JPH0677859A - エコー消去装置 - Google Patents
エコー消去装置Info
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- JPH0677859A JPH0677859A JP23052392A JP23052392A JPH0677859A JP H0677859 A JPH0677859 A JP H0677859A JP 23052392 A JP23052392 A JP 23052392A JP 23052392 A JP23052392 A JP 23052392A JP H0677859 A JPH0677859 A JP H0677859A
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- adaptive filter
- signal
- echo
- transmission signal
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- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 claims abstract description 51
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims abstract description 39
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 10
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000004904 shortening Methods 0.000 description 1
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 回線雑音の多い状況においてエコー消去の収
束時間の短縮および残留エコー量の低減を計ることを目
的とする。 【構成】 二線四線変換回路の四線側に結合されたエコ
ー消去装置において、アダプティブフィルタに入力され
る送信信号の平均電力を求め、その値に応じて係数更新
のステップサイズを切り換える。
束時間の短縮および残留エコー量の低減を計ることを目
的とする。 【構成】 二線四線変換回路の四線側に結合されたエコ
ー消去装置において、アダプティブフィルタに入力され
る送信信号の平均電力を求め、その値に応じて係数更新
のステップサイズを切り換える。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、二線四線変換回路の四
線側にて送信回路から受信回路へ漏れ込むエコーの消去
に利用する。本発明は、アダプティブフィルタを用いて
エコー消去の時間を短縮し、残留エコー量を低減するこ
とができるエコー消去装置に関する。
線側にて送信回路から受信回路へ漏れ込むエコーの消去
に利用する。本発明は、アダプティブフィルタを用いて
エコー消去の時間を短縮し、残留エコー量を低減するこ
とができるエコー消去装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、二線四線変換回路の四線側で送信
回路から受信回路へ漏れ込むエコーを消去する装置とし
て、エコーキャンセラが知られている。この種のエコー
キャンセラはエコー路のインパルス応答長以上の長さの
タップ係数を持つ適応（アダプティブ）フィルタを用い
て、送信信号に対応した疑似エコー（エコーレプリカ）
を生成することにより、二線四線変換回路の四線側にて
送信回路から受信回路へ漏れ込むエコーを抑圧するよう
に動作する。このとき、アダプティブフィルタの各タッ
プ係数は、エコーと受信信号が混在した混在信号からエ
コーレプリカを差し引いた誤差信号と送信信号との相関
をとることにより修正される。このようなアダプティブ
フィルタの係数修正、すなわち収束アルゴリズムの代表
的なものとして、「ＬＭＳ ＡＬＧＯＲＩＴＨＭ」（Ｐ
ＲＯＣＥＥＤＩＮＧＳ ＯＦ ＩＥＥＥ ６３巻１２
号、１９７５年、１６９２〜１７１６ページ参照；以下
