JPS5849112B2 - 転流回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、一般にサイリスクのための転流回路に関し
、特に軟転流型（ ｓｏｆ ｔ ｃｏｍｍｕ ｔ ａ
ｔ ｉｏｎｔｙｐｅ）の回路に関する。

自動転流回路は、１９６４年、ジョン・ウイリアンド
サンス（ Ｊｏｈｎ Ｗｉ ｌｅｙ ＆ Ｓｏｎｓ ）
社発行）ビー・ティー・ベッドフオード（Ｂ．Ｂ．Ｂｅ
ｄｆｏｒｄ）；アール・ジー・ホフト（ Ｒ．Ｇ．Ｈｏ
ｆ ｔ ）共著「インバーク回路の原理」の第１８５頁
７．１６図に記載されている。

そこに記載されているインパルス転流インバータにおい
ては、自動転流は、インバータの出力トランスの中間タ
ップ付き１次巻線の遠端に接続されたサイリスク間でそ
のような１次巻線から各フィードバック整流器を介して
プッシュ・プル態様において達成される。

このような回路における転流プロセスはトランス１次巻
線の２つの側を含みかつ硬転流（ｈａｒｄ ｃｏｍｍｕ
ｔａｔｉｏｎ）を必要とする。

そのような転流回路の主たる欠点は入力周波数に制限が
あることである。

この発明の目的は、動作周波数の範囲を改善した転流回
路を提供することである。

この発明は、その広い意味で、直流電源の正負両極間で
並列に接続される第１主サイリスクと第２主サイリスク
を交互に転流させるための転流回路であって、前記電源
の正極に関し前記第１主サイリスクを転流させるための
正極転流回路網、および前記電源の負極に関し前記第２
主サイリスクを転流させるための負極転流回路網を備え
、前記第１主サイリスクは導電すると前記電源の両端間
に第１電流通路を形成し、この第１電流通路は直列に第
１インダクタおよびトランスの第１の１次巻線を含み、
そして前記第２主サイリスクは導電すると前記電源の両
端間に第２電流通路を形或し、この第２電流通路は直列
に第２インダクタおよび前記トランスの第２の１次巻線
を含み、前記第１と第２の１次巻線は誘導的に逆方向に
巻かれ、前記トランスに共通の２次巻線が設けられ、前
記第１および第２の１次巻線に応答して前記電源から前
記第１主サイリスクおよび前記第２主サイリスクによっ
て変換された交流電力を出力し、前記正極転流回路網は
前記正極と組合された第１キャパシタ、第１補助サイリ
スク、前記第１インダクタおよび第１ダイオードを含み
、そして前記負極転流回路網は前記負極と組合された第
２キャパシタ、第２補助サイリスク、前記第２インダク
タおよび第２ダイオードを含み、前記第１キャパシタ、
前記第２キャパシタ、前記第１補助サイリスタおよび前
記第２補助サイリスクは１つの共通接続点を有してなる
転流回路、にある。

単極転流が使用される望ましい一実施例において、各電
力サイリスクは導電するとトランスの分離された１次巻
線に電流を供給する。

トランスの２次巻線に出力が共通に得られる。

２つの独立した転流回路網が各電カサイリスタと組合さ
れ、方は直流電源の正極にそして他方は負極に組合され
る。

各転流回路網の一剖をなす帰還整流器が対応するサイリ
スクに逆並列に接続され、それによって特定のサイリス
クの遮断動作を助ける。

この発明は、添付図面に示した望ましい一実施例につい
ての以下の詳しい説明からより一層明らかになるだろう
。

第１図を参照すると、この発明の望ましい実施例による
基本的な転流回路が示されている。

この転流回路は、共通零電位接続点Ｏに関して等しい電
位Ｅ／２である２つの直列接続された電源より得られる
電位Ｅの直流電源の正極端子Ａ及び負極端子Ｂに関して
単極インバータを形成する主サイリスクＴＨ１および主
サイリスクＴＨ２に適用したものである。

