JPH0686219A - 映像信号強度のラスタ走査されたサンプルをサブナイキストサンプリングするのに使用するためのディジタル変調器 - Google Patents
映像信号強度のラスタ走査されたサンプルをサブナイキストサンプリングするのに使用するためのディジタル変調器Info
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 所定の最大周波数にまで伸長する帯域幅を有
する基本帯域信号のビデオ信号をテープに記録する。 【構成】 ビデオ信号をディジタル化し、最大周波数の
半分のクロスオーバ周波数をもったディジタル帯域分離
フィルタ９０〜９２に印加し、低周波数の帯域成分のサ
ンプルと高周波数の帯域成分のサンプルに分割し、最大
周波数の重畳搬送波を変調するための平衡変調器９３〜
１００を接続し、平衡変調信号を発生するために高周波
数の帯域成分に基づいて変調し、低周波数の帯域成分と
線形結合し、重畳スペクトルビデオ信号を生ずる。でき
れば、ディジタル化したビデオ信号のサンプリング率は
正確に最大周波数のナイキスト率として、適切な位相の
重畳搬送波の変調信号を変調信号の連続的なサンプルを
＋１及び−１に交替に乗算したものに、ディジタル乗算
器を使用しないで変換する。
する基本帯域信号のビデオ信号をテープに記録する。 【構成】 ビデオ信号をディジタル化し、最大周波数の
半分のクロスオーバ周波数をもったディジタル帯域分離
フィルタ９０〜９２に印加し、低周波数の帯域成分のサ
ンプルと高周波数の帯域成分のサンプルに分割し、最大
周波数の重畳搬送波を変調するための平衡変調器９３〜
１００を接続し、平衡変調信号を発生するために高周波
数の帯域成分に基づいて変調し、低周波数の帯域成分と
線形結合し、重畳スペクトルビデオ信号を生ずる。でき
れば、ディジタル化したビデオ信号のサンプリング率は
正確に最大周波数のナイキスト率として、適切な位相の
重畳搬送波の変調信号を変調信号の連続的なサンプルを
＋１及び−１に交替に乗算したものに、ディジタル乗算
器を使用しないで変換する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はディジタル同期変調器に
関するもので、特に映像信号強度（image intensity)の
ラスタ走査されたサンプルを表示するディジタルビデオ
信号をサブナイキストサンプリングして減少された周波
数帯域を有する重なったビデオ信号を発生させる変調器
に関するものである。
関するもので、特に映像信号強度（image intensity)の
ラスタ走査されたサンプルを表示するディジタルビデオ
信号をサブナイキストサンプリングして減少された周波
数帯域を有する重なったビデオ信号を発生させる変調器
に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】輝度信号をサブナイキストサンプリング
して周波数おりこみ（Frequency Interleaving) によっ
て解像度を増加させると同時に、その輝度情報によって
占有された周波数スペクトルを同一に維持させると共
に、既存のテレビジョン受像機とある程度の互換性を有
するテレビジョンシステムが提案されてきた。連続的に
走査されるテレビジョン信号をサブナイキストサンプリ
ングするとき、第１組の交互するフレームで奇数番目の
ラインのうちすべての奇数サンプルは零に代替されると
共に、偶数番目のラインのうちすべての偶数サンプルも
零に代替される一方、第２組の交互するフレーム（第１
組のフレームと時間的に直交された）で奇数番目のライ
ンのうちすべての偶数サンプルは零に代替されると共に
偶数番目のラインのうちすべての奇数サンプルも零に代
替され、この零のサンプルは伝送されない。フィールド
飛越された（Field-interlaced) テレビジョン信号もサ
ブナイキストサンプルされる。既存の放送される輝度信
号の周波数帯域幅の２倍まで輝度信号をサブナイキスト
サンプリングすることで、既存の放送される輝度信号以
下の周波数帯域を有する“輝度重畳信号”（folded-lum
inance signal)を発生させる。
して周波数おりこみ（Frequency Interleaving) によっ
て解像度を増加させると同時に、その輝度情報によって
占有された周波数スペクトルを同一に維持させると共
に、既存のテレビジョン受像機とある程度の互換性を有
するテレビジョンシステムが提案されてきた。連続的に
走査されるテレビジョン信号をサブナイキストサンプリ
ングするとき、第１組の交互するフレームで奇数番目の
ラインのうちすべての奇数サンプルは零に代替されると
共に、偶数番目のラインのうちすべての偶数サンプルも
零に代替される一方、第２組の交互するフレーム（第１
組のフレームと時間的に直交された）で奇数番目のライ
ンのうちすべての偶数サンプルは零に代替されると共に
偶数番目のラインのうちすべての奇数サンプルも零に代
替され、この零のサンプルは伝送されない。フィールド
飛越された（Field-interlaced) テレビジョン信号もサ
ブナイキストサンプルされる。既存の放送される輝度信
号の周波数帯域幅の２倍まで輝度信号をサブナイキスト
サンプリングすることで、既存の放送される輝度信号以
下の周波数帯域を有する“輝度重畳信号”（folded-lum
inance signal)を発生させる。
【０００３】Ｅ．Ａ HowsonとＤ．Ａ．Bellは英国無線
技術者学会誌（Journal of the British Institute of
Radio Engineers)の１９６０年２月号の第１２７〜１３
６頁に記載されている“周波数飛越しによるテレビジョ
ン周波数帯域幅の減少”という題下の論文で、アナログ
領域で輝度情報の周波数おりこみについて述べている。
Howson等の諸氏の意図の中で一つは、輝度信号全体を使
用してその輝度信号で最大周波数以上の搬送波を振幅変
調して得られた信号を中間周波数帯域で遮断周波数を有
する低域通過フィルタに供給するものである。Howson等
の諸氏のまた他の意図は輝度信号を周波数帯域分離フィ
ルタによって同一の周波数帯域幅を有する低周波及び高
周波帯域内に各々存在する２個の成分に分離して、その
高周波帯域成分はその高周波帯域以上の周波数を有する
搬送波を振幅変調するのに使用し、その振幅変調に起因
する低周波側波帯域はその低周波帯域成分と結合して輝
度重畳信号を得るものである。それにもかかわらず、周
波数飛越しによってテレビジョン周波数帯域幅を減少さ
せるものはアナログ領域では満足できないが、その理由
は再構成された全帯域デレビジョン映像に望ましくない
ドットクロール現象を起こす周波数おりこみによって惹
起される人為的な要素を除去することが困難のためであ
る。
技術者学会誌（Journal of the British Institute of
Radio Engineers)の１９６０年２月号の第１２７〜１３
６頁に記載されている“周波数飛越しによるテレビジョ
ン周波数帯域幅の減少”という題下の論文で、アナログ
領域で輝度情報の周波数おりこみについて述べている。
Howson等の諸氏の意図の中で一つは、輝度信号全体を使
用してその輝度信号で最大周波数以上の搬送波を振幅変
調して得られた信号を中間周波数帯域で遮断周波数を有
する低域通過フィルタに供給するものである。Howson等
の諸氏のまた他の意図は輝度信号を周波数帯域分離フィ
ルタによって同一の周波数帯域幅を有する低周波及び高
周波帯域内に各々存在する２個の成分に分離して、その
高周波帯域成分はその高周波帯域以上の周波数を有する
搬送波を振幅変調するのに使用し、その振幅変調に起因
