JPH0669313B2

JPH0669313B2 - 誘導電動機の制御装置

Info

Publication number: JPH0669313B2
Application number: JP60035587A
Authority: JP
Inventors: 忠吉向井
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1985-02-25
Filing date: 1985-02-25
Publication date: 1994-08-31
Anticipated expiration: 2009-08-31
Also published as: JPS61196796A

Description

【発明の詳細な説明】［技術分野］本発明は、回転数および出力トルクを任意に制御できる
ようにした誘導電動機の制御装置に関するものである。

［背景技術］一般に、この種の誘導電動機の制御装置は、両端に直流
電圧が印加され一方がオンのとき他方がオフされる２個
のスイッチング素子の直列回路を複数個並列接続し、各
直列回路のスイッチング素子の接続点間に発生する交流
電圧を誘導電動機に供給するようにしたインバータ回路
と、各スイッチング素子のオン、オフを制御して誘導電
動機に正弦波交流電圧を印加せしめるPWM制御信号を発
生する制御信号発生回路とで構成されており、スイッチ
ング素子のオン、オフ周期およびデユーテイ（オン期
間）を適当に変化させることによって誘導電動機の回転
数あるいは出力トルクを制御するようになっていた。と
ころで、従来、任意の周期およびデユーテイの制御パル
スを発生できるようにした制御信号発生回路として、OP
アンプを用いて周期信号に同期した三角波を発生させる
三角波発生回路と、この三角波と設定電圧とをレベル比
較して任意のデユーテイを有するパルスを発生するアナ
ログコンパレータよりなる比較回路とで構成されたもの
があった。しかしながら、このような従来例にあって
は、三角波がOPアンプの特性によるオーバシュートなど
でずれることが多く、特に、周期信号の周波数が高くな
ると、応答性が悪くなるためにパルス発生タイミングの
ずれやパルス幅の不揃いが発生し易いという問題があ
り、このような制御信号発生回路にてインバータ回路を
制御した場合には、誘導電動機に印加される正弦波交流
電圧の波形歪が大きくなって誘導電動機をスムーズに回
転させることができないという問題があった。一方、こ
のような問題が起きないようにするには高価なOPアンプ
を必要とし、コストが大幅に高くなってしまうという不
都合があった。

［発明の目的］本発明は上記の点に鑑みて為されたものであり、その目
的とするところは、波形歪が少ない正弦波交流電圧を誘
導電動機に印加することができ、誘導電動機をスムーズ
に回転させることができるとともに、コストが安い誘導
電動機の制御装置を提供することにある。

［発明の開示］（実施例１）第１図乃至第５図は本発明一実施例を示すものであり、
両端に直流電圧Ｖ_DCが印加され一方がオンのとき他方が
オフされる２個のスイッチング素子Q₁,Q₂の直列回路S₁,
S₂,S₃を複数個（実施例では３個）並列接続し、各直列
回路S₁,S₂,S₃のスイッチング素子Q₁,Q₂の接続点間に発
生する３相交流電圧を誘導電動機IMに供給するようにし
たインバータ回路INと、各スイッチング素子Q₁,Q₂のオ
ン、オフを制御して誘導電動機IMに３相正弦波交流電圧
を印加せしめるスイッチング制御信号を発生する制御信
号発生回路COと、制御信号発生回路COから出力されるス
イッチング制御信号に基いてトランジスタQ1,Q2のドラ
イブ信号を形成するドライブ回路DOとで構成されてお
り、直流電圧Ｖ_DCは、３相商用電源Ｖ_ACをダイオードブ
リッジと、平滑用コンデンサC₀とよりなる整流平滑回路
DCにて形成されるようになっている。また、誘導電動機
IMに流れる電流は電流検知器CSで検出されるとともに、
電流検出回路CDにて所定タイミングでサンプリングされ
てモータ電流検出信号が形成され、このモータ電流検出
信号が制御信号発生回路COにフィードバックされ、モー
タ電流が所定値になるように３相正弦波交流電圧の実効
値レベルが制御されるようになっている。