「文献１」という）と、「ＬＥＡＲＮＩＮＧ ＩＤＥＮ
ＴＩＦＩＣＡＴＩＯＮ ＭＥＴＨＯＤ；ＬＩＭ」（ＩＥ
ＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ ＯＮ ＡＵＴＯＭＡ
ＴＩＣ ＣＯＮＴＲＯＬ １２巻３号、１９６７年、２
８２〜２８７ページ参照；以下「文献２」という）が知
られている。
回路から受信回路へ漏れ込むエコーを消去する装置とし
て、エコーキャンセラが知られている。この種のエコー
キャンセラはエコー路のインパルス応答長以上の長さの
タップ係数を持つ適応（アダプティブ）フィルタを用い
て、送信信号に対応した疑似エコー（エコーレプリカ）
を生成することにより、二線四線変換回路の四線側にて
送信回路から受信回路へ漏れ込むエコーを抑圧するよう
に動作する。このとき、アダプティブフィルタの各タッ
プ係数は、エコーと受信信号が混在した混在信号からエ
コーレプリカを差し引いた誤差信号と送信信号との相関
をとることにより修正される。このようなアダプティブ
フィルタの係数修正、すなわち収束アルゴリズムの代表
的なものとして、「ＬＭＳ ＡＬＧＯＲＩＴＨＭ」（Ｐ
ＲＯＣＥＥＤＩＮＧＳ ＯＦ ＩＥＥＥ ６３巻１２
号、１９７５年、１６９２〜１７１６ページ参照；以下
「文献１」という）と、「ＬＥＡＲＮＩＮＧ ＩＤＥＮ
ＴＩＦＩＣＡＴＩＯＮ ＭＥＴＨＯＤ；ＬＩＭ」（ＩＥ
ＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ ＯＮ ＡＵＴＯＭＡ
ＴＩＣ ＣＯＮＴＲＯＬ １２巻３号、１９６７年、２
８２〜２８７ページ参照；以下「文献２」という）が知
られている。
【０００３】図４は従来のエコーキャンセラの構成を示
すブロック図である。送信信号入力端子４４１より入力
された送信信号は、アダプティブフィルタ４４２に入力
されるとともに、送信信号出力端子４４３より伝送路へ
送出される。伝送路へ送出された送信信号は、二線四線
変換回路（ＨＹＢ）４４４により二線側に伝送される。
このとき二線四線変換回路４４４におけるインピーダン
ス不整合により受信回路へ一部漏れ込み、受信信号入力
端子４４５に入力される。アダプティブフィルタ４４２
は、入力された送信信号をフィルタ入力としてフィルタ
積和演算を実施し、フィルタ演算結果としてエコーレプ
リカを出力する。減算回路４４６は、受信信号入力端子
４４５より入力されたエコー信号から、アダプティブフ
ィルタ４４２の出力するエコーレプリカを減算し、減算
結果を誤差信号としてアダプティブフィルタ４４２に供
給するとともに、エコー消去後の受信信号として受信信
号出力端子４４７に出力する。アダプティブフィルタ４
４２では、入力された誤差信号を基に前述した「文献
１」や「文献２」の係数修正アルゴリズムを用いてフィ
ルタ係数の修正が行われる。
すブロック図である。送信信号入力端子４４１より入力
された送信信号は、アダプティブフィルタ４４２に入力
されるとともに、送信信号出力端子４４３より伝送路へ
送出される。伝送路へ送出された送信信号は、二線四線
変換回路（ＨＹＢ）４４４により二線側に伝送される。
このとき二線四線変換回路４４４におけるインピーダン
ス不整合により受信回路へ一部漏れ込み、受信信号入力
端子４４５に入力される。アダプティブフィルタ４４２
は、入力された送信信号をフィルタ入力としてフィルタ
積和演算を実施し、フィルタ演算結果としてエコーレプ
リカを出力する。減算回路４４６は、受信信号入力端子
４４５より入力されたエコー信号から、アダプティブフ
ィルタ４４２の出力するエコーレプリカを減算し、減算
結果を誤差信号としてアダプティブフィルタ４４２に供
給するとともに、エコー消去後の受信信号として受信信
号出力端子４４７に出力する。アダプティブフィルタ４
４２では、入力された誤差信号を基に前述した「文献
１」や「文献２」の係数修正アルゴリズムを用いてフィ
ルタ係数の修正が行われる。
【０００４】ここで、フィルタ係数の修正アルゴリズム
として「文献１」の「ＬＭＳ ＡＬＧＯＲＩＴＨＭ」を
仮定し、係数修正方法を詳細に説明する。今、送信信号
をＸk 、エコー信号をＹk 、エコーレプリカを〔外
１〕、誤差信号をＥk （但し、ｋは時間を示す指標）と