する低周波側波帯域はその低周波帯域成分と結合して輝
度重畳信号を得るものである。それにもかかわらず、周
波数飛越しによってテレビジョン周波数帯域幅を減少さ
せるものはアナログ領域では満足できないが、その理由
は再構成された全帯域デレビジョン映像に望ましくない
ドットクロール現象を起こす周波数おりこみによって惹
起される人為的な要素を除去することが困難のためであ
る。
【０００４】ＶＨＳフォーマットを用いる家庭用ビデオ
カセットレコーダ（ＶＣＲ）を改良するために輝度信号
をサブナイキストサンプリングする方法が提案されたこ
とがある。ＶＨＳフォーマットとは、カラーアンダフォ
ーマットをいう。色情報は水平同期信号の４０番目の調
波である抑制された６２９ｋＨｚ搬送波の同相直角振幅
変調された側波帯域として記録される。色情報は周波数
が３．４〜４．４ＭＨｚ（＋又は−０．１ＭＨｚ）の範
囲に存在する搬送波の周波数変調として記録され、１．
４ＭＨｚ未満の側波帯域のエネルギーを抑制するように
余波された後に１．４〜７．０ＭＨｚの周波数帯域を占
有する。この輝度と色搬送波は回転するヘッドホイール
組立体に付着されたヘリカル走査式ヘッドを使用して記
録及び再生されるが、その二つのビデオ情報信号成分は
対角線方向のトラックに沿って記録される。ビデオテー
プの側音響トラックに音響情報を記録及び再生するのに
固定ヘッドを使用できる。また回転するヘッドホイール
の組立体に備えられたワイドギャップヘッドによるヘリ
カル走査によって高感度のステレオ音響を音響トラック
に対角線方向に録音及び再生することもできる。この高
感度のステレオ音響は１．２ＭＨｚ搬送波を周波数変調
する。
カセットレコーダ（ＶＣＲ）を改良するために輝度信号
をサブナイキストサンプリングする方法が提案されたこ
とがある。ＶＨＳフォーマットとは、カラーアンダフォ
ーマットをいう。色情報は水平同期信号の４０番目の調
波である抑制された６２９ｋＨｚ搬送波の同相直角振幅
変調された側波帯域として記録される。色情報は周波数
が３．４〜４．４ＭＨｚ（＋又は−０．１ＭＨｚ）の範
囲に存在する搬送波の周波数変調として記録され、１．
４ＭＨｚ未満の側波帯域のエネルギーを抑制するように
余波された後に１．４〜７．０ＭＨｚの周波数帯域を占
有する。この輝度と色搬送波は回転するヘッドホイール
組立体に付着されたヘリカル走査式ヘッドを使用して記
録及び再生されるが、その二つのビデオ情報信号成分は
対角線方向のトラックに沿って記録される。ビデオテー
プの側音響トラックに音響情報を記録及び再生するのに
固定ヘッドを使用できる。また回転するヘッドホイール
の組立体に備えられたワイドギャップヘッドによるヘリ
カル走査によって高感度のステレオ音響を音響トラック
に対角線方向に録音及び再生することもできる。この高
感度のステレオ音響は１．２ＭＨｚ搬送波を周波数変調
する。
【０００５】このようなＶＨＳフォーマットのビデオテ
ープ記録方法に関する一例が１９８９年５月１６日付け
Faroudjaの“高周波輝度信号成分を中間周波数帯域のス
ペクトルに重畳させるビデオプロセッシングという題目
の米国特許第４，８３１，４６３号に開示されている。
このFaroudjaのビデオ録画システムにおいては（上記特
許の９番目のコラムの３０〜３５行を参照すると）、基
底周波数帯域の輝度信号のライン及びフレーム走査速度
のすべての正確な奇数倍の調波である周波数の中でサブ
ナイキスト重畳周波数を選択する。Faroudjaは輝度信号
全体に対して重畳クロック周波数の速度でサブナイキス
トサンプリングして反転された周波数スペクトルを発生
させ、これを基底周波数帯域に周波数変換させて、ここ
で元の周波数スペクトルとおりこんでから、その結果を
重畳クロック周波数の１／２に該当する遮断周波数を有
する低域通過フィルタに供給することによって輝度重畳
信号を発生させる。このような方式は重畳クロック周波
数を抑制することについては調和を成すことができる
が、変調信号については調和を成すことができない変調
方式によって重畳クロック周波数を振幅変調するもので
ある。
ープ記録方法に関する一例が１９８９年５月１６日付け
Faroudjaの“高周波輝度信号成分を中間周波数帯域のス
ペクトルに重畳させるビデオプロセッシングという題目
の米国特許第４，８３１，４６３号に開示されている。
このFaroudjaのビデオ録画システムにおいては（上記特
許の９番目のコラムの３０〜３５行を参照すると）、基
底周波数帯域の輝度信号のライン及びフレーム走査速度
のすべての正確な奇数倍の調波である周波数の中でサブ
ナイキスト重畳周波数を選択する。Faroudjaは輝度信号
全体に対して重畳クロック周波数の速度でサブナイキス
トサンプリングして反転された周波数スペクトルを発生
させ、これを基底周波数帯域に周波数変換させて、ここ
で元の周波数スペクトルとおりこんでから、その結果を
重畳クロック周波数の１／２に該当する遮断周波数を有
する低域通過フィルタに供給することによって輝度重畳
信号を発生させる。このような方式は重畳クロック周波
数を抑制することについては調和を成すことができる
が、変調信号については調和を成すことができない変調
方式によって重畳クロック周波数を振幅変調するもので
ある。
【０００６】ＶＨＳフォーマットのビデオテープ録画方
法に関するまた他の一例は１９９１年６月５日から７日
まで米国イリノイ州のロズモントで行なわれた会議に関
するＩＥＥＥ １９９１消費者電子製品に関する国際会
議の技術論文要約書（IEEE 1991 International Confer
ence on Consumer Electronics Digest Technical Pap
ers)" の１２２〜１２３頁に記載されているＣ．Ｈ．St
rolle . Ｊ．Ｗ．Ｋｏ及びＹ．Ｊ．Ｋimの諸氏の“互換
されることができるように改良されたＶＨＳフォーマッ
トシステム”という題目の論文に簡略に開示されてい
る。この改良されたＶＨＳビデオ録画システムに関して
は、Ｃ．Ｈ．Strolle 等の諸氏によって米国特許出願さ
れ三星電子株式会社に譲渡された“狭い周波数帯域幅を
有する媒体によって広い周波数帯域幅を有するビデオ信
号を記録及び再生するシステム（ＳＹＳＴＥＭ ＦＯＲ
ＲＥＣＯＲＤＩＮＧ ＡＮＤ ＲＥＰＲＯＤＵＣＩＮ
ＧＡ ＷＩＤＥ ＢＡＮＤＷＩＤＴＨ ＶＩＤＥＯ Ｓ
ＩＧＮＡＬ ＶＩＡ ＡＮＡＲＲＯＷ ＢＡＮＤＷＩＤ
ＴＨ ＭＥＤＩＵＭ）”という名称の米国特許出願第７
８７，６９０号に更に詳細に説明されている。この改良
されたビデオ録画システムにおいては、サブナイキスト
重畳搬送波をFaroudjaの米国特許第４，８３１，４６３
号に規定された周波数の代りにライン走査速度の３２０
倍になることができるように選択するものである。
法に関するまた他の一例は１９９１年６月５日から７日
まで米国イリノイ州のロズモントで行なわれた会議に関
するＩＥＥＥ １９９１消費者電子製品に関する国際会
議の技術論文要約書（IEEE 1991 International Confer
ence on Consumer Electronics Digest Technical Pap
ers)" の１２２〜１２３頁に記載されているＣ．Ｈ．St
rolle . Ｊ．Ｗ．Ｋｏ及びＹ．Ｊ．Ｋimの諸氏の“互換
されることができるように改良されたＶＨＳフォーマッ
トシステム”という題目の論文に簡略に開示されてい
る。この改良されたＶＨＳビデオ録画システムに関して
は、Ｃ．Ｈ．Strolle 等の諸氏によって米国特許出願さ
れ三星電子株式会社に譲渡された“狭い周波数帯域幅を
有する媒体によって広い周波数帯域幅を有するビデオ信
号を記録及び再生するシステム（ＳＹＳＴＥＭ ＦＯＲ