２つの直列接続された直流電源は、ここでは、後述の検
討において用いられる基準点Ｏを視覚化して示すための
ものと考えてよい。

しかし、ここに記述する転流回路は仮想上の基準点０を
内部に含んだ単一の直流電源Ｅでも：同様に動作する。

このインバークの出力トランスＴ１は、互に逆のアンペ
ア・ターンになっている２つの別々の一次巻線Ｗ１及び
Ｗ２ならびに共通の２次巻線Ｗ８を有する。

主サイリスクＴＨ１及びＴＨ２はＡＢの両端間の２つの
並列な電流通路中にある。

各電流通路は主サイリスク（ＴＨ１またはＴＨ２）、１
次巻線（Ｗ１またはｗ２）および組合される１次巻線と
直列インダクタ（ＬｌまたはＬ２）を含んでいる（接続
点１および２がそれぞれＬ１とＷ１の間およびＬ２とＷ
２の間にある）。

ダイオードＤｉ，Ｄ２、キャパシタＣ３，Ｃ４および対
応する補助サイリスク（正側のＴＨＰ，負側のＴＨＮ）
を介して共振的に充放電されるインダクタ（Ｌｌ ，Ｌ
２を結合してなる転流回路網が各主サイリスクと組合さ
れる。

２つのキャパシタＣ３ ，Ｃ４は直流電源の両端間で直
列に設けられる。

キャパシタ間の接続点Ｊは一方の補助サイリスタＴＨＰ
の陽極と他方の補助サイリスタＴＨＮの陰極に対して共
通になっている。

各補助サイリスクは更にその他の電極が、インダクタ（
ＬｌまたはＬ２）および１次巻線（ＷｌまたはＷ２）に
共通の接続点（１または２）に接続される。

ダイオード（ＤＩまたはＤ２）は、組合される主サイリ
スク（ＴＨ１またはＴＨ２）の陽極と陰極の間に逆並列
に接続される。

対称性を保つために、Ｃ３＝Ｃ４ ，Ｌ１＝Ｌ２であり
そしてＷ１およびＷ２のアンペアターンは等しいが、第
１図に極性点で示すように方向は逆である。

主サイリスタＴＨ１が導電していて、正極端子Ａおよば
負極端子Ｂ間にＬ１およびＷ１を通って流れる負荷電流
ＩＬを維持しており、かつ補助サイリスクＴＨＰが導電
するようゲートされると仮定すると、Ｃ３，Ｃ４がイン
ダクタを介して放電することによる転流電流ｉ。

が接続点ＪからＴＨＰ，Ｌ１およひＴＨ１を通って流れ
、この電流はＩＬと等しくなるまで徐々に増大する。

このとき、ダイオードＤ１はｉ。

の一部を通過させ始めそしてＴＩ−｛１の電流は零とな
る。

この瞬間から、ダイオードＤ１は、ＴＨ１の２つの電極
間にこの主サイリスクＴＨ１を遮断するバイアス電圧を
形或する。

共振回路の放電は、第２図に時刻ｔ１〜ｔ５に相関させ
て示される曲線（Ｖおよびｉ。

）により図示さＣ れている。

曲線ａは、実線Ａ−Ｈおよび点線Ａ′Ｈ′により直流電
源の基準点Ｏに対して測定された接続点Ｊでの電圧Ｖ。

を示している。曲線ｂは、ＴＨＰを通る放電々流ｉ。

を実線により、また、ＴＨＮを通る放電々流を点線によ
り示している。

パルス幅変調（ＰＷＭ）技術により、ＰＷＭ制御器がＴ
Ｈ１およびＵＨ２の導電を出力正弦波の基本波による変
調周波数で交互に制御していることが理解されよう。

最初、例えばｔ１においては、基準点Ｏおよび阪続点Ｊ
間の電位Ｖ。

は＋２Ｅである（電源圧電ＥおよびキャパシタＣ３の予
充電々位により）。

ｉ がｔ１からｔ２まで正弦的に増大して最大値ＩＣに
達し、次いで正弦的に減少して時刻ｔ３で零となる間、
ｖｃは減少する。

この期間中に、Ｖｃは、ｖｃ一＋Ｅ／２となる時刻ｔ２
において変曲をおこなう。

そして、ＶＣは更に減少して零となり、更にそれを超え
て下る。

キャパシタＣ３は時刻ｔ５において放電を終って逆方向
に充電され始める。

その間、Ｖｃは負になった後、時刻ｔ３において−Ｅに
達する。

Ｃ３の逆方向の充電は、正極転流回路網の動作サイクル
の終点であるｔ５ （ Ｖｃ−ｚ Ｅ ）において完了
する。

かくて接続点Ｊは−２Ｅに在る。

転流回路は接続点Ｊに関し、他の補助サイリスクＴＨＮ
で放電々流を供給する準備ができている（ｉＣの点線）
。

次は、ＴＨ２およびダイオードＤ２と組合された負極転
流回路網の放電々流ｉｃが関与する。

放電々流は逆方向である。第２図の曲線ａおよびｂを説
明する諸式は以下の通りである： 但し、■ＬはサイリスタＴＨ１（またはＴＨ２）を通る
電流、■ｃは第２図の曲線ｂに示されるようにｉ。