表すものとする。また、時間ｋにおいるｊタップ目のフ
ィルタ係数をＷJ K と表すものとする。このとき、アダ
プティブフィルタの出力であるエコーレプリカ〔外１〕
は（１）式で表現される。ここで、Ｎはアダプティブフ
ィルタのタップ数を示す。
として「文献１」の「ＬＭＳ ＡＬＧＯＲＩＴＨＭ」を
仮定し、係数修正方法を詳細に説明する。今、送信信号
をＸk 、エコー信号をＹk 、エコーレプリカを〔外
１〕、誤差信号をＥk （但し、ｋは時間を示す指標）と
表すものとする。また、時間ｋにおいるｊタップ目のフ
ィルタ係数をＷJ K と表すものとする。このとき、アダ
プティブフィルタの出力であるエコーレプリカ〔外１〕
は（１）式で表現される。ここで、Ｎはアダプティブフ
ィルタのタップ数を示す。
【０００５】
【外１】
【０００６】
【数１】 また、誤差信号Ｅk は、（２）式で表現される。
【０００７】
【数２】 また、係数修正は（３）式で表現される。
【０００８】 Ｗj k-1 ＝Ｗj k ＋μ・Ｅk ・ＸK-J （３） （３）式おいて、μはステップサイズと呼ばれる定数で
あり、係数の収束時間や収束後の残留エコー量を決定す
るパラメータである。ステップサイズが大きいと収束は
速いが残留エコー量は大きくなる。逆に、ステップサイ
ズが小さいとき収束は遅くなるが残留エコー量は小さく
なる。つまり、収束時間と残留エコー量はトレード・オ
フの関係にある。
あり、係数の収束時間や収束後の残留エコー量を決定す
るパラメータである。ステップサイズが大きいと収束は
速いが残留エコー量は大きくなる。逆に、ステップサイ
ズが小さいとき収束は遅くなるが残留エコー量は小さく
なる。つまり、収束時間と残留エコー量はトレード・オ
フの関係にある。
【０００９】以上が、「文献１」に示された「ＬＭＳ
ＡＬＧＯＲＩＴＨＭ」による係数修正方法である。も
し、（３）式μの代わりに、μを入力信号電力で割った
値を用いることにより、「文献２」に示された「ＬＩ
Ｍ」を適用したことになる。
ＡＬＧＯＲＩＴＨＭ」による係数修正方法である。も
し、（３）式μの代わりに、μを入力信号電力で割った
値を用いることにより、「文献２」に示された「ＬＩ
Ｍ」を適用したことになる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来のエコー
キャンセラには、次のような問題がある。すでに説明し
たように、エコーキャンセラは、送信信号とエコーの重
畳した受信信号を用いてアダプティブフィルタの係数を
修正する。一般に、受信信号には雑音成分が含まれてお
り、送信信号入力が小さい場合、受信信号はエコー成分
よりも雑音成分が支配的になる。この状態で大きなステ
ップサイズで係数修正を行うと、雑音成分のために係数
修正が誤った方向に大きく変動し、残留エコーが大きく
なる。したがって、従来のエコーキャンセラでは、ステ
ップサイズを大きくできず、係数の収束が遅くなるとい
う問題があった。
キャンセラには、次のような問題がある。すでに説明し
たように、エコーキャンセラは、送信信号とエコーの重
畳した受信信号を用いてアダプティブフィルタの係数を
修正する。一般に、受信信号には雑音成分が含まれてお
り、送信信号入力が小さい場合、受信信号はエコー成分
よりも雑音成分が支配的になる。この状態で大きなステ
ップサイズで係数修正を行うと、雑音成分のために係数
修正が誤った方向に大きく変動し、残留エコーが大きく
なる。したがって、従来のエコーキャンセラでは、ステ
ップサイズを大きくできず、係数の収束が遅くなるとい
う問題があった。
【００１１】本発明はこのような問題を解決するもの
で、雑音の多い回線でも収束速度の速いエコー消去を行
うことができるエコー消去装置を提供することを目的と
する。
で、雑音の多い回線でも収束速度の速いエコー消去を行
うことができるエコー消去装置を提供することを目的と
する。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明は、二線四線変換
回路の四線側に結合され、送信信号と受信信号とに基づ
き疑似エコー信号を生成するアダプティブフィルタと、
この疑似エコー信号を受信信号から減算し、この演算結