ＲＥＣＯＲＤＩＮＧ ＡＮＤ ＲＥＰＲＯＤＵＣＩＮ
ＧＡ ＷＩＤＥ ＢＡＮＤＷＩＤＴＨ ＶＩＤＥＯ Ｓ
ＩＧＮＡＬ ＶＩＡ ＡＮＡＲＲＯＷ ＢＡＮＤＷＩＤ
ＴＨ ＭＥＤＩＵＭ）”という名称の米国特許出願第７
８７，６９０号に更に詳細に説明されている。この改良
されたビデオ録画システムにおいては、サブナイキスト
重畳搬送波をFaroudjaの米国特許第４，８３１，４６３
号に規定された周波数の代りにライン走査速度の３２０
倍になることができるように選択するものである。
【０００７】サブナイキスト速度でサンプリングされる
ビデオ信号から復されるテレビジョン映像にエイリアシ
ング要素（aliasing artifacts) が発生されることを防
止するために、米国特許出願第７８７，６９０号に開示
されているビデオ録画システムは輝度信号を録画する前
に後述のように処理する。周波数帯域分離フィルタを使
用して空間及び時間的に余波された輝度信号を定期周波
帯域と高周波帯域のスペクトルに分離する。高周波帯域
スペクトルは適切にデエンファシスさせるとか、又は低
周波帯域スペクトルに対して振幅が減少されるようにす
る。
ビデオ信号から復されるテレビジョン映像にエイリアシ
ング要素（aliasing artifacts) が発生されることを防
止するために、米国特許出願第７８７，６９０号に開示
されているビデオ録画システムは輝度信号を録画する前
に後述のように処理する。周波数帯域分離フィルタを使
用して空間及び時間的に余波された輝度信号を定期周波
帯域と高周波帯域のスペクトルに分離する。高周波帯域
スペクトルは適切にデエンファシスさせるとか、又は低
周波帯域スペクトルに対して振幅が減少されるようにす
る。
【０００８】デエファシスされた高周波成分を有する全
帯域輝度信号を発生させるためにそのデエンファシスさ
れた高周波帯域スペクトルを低周波帯域スペクトルと再
結合させると、Faroudjaが使用する方法によりその全帯
域信号から輝度重畳信号を発生させることは再生中にそ
のデエンファシスされた高周波帯域スペクトルをその低
周波帯域スペクトルに対して元来の周波数状態に復させ
ることに関する問題を起こす。このような問題が生ずる
理由は空間及び時間的に余波された輝度信号を低周波数
帯域と高周波数帯域スペクトルに分離する周波数帯域分
離フィルタによって高周波帯域スペクトルの中で比較的
低いロールオフと共に、サブナイキストサンプリングさ
れた全帯域信号から輝度重畳信号を発生させる低周波通
過フィルタによっても、その高周波帯域スペクトルの中
で比較的低い周波数が付随的にロールオフするためであ
る。
帯域輝度信号を発生させるためにそのデエンファシスさ
れた高周波帯域スペクトルを低周波帯域スペクトルと再
結合させると、Faroudjaが使用する方法によりその全帯
域信号から輝度重畳信号を発生させることは再生中にそ
のデエンファシスされた高周波帯域スペクトルをその低
周波帯域スペクトルに対して元来の周波数状態に復させ
ることに関する問題を起こす。このような問題が生ずる
理由は空間及び時間的に余波された輝度信号を低周波数
帯域と高周波数帯域スペクトルに分離する周波数帯域分
離フィルタによって高周波帯域スペクトルの中で比較的
低いロールオフと共に、サブナイキストサンプリングさ
れた全帯域信号から輝度重畳信号を発生させる低周波通
過フィルタによっても、その高周波帯域スペクトルの中
で比較的低い周波数が付随的にロールオフするためであ
る。
【０００９】この付随的なロールオフ現象は米国特許出
願第７８７，６９０号に開示されたビデオ録画システム
でそのデエンファシスされた高周波帯域スペクトルを均
衡変調器に加えることによって防止されるが、ここでそ
の変調信号はその重畳搬送波とヘテロダインされる。こ
のような変調の結果、変調信号と共に重畳クロック周波
数が抑制される。その結果、均衡変調器の出力信号は基
底周波数帯域に周波数変換され反転されたスペクトルと
してその変調信号の元のスペクトルを伴わない。この反
転されたスペクトルはそのデエンファシスされた高周波
帯域スペクトルを符号化するもので、元の周波数帯域分
離フィルタによる周波数ロールオフのみを有する。元の
デエンファシスされた高周波帯域スペクトルによって占
有された重畳クロック周波数下の周波数範囲には著しい
スペクトルエネルギーの欠乏があり、この周波数範囲と
対称されるその重畳クロック周波数以上の周波数範囲に
も著しいスペクトルエネルギーの欠乏がある。即ち、均
衡変調器の出力信号はその重畳クロック周波数の一番目
の調波（及びすべての奇数番目の調波）の側波帯をもっ
ていない。この均衡変調器の出力信号は低周波帯域スペ
クトルに付加されて輝度重畳信号を発生させる。均衡変
調器によって発生される重畳クロック周波数の偶数番目
の調波の側波帯を抑制する一方、その周波数帯域分離フ
ィルタのクロスオーバ周波数に隣接した輝度重畳信号の
望ましくない付加的なロールオフ現象を起こさない低域
通過フィルタを設計するのはフィルタの設計の熟練者に
おいては容易なことである。
願第７８７，６９０号に開示されたビデオ録画システム
でそのデエンファシスされた高周波帯域スペクトルを均
衡変調器に加えることによって防止されるが、ここでそ
の変調信号はその重畳搬送波とヘテロダインされる。こ
のような変調の結果、変調信号と共に重畳クロック周波
数が抑制される。その結果、均衡変調器の出力信号は基
底周波数帯域に周波数変換され反転されたスペクトルと
してその変調信号の元のスペクトルを伴わない。この反
転されたスペクトルはそのデエンファシスされた高周波
帯域スペクトルを符号化するもので、元の周波数帯域分
離フィルタによる周波数ロールオフのみを有する。元の
デエンファシスされた高周波帯域スペクトルによって占
有された重畳クロック周波数下の周波数範囲には著しい
スペクトルエネルギーの欠乏があり、この周波数範囲と
対称されるその重畳クロック周波数以上の周波数範囲に
も著しいスペクトルエネルギーの欠乏がある。即ち、均
衡変調器の出力信号はその重畳クロック周波数の一番目
の調波（及びすべての奇数番目の調波）の側波帯をもっ
ていない。この均衡変調器の出力信号は低周波帯域スペ
クトルに付加されて輝度重畳信号を発生させる。均衡変
調器によって発生される重畳クロック周波数の偶数番目
の調波の側波帯を抑制する一方、その周波数帯域分離フ
ィルタのクロスオーバ周波数に隣接した輝度重畳信号の
望ましくない付加的なロールオフ現象を起こさない低域
通過フィルタを設計するのはフィルタの設計の熟練者に
おいては容易なことである。
【００１０】この輝度重畳信号は周波数変調器に変調信
号として供給される。その周波数変調器によって発生さ
れた周波数変調された輝度搬送波は複合振幅変調（comp
lex-amplitude-modulation) カラーアンダ搬送波と結合
されてねじ方向に走査するビデオレコーダヘッドを向っ
て録画信号を発生させる。米国特許出願第７８７，６９
０号に開示されたビデオ録画システムと再生時に次のよ
うに動作する。ヘリカル走査するビデオ再生ヘッドによ
って復された再生信号内に存在する周波数変調された輝
度搬送波と複合振幅変調カラーアンダ搬送波はそれぞれ
復調される前に各々の周波数帯域フィルタによって相互
に分離される。その輝度重畳信号はその輝度搬送波の周
波数変調を検出することによって復されてから、重畳解
除過程をへるようになる。この過程で輝度重畳信号は変
調器に変調信号として供給され重畳搬送波とヘテロダイ
ン結合されることで、その反転されたスペクトル部分を
元の高周波帯域に対して回復させて置く。このようなヘ
テロダイニング過程は高周波帯域を伴う低周波帯域の望
ましくない映像をスペクトル部分で発生させる。低周波