一方、制御信号発生回路COはクロックパルスPcを発生す
る発振回路１と、周期信号Vpにてリセットされ上記クロ
ックパルスPcを計数する第１のカウンタ回路２と、第１
のカウンタ回路２のリセットの度に第１のカウンタ回路
２の直前の計数値の略１／２がプリセットされ上記クロ
ックパルスPcをダウンカウントするアップダウンカウン
タよりなる第２のカウンタ回路３と、第２のカウンタ回
路３出力（カウントデータ）が０になったことを検出し
て第２のカウンタ回路３をアップカウントに切り換える
動作モード切り換え回路４と、第２のカウンタ回路３出
力を設定データと比較して大小を判定するデジタルコン
パレータよりなる複数の比較回路5₁〜5nと、周期信号Vp
に同期して比較回路5₁〜5n出力V₅₁〜V₅nを順次選択して
出力する選択出力回路６とで構成されている。ここに、
動作モード切り換え回路４は第３図に示すように、第２
のカウンタ回路３出力が総て“L"になったことを検出す
るノア回路NORと、第２のカウンタ回路３のアップ／ダ
ウン制御信号を発生する２個のＤフリップフロップF₁,F
₂とで形成されている。また、反転クロックパルスPcお
よび周期信号Vpに基いて第１のカウンタ回路２のリセッ
ト信号Vrおよび第２のカウンタ回路３のプリセット信号
Vprを発生するワンショット回路M₁、M₂は、第４図に示
すように、ＤフリップフロップF₃,F₄およびアンド回路A
ND₁と、ＤフリップフロップF₅およびアンド回路AND₂と
で形成されている。また、比較回路5₁〜5n出力V₅₁〜V₅n
を周期信号Vpに基いて選択出力する選択出力回路６は、
第５図に示すように、周期信号Vpをカウントするカウン
タ回路COと、カウンタ回路CO出力により比較回路5₁〜5n
出力を選択するデータセレクタDSとよりなる３組の出力
選択部6a〜6cにて形成され、所定位相ずれた（各120
゜）正弦波に対応するパルス列信号V₆₁〜V₆₃を出力する
ようになっている。図中、反転回路I₁は、発振回路１出
力を反転して反転クロックパルスPc′を形成するもので
ある。

以下、実施例の動作について説明する。第６図は第１図
実施例の制御信号発生回路COの動作を示すタイムチャー
トであり、いま、第６図(a)に示すような所定周期Ｔの
周期信号Vpが入力されると、この周期信号Vpの立ち上が
りを受けてワンショット回路M₁が第６図(c)に示す反転
クロックパルスPc′の立ち上がりに同期してトリガさ
れ、ワンショット回路M₁から第６図(d)に示すような第
２のカウンタ回路３のプリセット信号Vprが出力され、
続いて次のクロックパルスPc（第６図(b)に示す）の立
ち上がりに同期してワンショット回路M₂がトリガされ、
ワンショット回路M₂から第６図(e)に示すような第１の
カウンタ回路２のリセット信号Vrが出力される。ここ
に、第２のカウンタ回路３には上記プリセット信号Vpr
によって第１のカウンタ回路２のカウント数の１／２が
プリセットされるようになっている。この場合、第１の
カウンタ回路２から出力されるカウントデータを１桁づ
つ落として第２のカウンタ回路３のプリセットデータと
してあり、第１のカウンタ回路２の直前の計数値の略１
／２が第２のカウンタ回路３にプリセットされるように
なっている。同時に、アップ／ダウン制御信号を発生す
る動作モード切り換え回路４のＤフリップフロップF₁,F
₂がワンショット回路M₁出力（プリセット信号Vpr）にて
リセットされ、ＤフリップフロップF₂出力Vf₂が第６図
(j)に示すように“L"になって、第２のカウンタ回路３
がダウンカウントモードにセットされるので、クロック
パルスPcをカウントする第２のカウンタ回路３はダウン
カウントを開始する。一方、ワンショット回路M₂から出
力されるリセット信号Vrによってリセットされた第１の
カウンタ回路２は、単なるカウンタであって、リセット
が解除された時点からクロックパルスPcのカウント（常
にアップカウント）を開始する。次に、第２のカウンタ
回路３がクロックパルスPcをダウンカウントしてカウン
タ回路３出力が総て“L"になって計数値が０になったと
き、第６図(h)に示すように動作モード切り換え回路４
のノア回路NOR出力が“H"になって０検出信号V₀が出力
され、この０検出信号V₀をクロックとしてＤフリップフ
ロップF₁出力Vf₁が第６図(i)に示すように“H"になり、
これを受けてＤフリップフロップF₂出力Vf₂が第６図(j)
に示すように反転クロックパルスPc′の立ち上がりで
“H"にセットされ、第２のカウンタ回路３のカウント動
作がアップカウントモードに切り換えられ、第２のカウ
ンタ回路３はアップカウントを開始する。以上の動作は
周期信号Vpが入力される毎に繰り返されることになり、
第１のカウンタ回路２および第２のカウンタ回路３のカ
ウント数（計数値）はそれぞれ第６図(f)(g)のように変
化するようになっている。つまり、第１のカウンタ回路
２は周期信号Vpにて設定される１周期の間をクロックパ
ルスPcをアップカウントし、第２のカウンタ回路３は直
前の第１のカウンタ回路２出力を受けてその計数値の略
１／２を往復カウント（ダウンカウント→アップカウン
ト）するようになっている。