果である信号をアダプティブフィルタの係数修正を行う
誤差信号として供給する減算器とを備えたエコー消去装
置において、上記アダプティブフィルタに入力する送信
信号の平均電力を求める手段と、上記アダプティブフィ
ルタに供給する係数修正のためのステップサイズを切り
換えるセレクタと、上記平均電力に基づいてこのセレク
タを制御する制御回路とを備えたことを特徴とする。
回路の四線側に結合され、送信信号と受信信号とに基づ
き疑似エコー信号を生成するアダプティブフィルタと、
この疑似エコー信号を受信信号から減算し、この演算結
果である信号をアダプティブフィルタの係数修正を行う
誤差信号として供給する減算器とを備えたエコー消去装
置において、上記アダプティブフィルタに入力する送信
信号の平均電力を求める手段と、上記アダプティブフィ
ルタに供給する係数修正のためのステップサイズを切り
換えるセレクタと、上記平均電力に基づいてこのセレク
タを制御する制御回路とを備えたことを特徴とする。
【００１３】上記平均電力を求める手段は、上記アダプ
ティブフィルタの内部にある各遅延素子の出力を自乗す
る複数の乗算器と、この複数の乗算器の各出力を加算す
る加算器とを含むことが望ましい。
ティブフィルタの内部にある各遅延素子の出力を自乗す
る複数の乗算器と、この複数の乗算器の各出力を加算す
る加算器とを含むことが望ましい。
【００１４】
【作用】まず、アダプティブフィルタ内の各タップに対
する遅延素子の出力を自乗し、加算することによって送
信信号電力の平均値を求める。この平均送信信号電力が
大きい場合には、受信信号に含まれるエコー信号が重畳
されている雑音成分よりも十分大きいと判断し、大きな
ステップサイズをアダプティブフィルタに供給するよう
にセレクタを制御する。これにより、係数収束を速める
ことができる。一方、平均送信信号電力が小さい場合に
は、受信信号に含まれるエコー信号よりも重畳されてい
る複雑成分が支配的であると判断し、雑音成分による係
数の変動を防ぐために小さいステップサイズをアダプテ
ィブフィルタに供給するようにセレクタを制御する。こ
のように、送信信号電力によって、ステップサイズを切
り換える制御を行うことによって、雑音が多い伝送路に
おいても、収束の速いエコーキャンセラを実現すること
ができる。
する遅延素子の出力を自乗し、加算することによって送
信信号電力の平均値を求める。この平均送信信号電力が
大きい場合には、受信信号に含まれるエコー信号が重畳
されている雑音成分よりも十分大きいと判断し、大きな
ステップサイズをアダプティブフィルタに供給するよう
にセレクタを制御する。これにより、係数収束を速める
ことができる。一方、平均送信信号電力が小さい場合に
は、受信信号に含まれるエコー信号よりも重畳されてい
る複雑成分が支配的であると判断し、雑音成分による係
数の変動を防ぐために小さいステップサイズをアダプテ
ィブフィルタに供給するようにセレクタを制御する。こ
のように、送信信号電力によって、ステップサイズを切
り換える制御を行うことによって、雑音が多い伝送路に
おいても、収束の速いエコーキャンセラを実現すること
ができる。
【００１５】
【実施例】次に、本発明実施例を図面に基づいて説明す
る。図１は本発明の構成を示すブロック図、図２は本発
明実施例のアダプティブフィルタの構成を示すブロック
図、図３は本発明実施例のアダプティブフィルタに含ま
れる係数更新回路の構成を示すブロック図である。
る。図１は本発明の構成を示すブロック図、図２は本発
明実施例のアダプティブフィルタの構成を示すブロック
図、図３は本発明実施例のアダプティブフィルタに含ま
れる係数更新回路の構成を示すブロック図である。
【００１６】本発明実施例は、二線四線変換回路１０５
の四線側に結合され、送信信号と受信信号とに基づき疑
似エコー信号を生成するアダプティブフィルタ２０１
と、この疑似エコー信号を受信信号から減算し、この演
算結果である信号をアダプティブフィルタ２０１の係数
修正を行う誤差信号として供給する減算器１１１とを備
え、さらに、本発明の特徴とする手段として、アダプテ
ィブフィルタ２０１の内部にある各遅延素子の出力を自
乗する乗算器１０８〜１１０と、この乗算器１０８〜１