帯域、回復された高周波帯域及び低周波帯域の高周波帯
域映像は空間及び時間的に余波され抑制されることによ
って、デエンファシスされた高周波帯域を有する輝度信
号を回復させる。
号として供給される。その周波数変調器によって発生さ
れた周波数変調された輝度搬送波は複合振幅変調（comp
lex-amplitude-modulation) カラーアンダ搬送波と結合
されてねじ方向に走査するビデオレコーダヘッドを向っ
て録画信号を発生させる。米国特許出願第７８７，６９
０号に開示されたビデオ録画システムと再生時に次のよ
うに動作する。ヘリカル走査するビデオ再生ヘッドによ
って復された再生信号内に存在する周波数変調された輝
度搬送波と複合振幅変調カラーアンダ搬送波はそれぞれ
復調される前に各々の周波数帯域フィルタによって相互
に分離される。その輝度重畳信号はその輝度搬送波の周
波数変調を検出することによって復されてから、重畳解
除過程をへるようになる。この過程で輝度重畳信号は変
調器に変調信号として供給され重畳搬送波とヘテロダイ
ン結合されることで、その反転されたスペクトル部分を
元の高周波帯域に対して回復させて置く。このようなヘ
テロダイニング過程は高周波帯域を伴う低周波帯域の望
ましくない映像をスペクトル部分で発生させる。低周波
帯域、回復された高周波帯域及び低周波帯域の高周波帯
域映像は空間及び時間的に余波され抑制されることによ
って、デエンファシスされた高周波帯域を有する輝度信
号を回復させる。
【００１１】デエンファシスされた高周波帯域スペクト
ルは周波数帯域分離フィルタによって低周波帯域から分
離され再びエンファシスされる（re-emphasized)ことに
よって元の基底周波数帯域スペクトルの振幅を復する。
この回復過程が録画時に使用される周波数帯域分離フィ
ルタと結合されたことに付随的な高周波帯域スペクトル
の中で比較的低い周波数のロールオフによって妨害を受
けるものである。このような周波数のロールオフは中間
スペクトル周波数の振幅に減少を惹起する傾向がある。
ルは周波数帯域分離フィルタによって低周波帯域から分
離され再びエンファシスされる（re-emphasized)ことに
よって元の基底周波数帯域スペクトルの振幅を復する。
この回復過程が録画時に使用される周波数帯域分離フィ
ルタと結合されたことに付随的な高周波帯域スペクトル
の中で比較的低い周波数のロールオフによって妨害を受
けるものである。このような周波数のロールオフは中間
スペクトル周波数の振幅に減少を惹起する傾向がある。
【００１２】次に、この振幅が復した高周波帯域スペク
トルはそれによって分離された低周波帯域と再結合され
ることによって広帯域幅の輝度信号を全帯域幅に回復さ
せる。この広帯域幅の輝度信号、複合振幅変調カラーア
ンダ搬送波から復調された色信号及び、オーディオテー
プトラックから再生された音響信号は事実上放送カラー
テレビジョンの規格に従って符号化され、放送周波数帯
域の搬送波を振幅変調するのに適切に使用されること
で、カラーテレビジョン放送受信機に対する入力信号と
して供給するのに適合な信号を発生することができるよ
うになる。また、広帯域幅輝度信号、色信号及び音響信
号は放送周波数帯域搬送波を振幅変調するのに使用され
る代りに直接カラーテレビジョンモニターに供給される
こともできる。
トルはそれによって分離された低周波帯域と再結合され
ることによって広帯域幅の輝度信号を全帯域幅に回復さ
せる。この広帯域幅の輝度信号、複合振幅変調カラーア
ンダ搬送波から復調された色信号及び、オーディオテー
プトラックから再生された音響信号は事実上放送カラー
テレビジョンの規格に従って符号化され、放送周波数帯
域の搬送波を振幅変調するのに適切に使用されること
で、カラーテレビジョン放送受信機に対する入力信号と
して供給するのに適合な信号を発生することができるよ
うになる。また、広帯域幅輝度信号、色信号及び音響信
号は放送周波数帯域搬送波を振幅変調するのに使用され
る代りに直接カラーテレビジョンモニターに供給される
こともできる。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】広帯域幅輝度信号から
出る重なったビテオ信号の発生はアナログよりは却って
ディジタル方式として更によく成る。一般に、均衡変調
器は次の言及のようにディジタル方式によって実現させ
る。一対の４分円ディジタル乗算器を使用してディジタ
ルに変換された変調信号のサンプルに一番目のディジタ
ルに変換された搬送波とこれに対して位相が反対される
二番目のディジタル変換された搬送波とを乗算し、均衡
変調器の出力信号を発生させるその２個のディジタル出
力信号をディジタル加算器に結合する。ビデオサンプル
速度で動作するディジタル乗算器は値が高く、一つの半
導体基板からなる集積回路上で広い面積を占める。この
ような乗算器は電力消耗が多く、これによって発生され
る熱を除去しなければならない問題を招く。
出る重なったビテオ信号の発生はアナログよりは却って
ディジタル方式として更によく成る。一般に、均衡変調
器は次の言及のようにディジタル方式によって実現させ
る。一対の４分円ディジタル乗算器を使用してディジタ
ルに変換された変調信号のサンプルに一番目のディジタ
ルに変換された搬送波とこれに対して位相が反対される
二番目のディジタル変換された搬送波とを乗算し、均衡
変調器の出力信号を発生させるその２個のディジタル出
力信号をディジタル加算器に結合する。ビデオサンプル
速度で動作するディジタル乗算器は値が高く、一つの半
導体基板からなる集積回路上で広い面積を占める。この
ような乗算器は電力消耗が多く、これによって発生され
る熱を除去しなければならない問題を招く。
【００１４】ビデオ録画システムに使用される輝度重畳
信号で輝度信号のサンプリング速度を重畳搬送波の周波
数の２倍になるように選択すると、そのサンプリング周
波数の第１調波の側波帯の比較的に低い部分が基底周波
数帯域スペクトルのすぐ上の周波数範囲に落る。これは
その輝度信号のスペクトルの重畳と干渉するもので表
す。しかし、その基底周波数帯域とその比較的低い第一
調波の側波帯に存在する高周波輝度スペクトルが結合し
て重畳搬送周波数を中心にする帯域通過フィルタの応答
信号と等価である周波数スペクトルを提供する。重畳搬
送周波数として動作する均衡変調器は重畳搬送周波数に
中心を置いた帯域通過フィルタの応答信号に応じて２個
の高周波輝度スペクトルが零周波数を中心に一緒に重な
って予想される干渉を起こさなくても反転された高周波
輝度周波数を形成する出力信号を発生させる。ビデオ録
画システムに使用される輝度重畳信号で輝度サンプリン
グ速度をその重畳搬送周波数の２倍になるように選択す
ると、適切に位相が調整された重畳搬送波の均衡変調過
程でその変調信号の連続的なサンプルに＋１及び−１を
交代に乗算するもので簡素化される。このような乗算は
ディジタル乗算器を使用する必要せずに行なわれる。
信号で輝度信号のサンプリング速度を重畳搬送波の周波
数の２倍になるように選択すると、そのサンプリング周
波数の第１調波の側波帯の比較的に低い部分が基底周波
数帯域スペクトルのすぐ上の周波数範囲に落る。これは
その輝度信号のスペクトルの重畳と干渉するもので表
す。しかし、その基底周波数帯域とその比較的低い第一
調波の側波帯に存在する高周波輝度スペクトルが結合し
て重畳搬送周波数を中心にする帯域通過フィルタの応答
信号と等価である周波数スペクトルを提供する。重畳搬
送周波数として動作する均衡変調器は重畳搬送周波数に
中心を置いた帯域通過フィルタの応答信号に応じて２個
の高周波輝度スペクトルが零周波数を中心に一緒に重な
って予想される干渉を起こさなくても反転された高周波
