この変位変換器はモータと組
合せてモータの回転検出手段として用いられる。
されていて回転可能なスリット板を挟んで発光素子と受
光素子を対向配置し、スリットを通過した発光素子の光
を受光素子で検出することによってスリット板の回転位
置を検出するものがある。この変位変換器はモータと組
合せてモータの回転検出手段として用いられる。
ところで、ディジタル信号を扱うPhase Locked Loop
（以下、DPLLとする）は、回路構成が簡単であることや
調整が容易であること等の利点があることからモータの
回転速度の検出装置に適用できると便利である。
（以下、DPLLとする）は、回路構成が簡単であることや
調整が容易であること等の利点があることからモータの
回転速度の検出装置に適用できると便利である。
DPLLの構成例を第10図に示す。図で、１は位相差検出手
段としての乗算器、２はローパスフィルタ（以下、LPF
とする）、３はディジタル信号を扱うVoltage Control
led Oscillator（以下、DVCOとする）である。以下のD
PLLの演算は全てディシタル演算処理である。
段としての乗算器、２はローパスフィルタ（以下、LPF
とする）、３はディジタル信号を扱うVoltage Control
led Oscillator（以下、DVCOとする）である。以下のD
PLLの演算は全てディシタル演算処理である。
［発明が解決しようとする問題点］ このようなDPLLで、変位変換器の検出信号を乗算器１に
与えると、検出信号とDVCO3の出力信号が乗算される。
ここで、検出信号をsinθ１（ここでは入力信号の基本
波成分のみについて取上げる）、出力信号をcosθ２と
すると、乗算信号sinθ1cosθ２は、 （１／２）｛sin（θ１−θ２） ＋sin（θ１＋θ２）｝ となる。式の第１項は位相差に対応し、第２項は位相
和に対応する。位相和信号は、位相差信号と同じ係数で
あるため、第10図のようなDPLLを速度演算装置を用いる
と、速度信号に大きなリップルを生じる。
与えると、検出信号とDVCO3の出力信号が乗算される。
ここで、検出信号をsinθ１（ここでは入力信号の基本
波成分のみについて取上げる）、出力信号をcosθ２と
すると、乗算信号sinθ1cosθ２は、 （１／２）｛sin（θ１−θ２） ＋sin（θ１＋θ２）｝ となる。式の第１項は位相差に対応し、第２項は位相
和に対応する。位相和信号は、位相差信号と同じ係数で
あるため、第10図のようなDPLLを速度演算装置を用いる
と、速度信号に大きなリップルを生じる。
本発明は上述した問題点を解決するためになされたもの
であり、DPLLを用いて、モータの回転速度をリップルの
少ない信号で算出できる速度演算装置を実現することを
目的とする。
であり、DPLLを用いて、モータの回転速度をリップルの
少ない信号で算出できる速度演算装置を実現することを
目的とする。
［問題点を解決するための手段］ 本発明は、 DPLLを用い、このDPLLの位相差検出手段を、変位変換器
の出力信号とDPLLのDVCOの出力信号の位相和信号を消去
する演算を行う構成にした速度演算装置である。
の出力信号とDPLLのDVCOの出力信号の位相和信号を消去
する演算を行う構成にした速度演算装置である。
［実施例］ 以下、図面を用いて本発明を説明する。
図で、10はスイッチSWを介して入力される変位変換器の
検出信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器、11は変換信号
ａを−90゜位相シフトする第１の位相差付与手段であ
る。スイッチSWのオン・オフ周波数がサンプリグ周波数
になる。
検出信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器、11は変換信号
ａを−90゜位相シフトする第１の位相差付与手段であ
る。スイッチSWのオン・オフ周波数がサンプリグ周波数
になる。
12は後述するDVCO13の出力信号ｂを−90゜位相シフトす
る第２の位相差付与手段である。14は位相差が与えられ
ない信号ａとｂを乗算する第１の乗算器、15は位相がシ
フトされた信号ｃとｄを乗算する第２の乗算器、16は乗