１０の各出力を加算する加算器１０６と、アダプティブ
フィルタ２０１に供給する係数修正のためのステップサ
イズを切り換えるセレクタ１１２と、加算器１０６の結
果に基づいてセレクタ１１２を制御する制御回路１０７
とを備え、減算器１１１は、アダプティブフィルタ２０
１の出力を受信信号から減算し、誤差信号としてアダプ
ティブフィルタ２０１に供給する手段を含む。
の四線側に結合され、送信信号と受信信号とに基づき疑
似エコー信号を生成するアダプティブフィルタ２０１
と、この疑似エコー信号を受信信号から減算し、この演
算結果である信号をアダプティブフィルタ２０１の係数
修正を行う誤差信号として供給する減算器１１１とを備
え、さらに、本発明の特徴とする手段として、アダプテ
ィブフィルタ２０１の内部にある各遅延素子の出力を自
乗する乗算器１０８〜１１０と、この乗算器１０８〜１
１０の各出力を加算する加算器１０６と、アダプティブ
フィルタ２０１に供給する係数修正のためのステップサ
イズを切り換えるセレクタ１１２と、加算器１０６の結
果に基づいてセレクタ１１２を制御する制御回路１０７
とを備え、減算器１１１は、アダプティブフィルタ２０
１の出力を受信信号から減算し、誤差信号としてアダプ
ティブフィルタ２０１に供給する手段を含む。
【００１７】本実施例では、アダプティブフィルタ２０
１はフィルタタップ数が３タップの場合を示したもの
で、図２に示すようにアダプティブフィルタ２０１のＸ
ＩＮより入力された信号は、遅延素子２０２〜２０４に
より遅延される。各遅延素子２０２〜２０４の出力は係
数更新回路３０１−１〜３０１−３と乗算器２０５〜２
０７とに入力するとともに、遅延素子出力Ｘ1 〜Ｘ3 と
して外部に出力される。係数更新回路３０１−１〜３０
１−３は各遅延素子出力Ｘ1 〜Ｘ3 と誤差信号ＥＲとス
テップサイズＭＵを入力して各タップのフィルタ係数Ｗ
1 〜Ｗ3 を出力する。乗算器２０５〜２０７は遅延素子
出力Ｘ1 〜Ｘ3 とフィルタ係数Ｗ1 〜Ｗ3の間の乗算を
行い、その結果を加算器２０８に入力する。加算器２０
８は疑似エコーＳＵＭを出力する。
１はフィルタタップ数が３タップの場合を示したもの
で、図２に示すようにアダプティブフィルタ２０１のＸ
ＩＮより入力された信号は、遅延素子２０２〜２０４に
より遅延される。各遅延素子２０２〜２０４の出力は係
数更新回路３０１−１〜３０１−３と乗算器２０５〜２
０７とに入力するとともに、遅延素子出力Ｘ1 〜Ｘ3 と
して外部に出力される。係数更新回路３０１−１〜３０
１−３は各遅延素子出力Ｘ1 〜Ｘ3 と誤差信号ＥＲとス
テップサイズＭＵを入力して各タップのフィルタ係数Ｗ
1 〜Ｗ3 を出力する。乗算器２０５〜２０７は遅延素子
出力Ｘ1 〜Ｘ3 とフィルタ係数Ｗ1 〜Ｗ3の間の乗算を
行い、その結果を加算器２０８に入力する。加算器２０
８は疑似エコーＳＵＭを出力する。
【００１８】ここで、係数更新回路３０１−１〜３０１
−３の内部を図３を参照して説明する。係数更新回路３
０１−１〜３０１−３は入力信号ＸK と誤差信号Ｅとを
乗算する乗算器３０２と、その乗算結果とステップサイ
ズμ（定数）とを乗算する乗算器３０３と、その乗算結
果と遅延素子３０５に格納されている過去の係数とを加
算して新しい係数値として改めて遅延素子に格納する加
算器３０４とからなる。遅延素子３０５の値はフィルタ
係数値ＷK として出力される。
−３の内部を図３を参照して説明する。係数更新回路３
０１−１〜３０１−３は入力信号ＸK と誤差信号Ｅとを
乗算する乗算器３０２と、その乗算結果とステップサイ
ズμ（定数）とを乗算する乗算器３０３と、その乗算結
果と遅延素子３０５に格納されている過去の係数とを加
算して新しい係数値として改めて遅延素子に格納する加
算器３０４とからなる。遅延素子３０５の値はフィルタ
係数値ＷK として出力される。
【００１９】次に、このように構成された本発明実施例
の動作について説明する。送信信号入力端子１０１から
入力された送信信号は、アダプティブフィルタ２０１に
入力されるとともに送信信号出力端子１０２から伝送路
へ送出される。伝送路へ送出された送信信号は、二線四
線変換回路１０５によって二線側へ伝送されるが、イン