輝度周波数を形成する出力信号を発生させる。ビデオ録
画システムに使用される輝度重畳信号で輝度サンプリン
グ速度をその重畳搬送周波数の２倍になるように選択す
ると、適切に位相が調整された重畳搬送波の均衡変調過
程でその変調信号の連続的なサンプルに＋１及び−１を
交代に乗算するもので簡素化される。このような乗算は
ディジタル乗算器を使用する必要せずに行なわれる。
【００１５】
【課題を解決するための手段】所定の最大周波数まで延
長される所定の帯域幅を有する基底周波数帯域信号のビ
デオ信号を本発明による装置で処理すると、スペクトル
重畳（folded-spectrum)ビデオ信号が発生する。ビデオ
信号をディジタル信号に変換させ前記所定の最大周波数
の半分になるクロスオーバ周波数を有するディジタル周
波数帯域分離フィルタに供給して相対的な低周波数帯域
成分のサンプルと高周波数帯域成分のサンプルに分離す
る。均衡変調器によってその所定の最大周波数を有する
重畳搬送波（folding carrier wave) を変調させるが、
この変調過程はその相対的な高周波帯域成分に従って行
なわれ、この均衡変調信号はその相対的な低周波帯域成
分と線形的に結合されるスペクトル重畳ビデオ信号を発
生させる。本発明の望ましい一例による装置において
は、ディジタルに変換されたビデオ信号のサンプリング
速度が所定の最大周波数のナイキストと正確に一致し、
適切に位相が調整された重畳搬送波の均衡変調過程を変
調信号の連続的なサンプルに＋１及び−１を交代に乗算
するもので簡素化する。このような乗算過程はディジタ
ル乗算器を使用する必要なく行なわれる。
長される所定の帯域幅を有する基底周波数帯域信号のビ
デオ信号を本発明による装置で処理すると、スペクトル
重畳（folded-spectrum)ビデオ信号が発生する。ビデオ
信号をディジタル信号に変換させ前記所定の最大周波数
の半分になるクロスオーバ周波数を有するディジタル周
波数帯域分離フィルタに供給して相対的な低周波数帯域
成分のサンプルと高周波数帯域成分のサンプルに分離す
る。均衡変調器によってその所定の最大周波数を有する
重畳搬送波（folding carrier wave) を変調させるが、
この変調過程はその相対的な高周波帯域成分に従って行
なわれ、この均衡変調信号はその相対的な低周波帯域成
分と線形的に結合されるスペクトル重畳ビデオ信号を発
生させる。本発明の望ましい一例による装置において
は、ディジタルに変換されたビデオ信号のサンプリング
速度が所定の最大周波数のナイキストと正確に一致し、
適切に位相が調整された重畳搬送波の均衡変調過程を変
調信号の連続的なサンプルに＋１及び−１を交代に乗算
するもので簡素化する。このような乗算過程はディジタ
ル乗算器を使用する必要なく行なわれる。
【００１６】図１９〜図３６に示した周波数の水平座標
軸はＭＨｚに表すものである。本発明の新規の特徴を強
調するために、そしてビデオ録画システムから一般的に
発見される複雑な公知の部品のために本発明の特徴が隠
されないように、遅延装置を等化させることに関する説
明は省略する。ビデオ録画システムを設計する技術に熟
練された者ならビデオ信号を相互に適切に整列するため
に、そしてその信号を処理する方法の差によって起こる
ビデオ信号間の遅延時間差を補償するために、そのよう
な遅延装置が必要であるということがよく分る。なお、
このような熟練の技術者は前記遅延装置をどこに使用す
べきか、またその動作特性をいかな値にすべきかよく分
る。
軸はＭＨｚに表すものである。本発明の新規の特徴を強
調するために、そしてビデオ録画システムから一般的に
発見される複雑な公知の部品のために本発明の特徴が隠
されないように、遅延装置を等化させることに関する説
明は省略する。ビデオ録画システムを設計する技術に熟
練された者ならビデオ信号を相互に適切に整列するため
に、そしてその信号を処理する方法の差によって起こる
ビデオ信号間の遅延時間差を補償するために、そのよう
な遅延装置が必要であるということがよく分る。なお、
このような熟練の技術者は前記遅延装置をどこに使用す
べきか、またその動作特性をいかな値にすべきかよく分
る。
【００１７】また、アナログディジタル変換器が表示さ
れている場合に、熟練技術者はその変換器の前にアナロ
グ低周波通過フィルタを設けなければエイリアシングを
防止できないことがよく分り、ディジタル−アナログ変
換器が表示されている場合にはこの変換器の後にアナロ
グ低周波通過フィルタを設けなければクロック残留信号
（clock remnants) と量子化雑音を抑制することができ
ないことがよる分る。概略的なブロック図で、制御信号
の接続は点線に示し、データ信号の接続は実線に示し
た。
れている場合に、熟練技術者はその変換器の前にアナロ
グ低周波通過フィルタを設けなければエイリアシングを
防止できないことがよく分り、ディジタル−アナログ変
換器が表示されている場合にはこの変換器の後にアナロ
グ低周波通過フィルタを設けなければクロック残留信号
（clock remnants) と量子化雑音を抑制することができ
ないことがよる分る。概略的なブロック図で、制御信号
の接続は点線に示し、データ信号の接続は実線に示し
た。
【００１８】
【実施例】次に本発明についてテープ録画及び再生がす
べてできるビデオテープ装置を例に挙げて説明するが、
録画又は再生のうちある一つの機能のみを有するビデオ
テープ装置にも本発明を適用することができることは勿
論である。本発明はビデオに伴う音響を録画及び再生す
る方法には相関しない。従って、説明の便宜上ビデオに
伴う音響を録画及び再生するのに係る公知の装置につい
ての説明は省略する。テープ録画及び再生がすべてでき
るビデオテープ装置においては多極（multi-pole) 録画
／再生スイッチを使用して録画モード及び再生モード時
に回路の部分をそれぞれ接続を違えることによって共通
に使用するのが普通である。従って、録画モード及び再
生モードにすべて使用される回路部分の要素にはあるモ
ードで動作しても同一の符号として表示した。この要素
の多極録画／再生スイッチの接続についてはビデオテー
プ装置用録画及び再生回路を設計する技術に熟練された
技術者が基本的に分っているので具体的な説明は省略す
る。多極録画／再生スイッチ全的に機械式、例えばウェ
ーハスイッチとして提供されるとか、一部又は全部を電
子的な手段として具現することもできる。
べてできるビデオテープ装置を例に挙げて説明するが、
録画又は再生のうちある一つの機能のみを有するビデオ
テープ装置にも本発明を適用することができることは勿
論である。本発明はビデオに伴う音響を録画及び再生す
る方法には相関しない。従って、説明の便宜上ビデオに
伴う音響を録画及び再生するのに係る公知の装置につい
ての説明は省略する。テープ録画及び再生がすべてでき
るビデオテープ装置においては多極（multi-pole) 録画
／再生スイッチを使用して録画モード及び再生モード時
に回路の部分をそれぞれ接続を違えることによって共通
に使用するのが普通である。従って、録画モード及び再
生モードにすべて使用される回路部分の要素にはあるモ
ードで動作しても同一の符号として表示した。この要素
の多極録画／再生スイッチの接続についてはビデオテー
プ装置用録画及び再生回路を設計する技術に熟練された
技術者が基本的に分っているので具体的な説明は省略す
る。多極録画／再生スイッチ全的に機械式、例えばウェ
ーハスイッチとして提供されるとか、一部又は全部を電
子的な手段として具現することもできる。
【００１９】図１に示したように、アナログビデオ信号
は録画／再生スイッチポール２によって録画時にはＮＴ
