JPH0673218B2 - デイジタル反転防止装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はVTR（Video Tape Recorder）など狭帯域FM信
号の復調信号における反転現象を防止する反転防止装置
に関するものである。

従来の技術 VTRにおいて黒レベルから白レベルに階段状に立ち上が
るビデオ信号をFM記録したとき、復調信号の白レベルの
立上がり部分が黒レベルに落ち込む反転現象を生じる場
合がある。この原因はFM信号を記録再生したとき下側帯
波が強調され上側帯波が抑圧される結果、FM信号のゼロ
レベルとの交点が消失することによる。

従来、再生系での反転防止策の１つとしてはHPF（High
Pass Filter）等で下側帯側を抑圧する方法がある
が、S/Nの良い下側波を抑圧しS/Nの悪い上側波を強調す
るため復調信号のS/Nが劣化し、周波数特性が低下する
問題点があった。これら問題点を解決する従来の方法と
して例えば1977年テレビジョン学会全国大会５−11「二
重リミターによる反転の防止とS/Nの改善について」に
示されている。

第６図はこの従来の反転防止装置のブロック図を示すも
のであり、601は再生されたFM信号の入力端子、602は入
力FM信号の搬送波成分を通し、下側帯波成分を大きく減
衰させるHPF（High Pass Filter）、603は入力信号の
振幅差をなくし一定振幅の正弦波状の出力信号を得るリ
ミッタ、604は位相を補正する位相補正器、605は入力FM
信号の搬送波成分を十分減衰させるLPF（Low Pass Fi
lter）、606は位相補正器604とLPF605との出力を合成す
る合成器、607は後段に続くFM復調器がAM成分により復
調出力にひずみを生じることのないように振幅を一定に
するリミッタ、608はFM信号の出力端子である。

以上のように構成された従来の反転防止装置において、
入力FM信号の搬送波成分が小さく反転を生じ易い部分で
は、搬送波成分がリミッタ603により所定の振幅になる
まで増幅される（但しS/Nは劣化する）ので、合成器606
の出力には搬送波成分のみが増幅されて反転しにくいFM
信号が得られる。入力FM信号の搬送波成分が大きく反転
を生じない部分では搬送波成分はリミッタ603によりほ
とんど増幅されることなく（従ってS/Nは劣化しない）
所定の振幅となるので合成器606には入力のFM信号にほ
ぼ等しいFM信号が得られる。従って常に反転を生じない
FM信号が出力されるものである。

ところでディジタルTVに見られるように民生機器におい
てもディジタル信号処理のメリットが注目され、従来ア
ナログ回路で実現されていた装置をディジタル回路で実
現する方法を検討する必要がある。

前記従来の反転防止装置をディジタル信号処理回路で実
現するものとしては第７図のブロック図に示す構成が考
えられる。この装置は標本化，量子化されたFM信号であ
るディジタルFM信号を入出力信号としている。第７図に
おいて、701はディジタルFM信号の入力端子、702はHP
F、703はHPF702の出力振幅を一定値とするリミッタ、70
4はHPF702の出力信号の振幅である振波信号を得る振幅
検出器、705はHPF704の出力信号を振幅検出器704からの
振幅信号で除算して一定振幅の搬送波成分を得る除算
器、706はLPF、707はリミッタ703の出力すなわち除算器
705の出力とLPF706の出力とを合成する合成器、708はデ
ィジタルFM信号の出力端子である。HPF702,LPF706は容
易に直線位相特性とできるので位相補正器は不要であ
り、第６図のリミッタ607は反転防止とは直接関係のな
い回路であるので省略している。

以上のように構成された従来のディジタル反転防止装置
における基本動作は第６図の場合と同じであるので説明
は省略する。

発明が解決しようとする問題点 しかしながら上記のような構成では、乗算器に比べて回
路規模の大きな除算器が必要である。しかもLPF706の出
力信号は振幅の小さな側帯波成分であるのに対し、HPF7
02の出力信号は振幅の大きな搬送波成分であるためその
データ語長を大きくする必要がある。従って除算器705,
振幅検出器704の回路規模がより大きくなり、ディジタ
ル反転防止装置の実現が困難となるという問題点を有し
ていた。

本発明はかかる点に鑑み、回路規模が小さく実現の容易
なディジタル反転防止装置を提供することを目的とす
る。

問題点を解決するための手段 本発明は、ディジタルFM信号I,Eをそれぞれ入力信号，
出力信号とするディジタル反転防止装置であって、ディ
ジタルFM信号Ｉの両側帯波または下側帯波を抑圧する側
帯波抑圧フィルタと、ディジタルFM信号Ｉの両側帯波ま
たは下側帯波を強調する側帯波強調フィルタと、ディジ
タルFM信号Ｉの搬送波成分を取り出す搬送波分離フィル
タと、前記搬送波分離フィルタの出力信号の振幅を検出
し、振幅にほぼ比例した制御信号を出力する制御信号発
生器と、前記側帯波強調フィルタの出力信号と前記制御
信号とを乗算する乗算器と、前記側帯波抑圧フィルタと
前記乗算器との２出力信号とを合成してディジタルFM信
号Ｅを得る合成器とを備えたディジタル反転防止装置で
ある。