ピーダンス不整合により受信回路へ一部漏れ込み、エコ
ー信号として受信信号入力端子１０３に入力される。ア
ダプティブフィルタ２０１は、入力された送信信号をフ
ィルタ入力としてフィルタ積和演算を実施し、フィルタ
演算結果として疑似エコーＳＵＭを出力する。演算器１
１１は、入力されたエコー信号からアダプティブフィル
タ２０１の出力する疑似エコーを減算し、減算結果を誤
差信号ＥＲとしてアダプティブフィルタ２０１に入力す
るとともに受信信号出力端子１０４に出力する。アダプ
ティブフィルタ２０１は、前述したようにフィルタ内部
にある遅延素子の出力Ｘ1 〜Ｘ3 を出力している。乗算
器１０８〜１１０は、遅延素子Ｘ1 〜Ｘ3 をそれぞれ自
乗し加算器１０６に出力する。加算器１０６で計算され
た加算結果は、制御回路１０７に出力される。制御回路
１０７は、入力された加算結果に基づいてセレクタ１１
２を制御する。
の動作について説明する。送信信号入力端子１０１から
入力された送信信号は、アダプティブフィルタ２０１に
入力されるとともに送信信号出力端子１０２から伝送路
へ送出される。伝送路へ送出された送信信号は、二線四
線変換回路１０５によって二線側へ伝送されるが、イン
ピーダンス不整合により受信回路へ一部漏れ込み、エコ
ー信号として受信信号入力端子１０３に入力される。ア
ダプティブフィルタ２０１は、入力された送信信号をフ
ィルタ入力としてフィルタ積和演算を実施し、フィルタ
演算結果として疑似エコーＳＵＭを出力する。演算器１
１１は、入力されたエコー信号からアダプティブフィル
タ２０１の出力する疑似エコーを減算し、減算結果を誤
差信号ＥＲとしてアダプティブフィルタ２０１に入力す
るとともに受信信号出力端子１０４に出力する。アダプ
ティブフィルタ２０１は、前述したようにフィルタ内部
にある遅延素子の出力Ｘ1 〜Ｘ3 を出力している。乗算
器１０８〜１１０は、遅延素子Ｘ1 〜Ｘ3 をそれぞれ自
乗し加算器１０６に出力する。加算器１０６で計算され
た加算結果は、制御回路１０７に出力される。制御回路
１０７は、入力された加算結果に基づいてセレクタ１１
２を制御する。
【００２０】ここで、制御回路１０７に入力される値を
Ｐとし、Ｐ1 、Ｐ2 を予め定められた定数とする。ま
た、μ1 、μ2 、μ3 を予め定められたステップサイズ
とする（但し、Ｐ1 ＜Ｐ2 、μ1 ＜μ2 ＜μ3 とす
る）。このとき、制御回路１０７はＰの値に応じて制御
を行う。もし、Ｐ＜Ｐ1 ならば、ステップサイズとして
μ1を選択するようにセレクタ１１２を制御する。同様
に、Ｐ1 ≦Ｐ≦Ｐ2 ならばμ1 を選択するように制御す
る。Ｐ＞Ｐ2 ならばμ3 を選択するように制御する。セ
レクタ１１２は、制御回路１０７の選択信号によってア
ダプティブフィルタ２０１に供給するステップサイズを
切り換える。アダプティブフィルタ２０１は、供給され
たステップサイズを用いて係数修正を実行する。
Ｐとし、Ｐ1 、Ｐ2 を予め定められた定数とする。ま
た、μ1 、μ2 、μ3 を予め定められたステップサイズ
とする（但し、Ｐ1 ＜Ｐ2 、μ1 ＜μ2 ＜μ3 とす
る）。このとき、制御回路１０７はＰの値に応じて制御
を行う。もし、Ｐ＜Ｐ1 ならば、ステップサイズとして
μ1を選択するようにセレクタ１１２を制御する。同様
に、Ｐ1 ≦Ｐ≦Ｐ2 ならばμ1 を選択するように制御す
る。Ｐ＞Ｐ2 ならばμ3 を選択するように制御する。セ
レクタ１１２は、制御回路１０７の選択信号によってア
ダプティブフィルタ２０１に供給するステップサイズを
切り換える。アダプティブフィルタ２０１は、供給され
たステップサイズを用いて係数修正を実行する。
【００２１】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、送
信信号電力が大きい場合には、受信信号に含まれるエコ
ー信号が重畳されている雑音成分よりも十分大きいと判
断し、大きなステップサイズをアダプティブ・フィルタ
に供給するようにして係数の収束速め、一方、平均送信
信号電力が小さい場合には、受信信号に含まれるエコー
信号よりも重畳されている雑音成分が支配的であると判
断し、雑音成分による係数の変動を防ぐために小さいス