ＳＣ信号供給源３から、再生時には再生増幅器４から選
択される。ＮＴＳＣ信号供給源３はビデオカメラ又はテ
レビジョン受像機とも言うことができる。再生中に再生
増幅器４は他の再生録画スイッチポール５によって移送
されるビデオテープに連結されたねじ方向走査テープヘ
ッド６に接続される。複合ビデオ信号はアナログ−ディ
ジタル変換器７によってディジタル信号に変換され、水
平同期信号分離器８によって水平同期信号を分離発生さ
せ、垂直同期信号分離器９によって垂直同期信号を分離
発生させると、ビデオ録画テープから再生時には移送さ
れるビデオテープに連結されたねじ方向走査ヘッドから
複合ビデオ信号が得られる。ビデオ録画時には、複合映
像信号がビデオカメラ、他のビデオ録画テープを演奏す
るビデオテープ演奏器、又はテレビジョン受像機のビデ
オ（又は第２の）検出器から供給されることができる。
は録画／再生スイッチポール２によって録画時にはＮＴ
ＳＣ信号供給源３から、再生時には再生増幅器４から選
択される。ＮＴＳＣ信号供給源３はビデオカメラ又はテ
レビジョン受像機とも言うことができる。再生中に再生
増幅器４は他の再生録画スイッチポール５によって移送
されるビデオテープに連結されたねじ方向走査テープヘ
ッド６に接続される。複合ビデオ信号はアナログ−ディ
ジタル変換器７によってディジタル信号に変換され、水
平同期信号分離器８によって水平同期信号を分離発生さ
せ、垂直同期信号分離器９によって垂直同期信号を分離
発生させると、ビデオ録画テープから再生時には移送さ
れるビデオテープに連結されたねじ方向走査ヘッドから
複合ビデオ信号が得られる。ビデオ録画時には、複合映
像信号がビデオカメラ、他のビデオ録画テープを演奏す
るビデオテープ演奏器、又はテレビジョン受像機のビデ
オ（又は第２の）検出器から供給されることができる。
【００２０】周波数及び位相制御マスタ発振器１０は水
平同期信号分離器８から出る水平同期信号に位相固定さ
せる自動周波数及び位相制御ループ（ＡＦＰＣ ルー
プ) によって制御され、水平同期パルス周波数の６４０
倍の周波数にマスタクロックパルスを発生させる。水平
同期信号分離器８は等化パルスが水平同期信号中の分離
された水平同期パルスに伴わない形態のものが望まし
い。垂直帰線期間の直後に起こる水平走査線に関するＡ
ＦＰＣループ時間誤差は、水平同期信号分離器８の出力
である水平同期信号から等化パルスを除去することで防
止できる。等化パルスはＡＦＰＣループがロックされて
いるとき図１に示す制御信号接続線を通じて垂直同期信
号分離器９から水平同期信号分離器８に供給される垂直
帰線消去信号に応答して除去されることができる。レー
ダ技術からよく知られている短パルス除去器を使用して
水平同期信号で等化信号を除去することもできる。以下
に、分離された水平同期パルスによって調整されたロッ
キング信号を発生させるためのパルス弁別器を使用する
ＡＦＰＣループの制御発振器１０について説明する。
平同期信号分離器８から出る水平同期信号に位相固定さ
せる自動周波数及び位相制御ループ（ＡＦＰＣ ルー
プ) によって制御され、水平同期パルス周波数の６４０
倍の周波数にマスタクロックパルスを発生させる。水平
同期信号分離器８は等化パルスが水平同期信号中の分離
された水平同期パルスに伴わない形態のものが望まし
い。垂直帰線期間の直後に起こる水平走査線に関するＡ
ＦＰＣループ時間誤差は、水平同期信号分離器８の出力
である水平同期信号から等化パルスを除去することで防
止できる。等化パルスはＡＦＰＣループがロックされて
いるとき図１に示す制御信号接続線を通じて垂直同期信
号分離器９から水平同期信号分離器８に供給される垂直
帰線消去信号に応答して除去されることができる。レー
ダ技術からよく知られている短パルス除去器を使用して
水平同期信号で等化信号を除去することもできる。以下
に、分離された水平同期パルスによって調整されたロッ
キング信号を発生させるためのパルス弁別器を使用する
ＡＦＰＣループの制御発振器１０について説明する。
【００２１】マスタクロックパルスは計数された出力を
デコーダ１２に送る９段の２進計数器１１のキャリ入力
端に印加され、これは３１９の２進計数に至って計数器
１１が次番の零の計数にリセットされるときを検出す
る。従って、計数器１１は走査線速度の２倍にディジタ
ル化された鋸歯形信号を発生させるために走査線速度の
半分の速度で輝度信号のサンプルの数を繰返して計数し
ながらモジュロ３２０画素計数信号を発生させる。
デコーダ１２に送る９段の２進計数器１１のキャリ入力
端に印加され、これは３１９の２進計数に至って計数器
１１が次番の零の計数にリセットされるときを検出す
る。従って、計数器１１は走査線速度の２倍にディジタ
ル化された鋸歯形信号を発生させるために走査線速度の
半分の速度で輝度信号のサンプルの数を繰返して計数し
ながらモジュロ３２０画素計数信号を発生させる。
【００２２】モジュロ３２０画素計数信号は読出し専用
メモリ（ＲＯＭ）１３に連結されるが、この読出し専用
メモリ１３は次のような弁別器の特性、即ち零の計数に
おいては零の値をもち、零の計数を中心として事実上対
称を成しており、零の計数を通じて高い傾きをもち、零
以上の何番の計数から１５９の２進計数まで広い範囲の
計数に対しては平坦な傾きをもち、また１６０の２進計
数から３１９の２進計数未満の何番数回の計数まで広い
範囲の計数に対しても平坦な傾きを有する弁別器の特性
を貯蔵している。零の計数を通じた弁別器特性の高い傾
きはＡＦＰＣループの位相同期を正確に改善するのに使
用される。２個の完全な弁別器の特性が水平走査線と同
一の時間間隔を有する一連の時間間隔のそれぞれを通じ
て示す。この弁別器の特性の中で一つは奇数番目の走査
フィールドで水平同期パルスに対する同期を維持させる
ものであり、他の一つの弁別器の特性は偶数番目の走査
フィールドで水平同期パルスに対する同期を維持させる
ものであり、これはその二つのフィールドで水平同期パ
ルス間の半分走査線の相殺（half-scan-line offset)を
反映する。水平同期分離器８からの各水平同期パルスに
応答してキードラッチ１４は読出し専用メモリ１３から
読出された弁別器の特性の同時発生された値をラッチし
ラッチされた値はＡＦＰＣループのためのディジタル化
された誤差信号としての役割をする。このディジタル化
された誤差信号はディジタル−アナログ変換器１５によ
ってアナログ誤差信号に変換される。アナログ誤差信号
はループフィルタ１６に供給され、それに対する応答が
制御マスタクロック発振器１０にＡＦＰＣ信号として供
給される。
メモリ（ＲＯＭ）１３に連結されるが、この読出し専用
メモリ１３は次のような弁別器の特性、即ち零の計数に
おいては零の値をもち、零の計数を中心として事実上対
称を成しており、零の計数を通じて高い傾きをもち、零
以上の何番の計数から１５９の２進計数まで広い範囲の
計数に対しては平坦な傾きをもち、また１６０の２進計
数から３１９の２進計数未満の何番数回の計数まで広い
範囲の計数に対しても平坦な傾きを有する弁別器の特性
を貯蔵している。零の計数を通じた弁別器特性の高い傾
きはＡＦＰＣループの位相同期を正確に改善するのに使
用される。２個の完全な弁別器の特性が水平走査線と同
一の時間間隔を有する一連の時間間隔のそれぞれを通じ
て示す。この弁別器の特性の中で一つは奇数番目の走査
フィールドで水平同期パルスに対する同期を維持させる
ものであり、他の一つの弁別器の特性は偶数番目の走査
フィールドで水平同期パルスに対する同期を維持させる
ものであり、これはその二つのフィールドで水平同期パ
ルス間の半分走査線の相殺（half-scan-line offset)を
反映する。水平同期分離器８からの各水平同期パルスに