の最犬値、αは回路を最適化せしめる設計パラメータＸ
であり、α＝０．６５前後で最適値は下記のとおりであ
る。

初期条件は、ＴＨ１が時刻ｔ１において、典型的な場合
として遅れ力率負荷に対し負荷電流ＩＩ，を供給しつ＼
導電していることである。

キャパシタＣ４は、ＴＨ１に対し転流能力が与えられる
ように、最初、電源間に現れる供給電圧の２．５倍の電
圧にある（これに対し、Ｃ３は最初その電圧の１．５倍
である）。

第２図の曲線Ｖ。

およびｉｃは、転流プロセスを示している。

期間１１−１３の間では、パルス期間ｔｒｂが主サイリ
スクＴＨ１をターンオフするために有効な期間である。

ｔ３からｔ５までは、転流回路は主サイリスタＴＨ２を
ターンオフするために準備中である。

ＴＨ２に対する転流曲線ａおよびｂ（第２図の点線）は
、負側に対するものであること、キャパシタの初期充電
が−２Ｅであり、ｉｃはＴＨＮを通って流れる、すなわ
ち第１図に示された矢印と反対の方向になることを除け
ば、ＴＨ１に対するものと同じものである。

ＴＨ１転流の場合、予じめ充電されているキャパシクＣ
３およびＣ４の初期レベル＋２ Ｅ（ＴＨ２転流の場合
は−２Ｅ）がバランスのとれた連続動作を保証している
。

従って、転流の順序はキャパシタＣ３およびＣ４を逆方
向に正確に−２Ｅまで予備充電することへと続き、その
ことは次に相補的な半サイクルの間に、対称的に動作す
るサイリスクによりＣ３およびＣ４を＋２Ｅへと戻す。

また接続点Ｊの初期電圧が高かすぎるか低くすぎるかし
たとすると、負荷によりおよび素子が理想的なものより
小さいことに起因するダンピングの影響が考えられると
きには、プロセスは、キャパシタを特有の初期状態に戻
すことにより自己補正する。

また、第２図の曲線ｂに示すように、電流ｉ。

は２つの連続するパルスを示す。

大パルス（ｔ１からｔ３まで）は補助サイリスタＴＨＰ
からＴＨＩの陰極へ通る。

大パルスは最初ＴＨ１を介して順方向電流の流れに抵抗
し、それによって、゛軟″転流プロセスにおいて要求さ
れるごとく、正味の順方向電流を徐々に零まで減少せし
める。

ＴＨＩの順方向電流が零に達した後、大パルス電流の過
剰分はＤ１に引継がれ、それは次にＴＨ１に対し′゛軟
″転流の逆閾値レベルを与える。

転流は、期間ｔｒｂの間、大パルスの大きさが負荷によ
り要求される分を過剰電流として供給するときに達成さ
れる。

小電流パルス（，ｔ３からｔ，まで）は、ＴＨＰがまだ
ＯＮ状態にあるうちにＴＨ２が点弧することから生ずる
。

インダクタＬ２を介して１次巻線Ｗ２の両端に誘起され
そして１次巻線Ｗ１を介して反射される電圧は、接続点
Ｊを負極線（ｎｅｇａｔ−ｉｖｅ）に関して一Ｅに駆動
する傾向を有する。

このとき転流キャパシタ（Ｃ３およびｃ４）は大パルス
メ完了点ですでに負極線に対して−０．５Ｅレベルにあ
るので、小パルスからの−〇．５Ｅの正味の駆動は転流
キャパシタに追加的なーＥをつみあげることになり、転
流キャパシタは最終的にーＥ２レベルに達する。