算信号ｅとｆを加算する加算器である。
る第２の位相差付与手段である。14は位相差が与えられ
ない信号ａとｂを乗算する第１の乗算器、15は位相がシ
フトされた信号ｃとｄを乗算する第２の乗算器、16は乗
算信号ｅとｆを加算する加算器である。
17は加算信号ｇの低周波成分を取出す第１のローパスフ
ィルタ（以下、ローパスフィルタをLPFとする）、18はL
PF17を通過後の信号ｈにＡ＋Ｂ∫hdt（A,Bは定数）の演
算を行うループフィルタ、19はループフィルタ18を通過
後の信号ｉを平滑化して出力速度信号OUTとして取出す
第２のLPFである。
ィルタ（以下、ローパスフィルタをLPFとする）、18はL
PF17を通過後の信号ｈにＡ＋Ｂ∫hdt（A,Bは定数）の演
算を行うループフィルタ、19はループフィルタ18を通過
後の信号ｉを平滑化して出力速度信号OUTとして取出す
第２のLPFである。
DVCO13は、速度信号ｉを積分して位相信号ｊにする積分
器20と、位相信号ｊをアドレスとしてcos（余弦）の値
が読みだされるcosテーブル21からなる。
器20と、位相信号ｊをアドレスとしてcos（余弦）の値
が読みだされるcosテーブル21からなる。
このような装置で、信号ａとｂをそれぞれsinθ１とcos
θ２とする。信号ａには高調波成分が含まれているが、
これは後段のLPFで除去されるため、ここでは省略す
る。信号ａとｂの乗算信号ｅは式に示すようになる。
θ２とする。信号ａには高調波成分が含まれているが、
これは後段のLPFで除去されるため、ここでは省略す
る。信号ａとｂの乗算信号ｅは式に示すようになる。
一方、位相差付与手段を通過した信号ｃとｄはそれぞれ
−cosθ１とsinθ２になる。これらの信号を乗算した信
号ｆは次のようになる。
−cosθ１とsinθ２になる。これらの信号を乗算した信
号ｆは次のようになる。
−sinθ2cosθ１＝ （１／２）｛sin（θ１−θ２） −sin（θ１＋θ２）｝ ，式より、信号ｅとｆの加算信号ｇは、 sin（θ１−θ２） となり、位相差に応じた信号になる。
次段のLPF17では、−90゜の位相シフトが正確に行なわ
れないために残る高調波と、入力波が本来もっている高
調波成分が取り除かれる。
れないために残る高調波と、入力波が本来もっている高
調波成分が取り除かれる。
ループフィルタ18を通過した後の信号ｉは、入力波信号
INの周波数に追従するものであるため、この信号ｉを積
分した値にcosテーブル21のアドレスを対応させてcos値
を随時読出すようにすれば、積分器20とcosテーブル21
によりDVCOを構成できる。信号ｊは信号ａとｂの位相差
に応じた信号であるため、DVCO13は今回の信号ｊに応じ
て、信号ａとｂの位相差が０になるように次回の信号ｂ
を帰還信号として発生する。
INの周波数に追従するものであるため、この信号ｉを積
分した値にcosテーブル21のアドレスを対応させてcos値
を随時読出すようにすれば、積分器20とcosテーブル21
によりDVCOを構成できる。信号ｊは信号ａとｂの位相差
に応じた信号であるため、DVCO13は今回の信号ｊに応じ
て、信号ａとｂの位相差が０になるように次回の信号ｂ
を帰還信号として発生する。
信号ｉに平滑化のためのLPF19を通して取り出したもの
が入力波INの周波数でこれはモータの回転速度に１対１
で対応しているため、これを出力速度信号とする。
が入力波INの周波数でこれはモータの回転速度に１対１
で対応しているため、これを出力速度信号とする。
第２図は本発明にかかる速度演算装置の他の実施例の構
成ブロック図である。第２図で第１図と同一のものは同
一符号を付ける。
成ブロック図である。第２図で第１図と同一のものは同
一符号を付ける。
第２図の装置は、信号ｉが第１の位相差付与手段11に帰
還されている点で第１図の装置と相違する。以下、この
実施例の特徴について説明する。
還されている点で第１図の装置と相違する。以下、この
実施例の特徴について説明する。
例えば、サンプリング周波数を24KHz、モータが回転し
ていないときの入力波INの周波数を3KHzとすると、第３
図で今回のサンプル値S3の２回前のサンプル値S1を今回
のサンプル値にすると入力波形は第３図の実線波形から