応答してキードラッチ１４は読出し専用メモリ１３から
読出された弁別器の特性の同時発生された値をラッチし
ラッチされた値はＡＦＰＣループのためのディジタル化
された誤差信号としての役割をする。このディジタル化
された誤差信号はディジタル−アナログ変換器１５によ
ってアナログ誤差信号に変換される。アナログ誤差信号
はループフィルタ１６に供給され、それに対する応答が
制御マスタクロック発振器１０にＡＦＰＣ信号として供
給される。
【００２３】モジュロ３２０画素計数信号の８個の最下
位ビットは４相４．２１ＭＨｚ搬送波を発生するサイン
及びコサイン表を貯蔵する読出し専用メモリ１７をアド
レスする。モジュロ３２０画素計数信号の４個の最下位
ビットは変調されていない４相６２９ｋＨｚカラーアン
ダ搬送波を発生するサインとコサイン表を貯蔵する読出
し専用メモリ１８をアドレスする。
位ビットは４相４．２１ＭＨｚ搬送波を発生するサイン
及びコサイン表を貯蔵する読出し専用メモリ１７をアド
レスする。モジュロ３２０画素計数信号の４個の最下位
ビットは変調されていない４相６２９ｋＨｚカラーアン
ダ搬送波を発生するサインとコサイン表を貯蔵する読出
し専用メモリ１８をアドレスする。
【００２４】図１はまたサブ画素位相制御回路を示す。
水平同期パルス速度の６４０倍に制御発振器１０から供
給されたマスタクロックパルスはタップ付アナログ遅延
線１９に入力信号として供給され、連続的なタップから
の信号は連続的なサブ画素増加によって遅延される。サ
ブ画素位相制御回路２０によって供給される命令に応じ
てマルチプレクサ２１はサンプリング命令語としてアナ
ログ−ディジタル変換器７に供給するためのマスタクロ
ックパルスのこれらのサブ画素位相のうち一つを選択す
る。記録中には上述のメデアンサブ画素位相が制御回路
２０によって付与される。
水平同期パルス速度の６４０倍に制御発振器１０から供
給されたマスタクロックパルスはタップ付アナログ遅延
線１９に入力信号として供給され、連続的なタップから
の信号は連続的なサブ画素増加によって遅延される。サ
ブ画素位相制御回路２０によって供給される命令に応じ
てマルチプレクサ２１はサンプリング命令語としてアナ
ログ−ディジタル変換器７に供給するためのマスタクロ
ックパルスのこれらのサブ画素位相のうち一つを選択す
る。記録中には上述のメデアンサブ画素位相が制御回路
２０によって付与される。
【００２５】但し、記録の間のみ輝度−位相−同期キー
発生器２２は垂直帰線期間の間又はすぐに次に発生する
走査線の領域の間に論理１に行く記録輝度−位相−同期
キー信号を発生し、サブ画素位相を制御する信号がその
ライン領域に挿入される。前記記録輝度−位相−同期キ
ー信号は前記記録輝度−位相−同期キー信号が１のとき
にディジタル映像信号としてサブ画素位相基準信号発生
器２４からの出力信号を選択するとか、前記記録輝度−
位相−同期キー信号が０のときには変換器７からのディ
ジタル化された複合映像信号を選択するマルチプレクサ
２３を制御するために使用される。前記サブ画素位相基
準信号発生器２４は輝度−位相−同期キー発生器２２か
ら制御信号を入力する。
発生器２２は垂直帰線期間の間又はすぐに次に発生する
走査線の領域の間に論理１に行く記録輝度−位相−同期
キー信号を発生し、サブ画素位相を制御する信号がその
ライン領域に挿入される。前記記録輝度−位相−同期キ
ー信号は前記記録輝度−位相−同期キー信号が１のとき
にディジタル映像信号としてサブ画素位相基準信号発生
器２４からの出力信号を選択するとか、前記記録輝度−
位相−同期キー信号が０のときには変換器７からのディ
ジタル化された複合映像信号を選択するマルチプレクサ
２３を制御するために使用される。前記サブ画素位相基
準信号発生器２４は輝度−位相−同期キー発生器２２か
ら制御信号を入力する。
【００２６】再生する間、輝度−位相−同期キー発生器
２２は垂直帰間期間の間、又はその次に発生する走査線
の領域の間論理１に行く再生輝度−位相−同期キー信号
を発生し、サブ画素位相を制御する信号がそのライン領
域に挿入される。前記サブ画素位相制御回路２０は１に
なる再生輝度−位相−同期キー信号に応答してビデオテ
ープ記録から再生する間に復され、アナログ−ディジタ
ル変換器７によってディジタル化された複合映像信号に
含まれたサブ画素位相を制御する信号によりサブ画素位
相同期を調節する。
２２は垂直帰間期間の間、又はその次に発生する走査線
の領域の間論理１に行く再生輝度−位相−同期キー信号
を発生し、サブ画素位相を制御する信号がそのライン領
域に挿入される。前記サブ画素位相制御回路２０は１に
なる再生輝度−位相−同期キー信号に応答してビデオテ
ープ記録から再生する間に復され、アナログ−ディジタ
ル変換器７によってディジタル化された複合映像信号に
含まれたサブ画素位相を制御する信号によりサブ画素位
相同期を調節する。
【００２７】図２は図１の輝度−位相−同期キー発生器
２２を詳細に示した。図２の１０段階２進計数器２５は
図１でモジュロ３２０画素計数を発生するために使用さ
れる計数器１１をリセットするデコーダ１２からのパル
スを計数する。これらのパルスは走査線速度の２倍に発
生され、従って計数器２５からの計数出力信号は半分線
計数信号である。図２でデコーダ２６は５２４の計数後
に計数器２５からの計数を零にリセットし、従って、計
数器２５は一つのフィールド上の半分走査線を計数す
る。５２４の計数に応じてハイに行くデコーダ２６の出
力信号によって発生されるリセット信号はＯＲゲート２
７をへて計数器２５に供給される。
２２を詳細に示した。図２の１０段階２進計数器２５は
図１でモジュロ３２０画素計数を発生するために使用さ
れる計数器１１をリセットするデコーダ１２からのパル
スを計数する。これらのパルスは走査線速度の２倍に発
生され、従って計数器２５からの計数出力信号は半分線
計数信号である。図２でデコーダ２６は５２４の計数後
に計数器２５からの計数を零にリセットし、従って、計
数器２５は一つのフィールド上の半分走査線を計数す
る。５２４の計数に応じてハイに行くデコーダ２６の出
力信号によって発生されるリセット信号はＯＲゲート２
７をへて計数器２５に供給される。
【００２８】前記ＯＲゲート２７は図１の前記垂直同期
分離器９から供給される分離された垂直同期パルスにつ
いて計数器２５の半分線計数から垂直同期の誤差がある
のが弁別されたとき、計数器２５に供給するためのまた
一つのリセット信号をＡＮＤゲート２８から入力する。
前記ＡＮＤゲート２８は入力信号の一つとしてこの分離
された垂直同期パルスを入力し、この入力信号の残りの
一つは計数器２５からの半分線計数に垂直同期誤差があ
るのが弁別されたときにのみ論理１である。このとき、
前記ＡＮＤゲート２８はＯＲゲート２７に供給されたそ
の出力信号での垂直同期パルスを繰返すように調節し
て、ＯＲゲートの出力信号が計数器２５をリセットする
ようにする。従って、その零計数は垂直同期パルスが発
生する時間に相応する。計数器２５の同期化はＡＦＰＣ
技術があまりに遅いので、テレビジョン画面上に再生さ
れるとき映像での垂直ロールを起こすのでジャミング技
術で行われる。
分離器９から供給される分離された垂直同期パルスにつ
いて計数器２５の半分線計数から垂直同期の誤差がある
のが弁別されたとき、計数器２５に供給するためのまた
一つのリセット信号をＡＮＤゲート２８から入力する。
前記ＡＮＤゲート２８は入力信号の一つとしてこの分離
された垂直同期パルスを入力し、この入力信号の残りの
一つは計数器２５からの半分線計数に垂直同期誤差があ
るのが弁別されたときにのみ論理１である。このとき、
前記ＡＮＤゲート２８はＯＲゲート２７に供給されたそ