次に、各比較回路5₁〜5nは、第２のカウンタ回路３から
出力されるカウントデータと、データ設定部5a₁〜5anに
設定されている設定データとを比較して、カウントデー
タが設定データ以下になったときに比較回路5₁〜5n出力
V₅₁〜V₅nが“H"レベルになるようになっている。この場
合、各比較回路5₁〜5n出力V₅₁〜V₅nの各パルスのセンタ
ーは常に０検出信号V₀の立ち上がり時点に一致してい
る。この比較回路5₁〜5n出力V₅₁〜V₅nは選択出力回路６
に入力され、周期信号Vpが入力される毎に１個づつ順次
データセレクタDSにて選択されて出力される。ここに、
設定データには、誘導電動機IMに正弦波交流電圧が印加
されるような規則性をもたせており、その規則性に従っ
たパルス幅を有する正弦波パルス列信号V₆₁〜V₆₃が選択
出力回路６から出力されるようになっている。

第６図(a)はデータ設定部5a₁〜5anの設定データをそれ
ぞれ“3"、“5"、“7"、“9"…………に設定した場合に
おける比較回路5₁〜5n出力V₅₁〜V₅nを示しており、同図
(b)は比較回路5₄の出力V₅₄を選択した場合の選択出力回
路６の出力信号V₆₁を示している。

第７図および第８図は周期信号Vpの周期Ｔを変化（１／
２）させた場合のタイムチャートを示すものであり、こ
の場合、第１、第２のカウンタ回路2,3の計数値は変化
するが、データ設定部5a₁〜5anに設定されている設定デ
ータは変化しないので、各比較回路5₁〜5n出力V₅₁〜V₅n
はパルス幅が第６図(a)の場合と同一で周期だけが周期
信号Vpに応じて変化する。この関係は、比較回路5₁〜5n
出力V₅₁〜V₅nのパルス幅（“H"レベル期間）をThとすれ
ば、 Th／Ｔ＝ｆ×Th＝Ｄ但し、ｆ＝１／T,D:デユーテイ比となる。ここに、Thは一定であるので、各比較回路5₁〜
5n出力のデユーテイ比Ｄは周期信号Vpの周波数ｆに比例
して変化するようになっている。したがって、設定デー
タを変えることなく、周期信号Vpの周波数ｆを変えるこ
とによってパルス列信号の各パルスの幅Thを連動して変
えることができ、誘導電動機IMに印加される交流電圧の
実効値を変えることができるようになっている。

第10図は設定データの規則性を正弦波を発生させるよう
に設定した場合において、選択出力回路６から出力され
るパルス列信号V₆₁の１例を示すものであり、左部は周
波数が高い場合、右部は周波数が低い場合を示してい
る。なお、各パルスのセンター間の間隔Tpはパルス幅Th
が変化しても一定になるようになっている。

このようにして形成されたパルス列信号V₆₁〜V₆₃よりな
るスイッチング制御信号およびこの反転信号によってド
ライブ回路DOを介してインバータ回路INの各直列回路
S₁,S₂,S₃のスイッチング素子Q₁,Q₂が相反的にドライブ
され、誘導電動機に所定周波数の３相交流電圧が印加さ
れ、所定の出力トルクが得られるようになっている。こ
の場合、本発明にあっては、スイッチング制御信号の各
パルスの中心線はパルス幅を変化させてもずれることな
いので、位相ずれのない正確な３相正弦波が誘導電動機
に印加されスムーズな回転が得られるようになってい
る。

第11図は、パルス列信号V₆₁〜V₆₃を10゜毎に発生させる
ようにしてより滑らかな正弦波交流電圧を得るようにし
た場合における18個のパルスを示しており、第12図は選
択出力回路６から出力されるパルス列信号V₆₁〜V₆₃およ
び誘導電動機IMに印加される３相正弦波交流電圧の相間
電圧Ｖ_UV,V_VW,V_WUの具体例を示している。なお、サンプ
リングパルスPsは、モータ電流を検出するために所定周
期で選択出力回路６から出力されるもので、このサンプ
リングパルスによって電流検出回路CDでモータ電流が検
出され、このモータ電流検出信号に基いてＶ／Ｆコンバ
ータよりなる発振回路１の発振周波数が制御され、パル
ス列信号V₆₁〜V₆₃の各パルス幅がモータ電流が所定値に
なるように制御されるようになっている。つまり、サン
プリングされたモータ電流に基いて３相正弦波交流電圧
の実効値が制御され、誘導電動機IMに過電流が流れない
ようにしている。