破線波形のようになり、−90゜位相がシフトした信号が
得られる。位相差付与手段11,12はこのようにして位相
差を与える。
ていないときの入力波INの周波数を3KHzとすると、第３
図で今回のサンプル値S3の２回前のサンプル値S1を今回
のサンプル値にすると入力波形は第３図の実線波形から
破線波形のようになり、−90゜位相がシフトした信号が
得られる。位相差付与手段11,12はこのようにして位相
差を与える。
ところが、モータが回転すると入力波の周波数が変わ
り、入力波は第４図のＱのような波形になる。この場合
に２回前のサンプル値を今回のサンプル値にしても、波
形は破線のようになり、正しい−90゜の位相シフト信号
が得られなくなる。例えば、モータが1rpsで回転してい
るときは、２回前のサンプル値をとった波形は正しい−
90゜の位相シフト波形から約20゜位相かずれてしまう。
第４図ではＰが正しい−90゜の位相シフト信号である。
り、入力波は第４図のＱのような波形になる。この場合
に２回前のサンプル値を今回のサンプル値にしても、波
形は破線のようになり、正しい−90゜の位相シフト信号
が得られなくなる。例えば、モータが1rpsで回転してい
るときは、２回前のサンプル値をとった波形は正しい−
90゜の位相シフト波形から約20゜位相かずれてしまう。
第４図ではＰが正しい−90゜の位相シフト信号である。
これは、90゜の位相シフトに対応する遅れ時間は入力波
の周波数によって変わることに起因している。
の周波数によって変わることに起因している。
そこで、本実施例では、入力波の現在の周波数に応じた
信号ｉを位相差付与手段11に帰還し、前述した遅れ時間
の変化を補償する構成にしている。
信号ｉを位相差付与手段11に帰還し、前述した遅れ時間
の変化を補償する構成にしている。
すなわち、本実施例では、モータが停止しているときの
−90゜の位相シフトに対応する遅れ時間と、現在の入力
波の周波数（信号ｉから求められる）のときの−90゜の
位相シフトに対応する遅れ時間の差を算出し、この時間
差を用いて２回前のサンプル値を２次近似によって修正
する。以下、具体的な修正動作について説明する。
−90゜の位相シフトに対応する遅れ時間と、現在の入力
波の周波数（信号ｉから求められる）のときの−90゜の
位相シフトに対応する遅れ時間の差を算出し、この時間
差を用いて２回前のサンプル値を２次近似によって修正
する。以下、具体的な修正動作について説明する。
前述したのと同様にサンプリング周波数が24KHz、モー
タ停止時の入力波の周波数を3KHzとする。
タ停止時の入力波の周波数を3KHzとする。
モータが停止しているときは単純に入力波の２回前のサ
ンプル値が−90゜位相シフトした波形のサンプル値にな
る。
ンプル値が−90゜位相シフトした波形のサンプル値にな
る。
モータが駆動しているときは、２回前のサンプル値に修
正を施す。すなわち、入力波の周波数はこの段階では正
確にはわからないが、信号ｉは入力波の周波数に追従す
るものであるため、これを′として、入力波の周波数
が′［Hz］のときの−90゜の位相シフトに対応する遅
れ時間と、入力波の周波数が3000Hzのときの−90゜の位
相差シフトに対応する遅れ時間との差TCMPを次の式から
求める。
正を施す。すなわち、入力波の周波数はこの段階では正
確にはわからないが、信号ｉは入力波の周波数に追従す
るものであるため、これを′として、入力波の周波数
が′［Hz］のときの−90゜の位相シフトに対応する遅
れ時間と、入力波の周波数が3000Hzのときの−90゜の位
相差シフトに対応する遅れ時間との差TCMPを次の式から
求める。
そして、１回前、２回前、３回前のサンプル値をそれぞ
れP1LY、P2LY、P3LYとし、これら３点を通る２次曲線を
ｙ＝Ct2＋Dt（C,Dは未知数）とすると、 P1LY−P2LY＝CtS 2＋DTS P3LY−P2LY＝Ｃ（−tS）２ ＋Ｄ（−tS） となり、，式から となる。ここで、 LYPS＝P2LY＋CTCMP 2 ＋DTCMP となることから、式に，式を代入することによっ
て修正したサンプル値LYPSが内挿される。
れP1LY、P2LY、P3LYとし、これら３点を通る２次曲線を