従って、補助サイリスタＴＨＰまたはＴＨＮの電流デュ
テイは全期間について１つの大パルスと１つの小パルス
を含んでいる。

２つの転流キャパシタ（ｃ３およびＣ４）は、全体で２
つの大パルスおよび２つの小パルスの全期間に亘ってデ
ュテイ・サイクルを分担している。

上記した５つの式は、ｔｒｂが決定されたとき、すなわ
ちサイリスクの保証されたクーンオフ時間の１．５倍に
決定されたときΦ転流回路の素子のパラメータを規定す
る。

６０ヘルツの場合、出力における゛軟″転流に対する保
証された能力は１５マイクロ秒あるいはそれ以下でなけ
ればならないが、これは現在商業的に可能である。

第１図の基本回路は、既知の交流合成技術により適切に
制御され＼ば、正弦波電圧波形を出力する能力のある強
制転流サイリスク単極電力段を提供するものである。

それは、プログラム波形前送り（− ｆｅｅｄ−ｆｏｒ
ｗａｒｄ ）技術（１９６９年５月第２３回電源会議の
会議録、第５９〜６３頁、アイ・ユー・ハーグ（ Ｉ
．Ｕ．｝ｈｇｕｅ ）及びエイ・ケルニック（Ａ．Ｋｅ
ｒｎｉｃｋ ）著゛プログラム波形静止インバータ″参
煕）を利用する装置、または、自己発振型ＳＰＦＭ（ｌ
司期パルス周波数変調）帰還時間一最適応答技術（１９
７６年６月、ルイス研究センターにおけるＩＥＥＥ−Ｐ
ＥＳＣ記録中のエイ・ケルニツク、ディー・エル・ステ
ッチシャルテ（Ｄ．Ｌ ．Ｓｔｅｃｈｓｃｈｕｌ ｔｅ
）およびデー・ダブリｌ．シアマン（ Ｄ ．ＷＬ
Ｓｈ ｉ ｒｅｍａｎ ）著゛時間最適応答帰還により
合威された同期出力波形を有する静止インバータ″参照
）を用いた装置のごとき各種の交流発生装置の一部とな
し得る。

この回路は、５ ０／６ ０ヘルツの１〜１５ＫＶＡの
範囲で全高調波歪み（ＴＨＤ）が最大５％の単相交流１
２０ボルト正弦波出力を有する小型無停電電源（ＵＰＳ
）装置の要件を満足せしめる。

それは、そのような小型ＵＰＳ装置における従来技術に
よるインバータの下記の欠点を克服する。

すなわち、（１）鉄共振定電圧トランスの中間タップと
接続された非安定化方形波駆動サイリスク。

実際、鉄共振トランスは重くかつ高価である。

（２）犬型出力フィルタと接続された安定化擬似方形波
駆動サイリスク。

フィルタを用いることは別の欠点となる。

（３）トランジスタを用いるパルス幅変調により形成さ
れるプログラム波形。

この場合の制限はトランジスタを用いる点にある。

第１図の転流回路は、主サイリスクＴＨ１およびＴＨ２
に１５マイクロ秒程度の゜゛軟″転流回復時間を強制す
る順方向降下を有するフリーホイールダイオードをもっ
たインバーク型変換装置にサイリスクを用いることを可
能にする。

これは、５ ０７６ ０ヘルツ出力に対して５％の全高
調波歪みが許される。

すなわち基本波の半サイクル当り１０圧流サイクルがお
こなわれてよい場合に、トランジスタに対して価格的に
有利な代替となる。

第１図を、マクマレイーベッドフオード式として知られ
ている周知の転流回路と比較してみよう。

第３図に示すように、従来技術の回路は中間タップ付き
トランスＴ１の１次巻線の両端に結合された２つのサイ
リスタＴＨ１およびＴＨ２を有している。

これらのサイリスクは、硬転流のために両陽極を結合す
るキャパシタＣによりプッシュ・プルに転流され、そし
て帰還整流器Ｄ１およびＤ２が蓄積されたエネルギーを
調節するために設けられる。

この従来技術による転流回路は高い周波数で動作し得な
い。

これと対煕的に、第１図の基本回路は、トランスの１次
巻線を２つの半巻線に分離したことにより、共通接続点
に関して２つの転流回路網を設けることを可能にしたこ
と、および直流電源の正極および負極間に仮想の中間点
を設けたことにより可能となった強制かつ゛軟″転流を
有している。