作 用 本発明は前記した構成により、入力ディジタルFM信号Ｉ
の搬送波成分の振幅にほぼ比例した制御信号をディジタ
ルFM信号Ｉの側帯波成分に乗算して得られる信号とディ
ジタルFM信号Ｉの搬送波成分とを合成して出力のディジ
タルFM信号Ｅを得ている。ディジタルFM信号Ｉの搬送波
成分の振幅が大きく反転を生じない部分ではディジタル
FM信号I,Eはほぼ等しく、搬送波成分の振幅が小さく反
転を生じ易い部分では側帯波成分を減衰させることによ
って相対的に搬送波成分が大きくなるまたは上側帯波と
下側帯波のアンバランスが改善されるので常に反転の生
じないディジタルFM信号Ｅが得られるものである。

実施例 第１図は本発明の一実施例におけるディジタル反転防止
装置のブロック図を示すものである。第１図において、
101はディジタルFM信号Ｉの入力端子、102はディジタル
FM信号Ｉの両側帯波または下側帯波を抑圧する側帯波抑
圧フィルタ、103はディジタルFM信号Ｉの両側帯波また
は下側帯波を強調する側帯波強調フィルタ、104はディ
ジタルFM信号Ｉの搬送波成分を取り出す搬送波分離フィ
ルタ、105は前記搬送波分離フィルタ104の出力信号の振
幅を検出し、振幅にほぼ比例した制御信号を出力する制
御信号発生器、106は側帯波強調フィルタ103の出力に前
記制御信号を乗算する乗算器、107は前記側帯波抑圧フ
ィルタ102と前記乗算器106との２出力信号を合成して出
力信号であるディジタルFM信号Ｅを得る合成器である。

以上のように構成された本実施例のディジタル反転防止
装置について、以下その動作を説明する。

入力のディジタルFM信号Ｉの搬送波成分（搬送波分離フ
ィルタ104の出力）の振幅にほぼ比例した制御信号（制
御信号発生器105の出力）をディジタルFM信号Ｉ両側帯
波成分または下側帯波成分（側帯波強調フィルタ103の
出力）に乗算して得られる信号（乗算器106の出力）と
ディジタルFM信号Ｉの搬送波成分または搬送波成分と上
側帯波成分（側帯波抑圧フィルタ102の出力）とを合成
して出力のディジタルFM信号Ｅを得ている。

ディジタルFM信号Ｉの搬送波成分が大きく反転を生じな
い部分では制御信号も大きくなって出力のディジタルFM
信号Ｅは入力のディジタルFM信号Ｉにほぼ等しく、反転
することもS/N,周波数特性が劣化することはない。また
ディジタルFM信号Ｉの搬送波成分が小さく反転を生じ易
い部分では制御信号も小さくなるので出力のディジタル
FM信号Ｅの両側帯波または下側帯波が減衰し、相対的に
搬送波成分が大きくなる、または上側帯波と下側帯波の
アンバランスが改善されるので出力のディジタルFM信号
Ｅは反転を生じない。従って常にディジタルFM信号Ｅは
反転を生じない。

本実施例では、従来例をディジタル処理化した場合（第
７図）に必要であった除算器705は不要であり、代りに
乗算器106が必要となる。同一のデータ語長で比較すれ
ば乗算器が除算器より回路規模が小さく、さらに側帯波
は搬送波より振幅が小さいため乗算器106の入力信号
（側帯波強調フィルタ103の出力信号）のデータ語長は
除算器705の入力信号より小さくて済むのでより回路規
模は小さくなる。

第２図は制御信号発生器の一例のブロック図を示すもの
である。201は搬送波成分の入力端子、202は入力信号の
位相を変えて90゜の位相差を有する２つの信号X,Yを出
力する90゜移相器、203,204は入力を自乗して出力する
自乗器、205は２入力を加算する加算器、206は入力の平
方根を得る開平器、207は入力にほぼ比例した制御信号
をすなわち入出力特性における微分係数が０以上なる関
数値（制御信号の値）を発生する信号変換器である。