テップサイズをアダプティブ・フィルタに供給するよう
に制御することによって、雑音が多い伝送路においても
収束の速いエコーキャンセラを実現することができる効
果がある。
信信号電力が大きい場合には、受信信号に含まれるエコ
ー信号が重畳されている雑音成分よりも十分大きいと判
断し、大きなステップサイズをアダプティブ・フィルタ
に供給するようにして係数の収束速め、一方、平均送信
信号電力が小さい場合には、受信信号に含まれるエコー
信号よりも重畳されている雑音成分が支配的であると判
断し、雑音成分による係数の変動を防ぐために小さいス
テップサイズをアダプティブ・フィルタに供給するよう
に制御することによって、雑音が多い伝送路においても
収束の速いエコーキャンセラを実現することができる効
果がある。
【図１】本発明実施例の構成を示すブロック図。
【図２】本発明実施例のアダプティブフィルタの構成を
示すブロック図。
示すブロック図。
【図３】本発明実施例のアダプティブフィルタに含まれ
る係数更新回路の構成を示すブロック図。
る係数更新回路の構成を示すブロック図。
【図４】従来例の構成を示すブロック図。
１０１、４４１ 送信信号入力端子 １０２、４４３ 送信信号出力端子 １０３、４４５ 受信信号入力端子 １０４、４４７ 受信信号出力端子 １０５、４４４ 二線四線変換回路 １０６、２０８、３０４ 加算器 １０７ 制御回路 １０８〜１１０、２０５〜２０７、３０２、３０３ 乗
算器 １１１、４４６ 減算器 １１２ セレクタ ２０１、４４２ アダプティブフィルタ ２０２〜２０４、３０５ 遅延素子 ３０１−１〜３０１−３ 係数更新回路
算器 １１１、４４６ 減算器 １１２ セレクタ ２０１、４４２ アダプティブフィルタ ２０２〜２０４、３０５ 遅延素子 ３０１−１〜３０１−３ 係数更新回路
Claims (2)
- 【請求項１】 二線四線変換回路の四線側に結合され、 送信信号と受信信号とに基づき疑似エコー信号を生成す
るアダプティブフィルタと、 この疑似エコー信号を受信信号から減算し、この演算結
果である信号をアダプティブフィルタの係数修正を行う
誤差信号として供給する減算器とを備えたエコー消去装
置において、 上記アダプティブフィルタに入力する送信信号の平均電
力を求める手段と、 上記アダプティブフィルタに供給する係数修正のための
ステップサイズを切り換えるセレクタと、 上記平均電力に基づいてこのセレクタを制御する制御回
路とを備えたことを特徴とするエコー消去装置。 - 【請求項２】 上記平均電力を求める手段は、 上記アダプティブフィルタの内部にある各遅延素子の出
力を自乗する複数の乗算器と、 この複数の乗算器の各出力を加算する加算器とを含む請
求項１記載のエコー消去装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23052392A JPH0677859A (ja) | 1992-08-28 | 1992-08-28 | エコー消去装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23052392A JPH0677859A (ja) | 1992-08-28 | 1992-08-28 | エコー消去装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0677859A true JPH0677859A (ja) | 1994-03-18 |
Family
ID=16909084
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23052392A Pending JPH0677859A (ja) | 1992-08-28 | 1992-08-28 | エコー消去装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0677859A (ja) |
-
1992
- 1992-08-28 JP JP23052392A patent/JPH0677859A/ja active Pending
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