第１図の基本回路には各種の応用が可能である。

第４図には、トランスの高周波磁束成分の抑制を可能に
する回路配置が示されている。

２つの密結合されたインダクタＬＢおよひＬＯがＴ１の
１次側におかれ、第１図のＬＡと同じ役割を果している
。

この技術は古いもので、１９３０年５月１３日付の米国
特許第１７５８６８０号に見出すことができ、アンドレ
・チョークとして知られている。

結合度かほゾ１のとき、このチョークはトランスの１次
側における交流出力フィルタとして働き、また電力トラ
ンスに対する高周波磁気鉄心バツファとして働く。

第４図にＣ２ＢおよびＣ２Ｃとして示される側路用およ
ひ出力フィルタ用の２目的に使われるキャパシタが設け
られ、インバータがバン・バン（ｂａｎｇ−ｂａｎｇ）
制御系の一部であるとき、トランスＴ１の鉄心の磁束が
高周波電圧秒（ｖｏ ｌ ｔ − ｓｅｃｏｎｄ ）成
分の無視し得る量をうけるようにする。

チョークＬ１およびＬ２は、転流回路共振及びサイリス
クに対す′るｄｉ／ｄｔ抑制の２つの目的に役立つ。

以上より、トランスＴ１は基本周波数型であり、鉄心お
よび巻線に対して満たされるべき高周波要件が要求され
ないので、低価格であることがわかる。

インバータが、前述したＳＰＦＭ式の時間最適応制御系
の一部である場合、そのような系は過電圧過渡現象およ
び鉄心飽和を除去するので、最小の電圧一秒要件を電力
トランスが満たすことが必要となるのみである。

そのような場合においては、トランスの鉄心が高い磁束
密度で完全に使用できる一方、帰還制御が小さなヒステ
リシス・ループで動作を安定化し、通常静しゆくな動作
が得られる。

より一般的に云って、サイリスクによる方法は、約５Ｋ
ｖＡの電力レベルにおいては、ケルニツク等の米国特許
第３６３６４３０号のごときトランジスタによる方法に
対する良好な代替手段である。

サイリスクは、大容量スイッチング素子を必要とする場
合に、より低価格である。

更に、極めて高速のスイッチング・サイリスクが商業的
に入手可能となったときには、第４図の回路は４００ヘ
ルツの交流出力を供給するのに容易に適用できる。

無停電電源（ＵＰＳ）装置の価格低減は第４図の転流回
路から、第５図に示されるごとく、簡単に得られる。

このような状況においては、設計は以下の三つの変更よ
り得られる。

１ アンドレ・チョークの価格は、巻線間の厳しい結合
条件をゆるめ、従ってｄｉ／ｄｔの制限に有用な或る量
の漏れリアクタンスを導入することにより低減せしめら
れている。

２ ＴＨＰとＴＨＮの接続点に配置され両方の補助サ
イリスクに作用する１個の転流チョークが用いられてい
る。

これは、アンドレ・チョークの漏れが第４図中のＬ１お
よびＬ２の２次的機能に役立ち、ＴＨ１およびＴＨ２の
ｄｉ／ｄｔ を制限することによに達成される。

３ 電カトランスの１次巻線の各半分は、論理共通線（
ｌｏｇｉｃ ｃｏｍｍｏｎ ）でもある負極線の一つ
の側に接続される。

共通点ｂから、出力電圧、電流（第５図にＡＳ１，ＡＳ
２として図示）およひ予側（ａｎｔｉｃｔｐａｔ ｉｏ
ｎ ）のためのすべての帰還検出素子が直接に或いは分
路抵抗により何ら附加的な磁気的な素子を必要とせずに
形成し得る。

それにより、２つの変流器および１つの計器用変圧器が
除かれる。

そのような価格を引き下げるための措置は、機能を著る
しく低下せしめることなしにおこない得る。

この新規なインバータのサイリスクにか＼るピーク電圧
は、図示の例では３．５Ｅである。

このことは、中間タップ回路において通常電圧倍増が生
ずることからみて、驚くべきことではない。

６００ボルト定格までのインバータ型サイリスクはＴＨ
１およびＴＨ２に対して簡単に用い得るし、そのことは
１５０ボルト或いはそれより多少高い電圧までのバッテ
リー電源に対する゛′中間タツプ″回路の適用を可能に
する。

ＴＨＰおよびＴＨＮはより少ない電流定格でもよく、ま
たより普通の回復時間、例えば４０マイクロ秒であって
もよい。

第６図は、直流一直流ＰＷＭトランス型インバータに適
する第１図の回路の構或に関する。

第１図の基本回路は方形波直流一直流インバータにも適
用可能であるが、第６図に示すように、Ｌ３ｙＣ２の直
流出力フィルタを伴った全波整流ブリッジＢＲは、安定
度のよい直流一直流およびＰＷＭ変換のためにより重要
な回路配列と謂える。