この制御信号発生器の動作を以下に説明する。入力端子
201における搬送波成分をＡ・cos w・ｔ（但しA,w,tは
それぞれ振幅，角周波数，時間である。）とすれば90゜
移相器の２出力信号X,YはそれぞれＡ・cos（ｗ・ｔ＋
θ）,A・sin（ｗ・ｔ＋θ）（但しθは定数）となり、
開平器206の出力には すなわち搬送波成分の振幅Ａが得られる。信号変換器20
7は入力である振幅Ａにほぼ比例した制御信号Ｃを出力
する。第３図に信号変換器の入出力特性の一例を示す。
（特性はこれに限定されるものではなく、ROMであるた
め各種特性が容易に実現できる。） 90゜移相器はＺ変換で表現すれば （但しi,n:整数,bi:係数）なるディジタルフィルタで必
要帯域内で周波数−振幅特性が平坦でなければならない
が必要帯域が2MHz程度と狭いので簡易な構成で実現でき
る。自乗器203,204、開平器206、信号変換器207は半導
体メモリROM（Read Only Memory）で容易に実現で
き、この場合開平器206、信号変換器207は一つのROMで
実現できる。

さらに信号処理におけるサンプル周波数ｓをFM信号の
搬送周波数（家庭用VTRにおいては約3.5MHz〜5.5MHzの
範囲内にあり周波数偏移は約１〜1.2MHzである。）の４
倍に概略等しいまたはやや高めに（本実施例では18MHz
とする。この周波数はNTSC,PAL,SECAM3方式のライン周
波数の整数倍であるのでFM復調後の信号処理にも適した
周波数である。）設定することによりディジタルフィル
タである各種フィルタ102,103,104,90゜位相器202の構
成を簡易なものにできる。

例えば、側帯波抑圧フィルタ102、側帯波強調フィルタ1
03はそれぞれＺ変換表現で または といった簡易な構成（この構成に限定されるものではな
い。）でも実現できる。これらの周波数特性を第４図，
第５図に示す。各図においてa,b,cはそれぞれ、側帯波
強調フィルタ103、側帯波抑圧フィルタ102、ディジタル
反転防止装置全体の周波数特性を表わしている。

また、側帯波抑圧フィルタ102、側帯波強調フィルタ10
3、搬送波分離フィルタ104は回路の一部または大部分を
共用化することも可能で、これによりさらに回路規模は
小さくなる。

90゜移相器の一構成例としては があげられる。但しこの例では利得が１でないため自乗
器のROMデータをあらかじめ補正しておく等の措置が必
要である。

以上のように、本実施例によれば側帯波成分を乗算器に
より搬送波成分の振幅にほぼ比例した制御信号で制御す
ることにより、またサンプル周波数をFM信号の搬送周波
数の概略４倍に設定することにより、ディジタル反転防
止装置の回路規模を小さく実現することができる。

なお、制御信号発生器における振幅検出方法としては第
２図に示したもの以外に入力信号を自乗または絶対値化
してLPFを通して振幅値を得るといった方法も考えら
れ、振幅検出出力は反転検出，ドロップアウト検出出力
としても利用できる。

また、ディジタル反転防止装置の入力信号があらかじめ
両側帯波成分または下側帯波成分が抑圧されていれば側
帯波抑圧フィルタを省略した構成も考えられる。

発明の効果 以上説明したように、本発明によれば回路規模を小さく
することができるのでディジタル反転防止装置の実現を
容易とでき、その実用的効果は大きい。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明における一実施例のディジタル反転防止
装置のブロック図、第２図は制御信号発生回路のブロッ
ク図、第３図は信号変換器の入出力特性図、第４図，第
５図は各部の周波数特性図、第６図は従来の反転防止装
置のブロック図、第７図は第６図の主要部をディジタル
処理化したディジタル反転防止装置のブロック図であ
る。 102……側帯波抑圧フィルタ、103……側帯波強調フィル
タ、104……搬送波分離フィルタ、105……制御信号発生
器、106……乗算器、107……合成器。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】標本化，量子化されたFM信号であるディジ
   タルFM信号I,Eをそれぞれ入力信号，出力信号とするデ
   ィジタル反転防止装置であって、ディジタルFM信号Ｉの
   両側帯波または下側帯波を抑圧する側帯波抑圧フィルタ
   と、ディジタルFM信号Ｉの両側帯波または下側帯波を強
   調する側帯波強調フィルタと、ディジタルFM信号Ｉの搬
   送波成分を取り出す搬送波分離フィルタと、前記搬送波
   分離フィルタの出力信号の振幅を検出し、振幅にほぼ比
   例した制御信号を出力する制御信号発生器と、前記側帯
   波強調フィルタの出力信号と前記制御信号とを乗算する
   乗算器と、前記側帯波抑圧フィルタと前記乗算器との２
   出力信号とを合成して出力信号であるディジタルFM信号
   Ｅを得る合成器とを備えたことを特徴とするディジタル
   反転防止装置。
2. 【請求項２】サンプル周波数がFM信号の搬送周波数の４
   倍に概略等しい特許請求の範囲第１項記載のディジタル
   反転防止装置。