ｙ＝Ct2＋Dt（C,Dは未知数）とすると、 P1LY−P2LY＝CtS 2＋DTS P3LY−P2LY＝Ｃ（−tS）２ ＋Ｄ（−tS） となり、，式から となる。ここで、 LYPS＝P2LY＋CTCMP 2 ＋DTCMP となることから、式に，式を代入することによっ
て修正したサンプル値LYPSが内挿される。
［効果］ 本発明によれば、乗算器と加算器の演算により、入力波
とDVCOの位相和に応じた項が消去されるため、位相和に
応じた信号は原理的に速度信号に影響を与えない。これ
によって、出力速度信号のリップルが小さくなり、高精
度で速度を算出できる。例えば、サンプリング周波数が
24000Hz、モータ停止時の入力波の周波数が3000Hzで、
モータが駆動したことによって入力波の周波数が3320Hz
になった場合、第10図のように乗算器のみを用いたもの
では、第６図のようにリップルは0.4％ｐ−ｐ（peak t
o peak）であるのに対し、第１図の装置では第７図の
ように0.2％ｐ−ｐになる。
とDVCOの位相和に応じた項が消去されるため、位相和に
応じた信号は原理的に速度信号に影響を与えない。これ
によって、出力速度信号のリップルが小さくなり、高精
度で速度を算出できる。例えば、サンプリング周波数が
24000Hz、モータ停止時の入力波の周波数が3000Hzで、
モータが駆動したことによって入力波の周波数が3320Hz
になった場合、第10図のように乗算器のみを用いたもの
では、第６図のようにリップルは0.4％ｐ−ｐ（peak t
o peak）であるのに対し、第１図の装置では第７図の
ように0.2％ｐ−ｐになる。
これに加えて、第２図の装置では、入力波の周波数に応
じて、−90゜の位相シフトに対応した遅れ時間を補償す
る構成になっているため、第１図の装置よりも更にリッ
プルを小さくできる。例えば、サンプリング周波数とモ
ータ停止時の入力波の周波数が上述した場合と同一でモ
ータの回転により入力波の周波数が2360Hzになったとき
は、第１図の装置では、第８図に示すようにリップルが
0.5％ｐ−ｐになるのに対し、第２図の装置では、第９
図のように0.13％ｐ−ｐになる。
じて、−90゜の位相シフトに対応した遅れ時間を補償す
る構成になっているため、第１図の装置よりも更にリッ
プルを小さくできる。例えば、サンプリング周波数とモ
ータ停止時の入力波の周波数が上述した場合と同一でモ
ータの回転により入力波の周波数が2360Hzになったとき
は、第１図の装置では、第８図に示すようにリップルが
0.5％ｐ−ｐになるのに対し、第２図の装置では、第９
図のように0.13％ｐ−ｐになる。
【図面の簡単な説明】 第１図は本発明にかかる速度演算装置の一実施例の構成
ブロック図、第２図は本発明にかかる速度演算装置の他
の実施例の構成ブロック図、第３図〜第５図は第２図装
置の動作説明図、第６図〜第９図は本発明の効果の説明
図、第10図はDPLLの構成例を示した図である。 10……Ａ／Ｄ変換器、11……第１の位相差付与手段、12
……第２の位相差付与手段、13……DVCO、14……第１の
乗算器、15……第２の乗算器、16……加算器、17……第
１のLPF、18……ループフィルタ、19……第２のLPF、20
……積分器、21……cosテーブル。
ブロック図、第２図は本発明にかかる速度演算装置の他
の実施例の構成ブロック図、第３図〜第５図は第２図装
置の動作説明図、第６図〜第９図は本発明の効果の説明
図、第10図はDPLLの構成例を示した図である。 10……Ａ／Ｄ変換器、11……第１の位相差付与手段、12
……第２の位相差付与手段、13……DVCO、14……第１の
乗算器、15……第２の乗算器、16……加算器、17……第
１のLPF、18……ループフィルタ、19……第２のLPF、20
……積分器、21……cosテーブル。
Claims (2)
- 【請求項１】モータの回転変位を検出する変位変換器の
検出信号からモータの回転速度を算出する速度演算装置
において、 DPLLを用い、変位変換器の出力信号をＡ／Ｄ変換した正
弦波信号と、DPLLのDVCOが出力する余弦波信号の位相差
をDPLLの位相差検出手段で検出し、この位相差信号の低
周波成分をローパスフィルタで取出してモータの回転速