高速スイッチング・サイリスクを用いると、おそらく３
０ ＫＨｚ程度の高周波性能が得られ、それによって
特に重要なこの新規な回路による直流一直流変換が行わ
れる。

ＰＷＭ電圧制御を導入するために、サイクル当り２つの
不動作期間が導入されなければならない。

これらの各期間の間、ブリッジＢＲはＬ３チョーク電流
に対しフリーホイール作用を及ぼし、そしてすべてのサ
イリスクはその時遮断されなければならない。

第２図を参照すると、転流キャパシタは、ＴＨＰを通る
大パルスに続いて負極線以下の０．５Ｅのレベルまで達
し、そしてＴＨＮを通る大ハルスに続いて正極線を超え
て＋０．５Ｅのレベルに達する。

ブリッジＢＲを通るフリーホイール電流がトランス電圧
をほゾ零にクランプするので、すべてのサイリスクを同
時に遮断せしめるためにサイクル当り２回の機会がこの
新規な転流回路により与えられる。

このＯＦＦ期間は、必要に応じいくらでも延ばすことが
できる。

事実、制御論理が、サイリスクのそれ以上の点弧を抑制
すれば、任意のそのような期間中に、変換装置は動作を
停止されることができるのである。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例による基本転流回路の回路
図、第２図は第１図の転流回路の転流プロセスを例示す
る曲線図、第３図は従来技術による自動転流回路の回路
図、第４図は第１図の′整流回路を用いた正弦波単相出
力用単極電力段の回路図、第５図は第１図の転流回路の
低価格版の回路図、第６図は直流／直流調整器に応用さ
れた第１図の転流回路を示す回路図である。 図中、ＴＨＩ ，ＴＨ２・・・・・・主サイリスク、Ｔ
ＨＰ，ＴＨＮ・・・・・・補助サイリスク、Ｄ１，Ｄ２
・・・・・・ダイオード、Ｃ３，Ｃ４・・・・・・転流
キャパシタ、Ｌ１，Ｌ２・・・・・・インダクタ、Ｔ１
・・・・・・１・ランス、Ｗ１，Ｗ２・・・・・・トラ
ンスの１次巻線、Ｗｓ・・・・・・トランスの２次巻線
、Ｊ・・・・・・共通接続点。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 直流電源の正負両極間で並列に接続される第１主サ
   イリスクと第２主サイリスクを交互に転流させるための
   転流回路であって、 前記電源の正極に関し前記第１主サイリスクを転流させ
   るための正極転流回路網、および前記電源の負極に関し
   前記第２主サイリスクを転流させるための負極転流回路
   網を備え、 前記第１主サイリスクは導電すると前記電源の両端間に
   第１電流通路を形成し、この第１電流通路は直列に第１
   インダクタおよぴ１・ランスの第１の１次巻線を含み、
   そして前記第２主サイリスクは導電すると前記電源の両
   端間に第２電流通路を形成し、この第２電流通路は直列
   に第２インダククおよび前記１・ランスの第２の１次巻
   線を含み、前記第１と第２の１次巻線は誘導的に逆方向
   に巻かれ、 前記トランスに共通の２次巻線が設けられ、前記第１お
   よび第２の１次巻線に応答して前記電源から前記第１主
   サイリスクおよび前記第２主サイリスクによって変換さ
   れた交流電力を出力し、前詔正極転流回路網は前記正極
   と組合された第１キャパシタ、第１補助サイリスク、前
   記第１インダククおよひ第１ダイオードを含み、そして
   前記負極転流回路網は前記負極と組合された第２キャパ
   シタ、第２補助サイリスク、前記第２インダククおよび
   第２ダイオードを含み、 前記第１キャパシタ、前記第２キャパシタ、前記第１補
   助サイリスタおよひ前記第２補助サイリスクは１つの共
   通接続点を有してなる 転流回路。 ２ 第１インダククおよひ第２インダククが共通の単一
   インダクタとされ、共通接続点において、その一端が第
   １補助サイリスクおよひ第２補助サイリスクにかつその
   他端が第１キャパシタおよひ第２キャパシタに接続され
   る特許請求の範囲第１項記載の転流回路。 ３ 実質上結合度１に互に結合された第２およひ第３の
   補助巻線が第１電流通路およひ第２電流通路にそれぞれ
   接続されてなる特許請求の範囲第１項記載の転流回路。