［発明の効果］本発明は上述のように、両端に直流電圧が印加され一方
がオンのとき他方がオフされる２個のスイッチング素子
の直列回路を複数個並列接続し、各直列回路のスイッチ
ング素子の接続点間に発生する交流電圧を誘導電動機に
供給するようにしたインバータ回路と、各スイッチング
素子のオン、オフを制御して誘導電動機に正弦波交流電
圧を印加せしめるスイッチング制御信号を発生する制御
信号発生回路とより成る誘導電動機の制御装置におい
て、クロックパルスを発生する発振回路と、周期信号に
てリセットされ上記クロックパルスを計数する第１のカ
ウンタ回路と、第１のカウンタ回路のリセットの度に第
１のカウンタ回路の直前の計数値の略１／２がプリセッ
トされ上記クロックパルスをダウンカウントするアップ
ダウンカウンタよりなる第２のカウンタ回路と、第２の
カウンタ回路出力が０になったことを検出して第２のカ
ウンタ回路をアップカウントに切り換える動作モード切
り換え回路と、第２のカウンタ回路出力を設定データと
比較して大小を判定するデジタルコンパレータよりなる
複数の比較回路と、周期信号に同期して比較回路出力を
順次選択して出力する選択出力回路とで制御信号発生回
路を形成し、誘導電動機に印加される交流電圧の実効値
を正弦波的に変化させるパルス列信号が選択出力回路か
ら出力されるように各比較回路の設定データを設定した
ものであり、三角波を第１、第２のカウンタ回路および
動作モード切り換え回路を用いてデジタル的に形成して
おり、周期信号の周波数が高くなった場合にあってもパ
ルスの発生タイミングのずれやパルス幅の不揃いが発生
しないので、波形歪が少ない正弦波交流電圧を誘導電動
機に印加することができ、誘導電動機をスムーズに回転
させることができるという効果がある。また、複雑な制
御プログラムを要するマイクロコンピュータを用いるこ
となく、両カウンタ回路、動作切り換え回路の論理回路
および比較回路にて形成されており、制御回路が一般的
なデジタル回路で簡単に構成できるので、IC化も容易に
図れるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明一実施例の概略構成を示すブロック回路
図、第２図は同上の要部ブロック回路図、第３図乃至第
５図は同上の要部具体回路図、第６図乃至第12図は同上
の動作説明図である。 INはインバータ回路、COは制御信号発生回路、１は発振
回路、２は第１のカウンタ回路、３は第２のカウンタ回
路、４は動作モード切り換え回路、5₁〜5nは比較回路、
６は選択出力回路である。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】両端に直流電圧が印加され一方がオンのと
き他方がオフされる２個のスイッチング素子の直列回路
を複数個並列接続し、各直列回路のスイッチング素子の
接続点間に発生する交流電圧を誘導電動機に供給するよ
うにしたインバータ回路と、各スイッチング素子のオ
ン、オフを制御して誘導電動機に正弦波交流電圧を印加
せしめるスイッチング制御信号を発生する制御信号発生
回路とより成る誘導電動機の制御装置において、クロッ
クパルスを発生する発振回路と、周期信号にてリセット
され上記クロックパルスを計数する第１のカウンタ回路
と、第１のカウンタ回路のリセットの度に第１のカウン
タ回路の直前の計数値の略１／２がプリセットされ上記
クロックパルスをダウンカウントするアップダウンカウ
ンタよりなる第２のカウンタ回路と、第２のカウンタ回
路出力が０になったことを検出して第２のカウンタ回路
をアップカウントに切り換える動作モード切り換え回路
と、第２のカウンタ回路出力を設定データと比較して大
小を判定するデジタルコンパレータよりなる複数の比較
回路と、周期信号に同期して比較回路出力を順次選択し
て出力する選択出力回路とで制御信号発生回路を形成
し、誘導電動機に印加される交流電圧の実効値を正弦波
的に変化させるパルス列信号が選択出力回路から出力さ
れるように各比較回路の設定データを設定したことを特
徴とする誘導電動機の制御装置。