度に応じた信号を出力し、前記DVCOではローパスフィル
タの出力をもとに前記正弦波信号と位相差が０になるよ
うに余弦波信号を帰還するとともに、前記位相差検出手
段が、 前記正弦波信号を−90゜位相シフトする第１の位相差付
与手段と、 前記余弦波信号を−90゜位相差シフトする第２の位相差
付与手段と、 前記正弦波信号と余弦波信号を乗算する第１の乗算器
と、 前記第１および第２の位相差付与手段により−90゜位相
シフトした信号同志を乗算する第２の乗算器と、 前記第１および第２の乗算器の出力信号を加算する加算
器、 を具備し、これらの演算器で前記正弦波信号と余弦波信
号の位相和信号を除去するようにしたことを特徴とする
速度演算装置。 - 【請求項２】モータの回転変位を検出する変位変換器の
検出信号からモータの回転速度を算出する速度演算装置
において、 DPLLを用い、変位変換器の出力信号をＡ／Ｄ変換した正
弦波信号と、DPLLのDVCOが出力する余弦波信号の位相差
をDPLLの位相差検出手段で検出し、この位相差信号の低
周波成分をローパスフィルタで取出してモータの回転速
度に応じた信号を出力し、前記DVCOではローパスフィル
タの出力をもとに前記正弦波信号と位相差が０になるよ
うに余弦波信号を帰還するとともに、 前記位相差検出手段が、 前記正弦波信号を−90゜位相シフトするとともに、位相
シフトに対応した遅れ時間は前記ローパスフィルタの出
力信号によって修正される第１の位相差付与手段と、 前記余弦波信号を−90゜位相差シフトする第２の位相差
付与手段と、 前記正弦波信号と余弦波信号を乗算する第１の乗算器
と、 前記第１および第２の位相差付与手段により−90゜位相
シフトした信号同志を乗算する第２の乗算器と、 前記第１および第２の乗算器の出力信号を加算する加算
器、 を具備し、これらの演算器で前記正弦波信号と余弦波信
号の位相和信号を除去するようにしたことを特徴とする
速度演算装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61289658A JPH0667244B2 (ja) | 1986-12-04 | 1986-12-04 | 速度演算装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61289658A JPH0667244B2 (ja) | 1986-12-04 | 1986-12-04 | 速度演算装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63142406A JPS63142406A (ja) | 1988-06-14 |
| JPH0667244B2 true JPH0667244B2 (ja) | 1994-08-24 |
Family
ID=17746077
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61289658A Expired - Lifetime JPH0667244B2 (ja) | 1986-12-04 | 1986-12-04 | 速度演算装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0667244B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2020182031A (ja) * | 2019-04-23 | 2020-11-05 | 日本電波工業株式会社 | Ｐｌｌ装置 |
-
1986
- 1986-12-04 JP JP61289658A patent/JPH0667244B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2020182031A (ja) * | 2019-04-23 | 2020-11-05 | 日本電波工業株式会社 | Ｐｌｌ装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63142406A (ja) | 1988-06-14 |
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