の出力信号での垂直同期パルスを繰返すように調節し
て、ＯＲゲートの出力信号が計数器２５をリセットする
ようにする。従って、その零計数は垂直同期パルスが発
生する時間に相応する。計数器２５の同期化はＡＦＰＣ
技術があまりに遅いので、テレビジョン画面上に再生さ
れるとき映像での垂直ロールを起こすのでジャミング技
術で行われる。
【００２９】計数器２５から供給される半分線計数に垂
直同期誤差があるかを決定するものは図２の回路によっ
て次のように行われる。論理インバータ２９は垂直同期
パルスの不在時にのみ論理１の出力を供給する。ＡＮＤ
ゲート３０の出力信号は論理１となって垂直同期パルス
の不在中のデコーダ２６が計数器２５をリセットすると
きを示す。いわば、半分線計数に垂直同期誤差があるの
を示す。ＡＮＤゲート３０出力信号は垂直同期情報の選
択的な通路をイネイブルするためにＡＮＤゲート２８に
直接供給されることができるが、一つの垂直同期期間で
の誤差は計数器２５による半分走査線の適切な計数を崩
壊させることができる。これを予め防止するためにＡＮ
Ｄゲート３０からの論理１は計数器３１に供給する。規
定された数程の連続的な垂直同期誤差の表示、例えば２
段計数器では三番が計数器３１によって計数された後、
デコーダ３２はこの計数に応答して分離器９からの垂直
同期パルスに応答するＡＮＤゲート２８をイネイブルさ
せ、ＯＲゲート２７をへて０の計数で計数器２５をリセ
ットさせ、ＯＲゲート２３をへて０の計数で計数器３１
をリセットさせる。
直同期誤差があるかを決定するものは図２の回路によっ
て次のように行われる。論理インバータ２９は垂直同期
パルスの不在時にのみ論理１の出力を供給する。ＡＮＤ
ゲート３０の出力信号は論理１となって垂直同期パルス
の不在中のデコーダ２６が計数器２５をリセットすると
きを示す。いわば、半分線計数に垂直同期誤差があるの
を示す。ＡＮＤゲート３０出力信号は垂直同期情報の選
択的な通路をイネイブルするためにＡＮＤゲート２８に
直接供給されることができるが、一つの垂直同期期間で
の誤差は計数器２５による半分走査線の適切な計数を崩
壊させることができる。これを予め防止するためにＡＮ
Ｄゲート３０からの論理１は計数器３１に供給する。規
定された数程の連続的な垂直同期誤差の表示、例えば２
段計数器では三番が計数器３１によって計数された後、
デコーダ３２はこの計数に応答して分離器９からの垂直
同期パルスに応答するＡＮＤゲート２８をイネイブルさ
せ、ＯＲゲート２７をへて０の計数で計数器２５をリセ
ットさせ、ＯＲゲート２３をへて０の計数で計数器３１
をリセットさせる。
【００３０】計数器３１で分離された垂直同期誤差の表
示値が全計数まで累積されるものは次のように防止され
る。ＡＮＤゲート３４は垂直同期パルス及び計数器２５
のためのリセットパルスを発生させるデコーダ２６の同
時発生に応答して、計数器２５からの半分線計数が垂直
帰線と適切に同期化されることを表す。この表示は計数
器３１のためのリセットパルスとしてＯＲゲート３３を
へて供給される。
示値が全計数まで累積されるものは次のように防止され
る。ＡＮＤゲート３４は垂直同期パルス及び計数器２５
のためのリセットパルスを発生させるデコーダ２６の同
時発生に応答して、計数器２５からの半分線計数が垂直
帰線と適切に同期化されることを表す。この表示は計数
器３１のためのリセットパルスとしてＯＲゲート３３を
へて供給される。
【００３１】前記デコーダ２６からの垂直帰線期間の表
示は映像信号のフィールド数のモジュロ２計数であるフ
ィールド計数信号を発生する１段２進計数器３６に計数
入力信号としてＯＲゲート３５をへて供給される。フィ
ールド計数器３６のオーバフローやキャリアウト信号は
映像信号のフレーム数のモジュロ２計数をフレーム計数
信号として発生するまた一つの１段２進計数器３７のた
めの計数入力としてＯＲゲート１７９をへて供給され
る。フィールド計数信号の１の補数は上位の桁数に向っ
て零になっている９個の零ビットによって先行され、結
果する１０ビットの数は計数器２５が発生する１０ビッ
トの半分線計数と共にディジタル加算器３８で合算され
る。加算器３８の和の最下位ビットはモジュロ３２０画
素計数をその残りとして有する走査線画素計数信号のモ
ジュラスとして使用する。線計数信号は適切に同期化さ
れたフィールド計数信号によるモジュラス加算器３８か
らの１１ビットの和の中で１０個の上位ビットによる残
りから成ったモジュラ数で形成される。計数器２５が映
像信号の各フィールドの間に５２５個の半分走査線を計
数するために同期化される方法は上述のようである。フ
ィールド計数信号の適切な同期化は本明細書で更に叙述
する。
示は映像信号のフィールド数のモジュロ２計数であるフ
ィールド計数信号を発生する１段２進計数器３６に計数
入力信号としてＯＲゲート３５をへて供給される。フィ
ールド計数器３６のオーバフローやキャリアウト信号は
映像信号のフレーム数のモジュロ２計数をフレーム計数
信号として発生するまた一つの１段２進計数器３７のた
めの計数入力としてＯＲゲート１７９をへて供給され
る。フィールド計数信号の１の補数は上位の桁数に向っ
て零になっている９個の零ビットによって先行され、結
果する１０ビットの数は計数器２５が発生する１０ビッ
トの半分線計数と共にディジタル加算器３８で合算され
る。加算器３８の和の最下位ビットはモジュロ３２０画
素計数をその残りとして有する走査線画素計数信号のモ
ジュラスとして使用する。線計数信号は適切に同期化さ
れたフィールド計数信号によるモジュラス加算器３８か
らの１１ビットの和の中で１０個の上位ビットによる残
りから成ったモジュラ数で形成される。計数器２５が映
像信号の各フィールドの間に５２５個の半分走査線を計
数するために同期化される方法は上述のようである。フ
ィールド計数信号の適切な同期化は本明細書で更に叙述
する。
【００３２】上述の線計数は輝度信号の重畳に用いられ
るいくつもの特性をもっており、その過程は図４を参照
して本明細書で更に詳細に叙述する。奇数フィールド線
計数信号の最下位ビットは奇数線に対しては０であり
（例えば、最下位ビットが削除されるときに残り０にな
るように、加算器３８から００ ００００と００ ００
００ ０００１の増加されない連続的な半分線計数を惹
起するものとして従来に思われた第１線）、偶数線に対
しては１である（例えば、最下位ビットが除去されると
きに残り１になるように、加算器３８からの００ ００
００ ００１０と００ ００００ ００１１の増加され
ない連続的な半分線計数を惹起するものとして従来に思
われた第２線）。偶数フィールドでは、線計数信号の最
下位ビットが奇数線に対しては１であり（例えば、最下
位ビットが除去されたとき残り１になるように、加算器
３８からの００ ００００ ００１０と００ ００００
００１１の増加された連続的な半分線計数を起こすも
のとして従来の第２６３番目の線）、偶数線に対しては
０である。
るいくつもの特性をもっており、その過程は図４を参照
して本明細書で更に詳細に叙述する。奇数フィールド線
計数信号の最下位ビットは奇数線に対しては０であり
（例えば、最下位ビットが削除されるときに残り０にな
るように、加算器３８から００ ００００と００ ００
００ ０００１の増加されない連続的な半分線計数を惹
起するものとして従来に思われた第１線）、偶数線に対
しては１である（例えば、最下位ビットが除去されると
きに残り１になるように、加算器３８からの００ ００
００ ００１０と００ ００００ ００１１の増加され
ない連続的な半分線計数を惹起するものとして従来に思
われた第２線）。偶数フィールドでは、線計数信号の最
下位ビットが奇数線に対しては１であり（例えば、最下
位ビットが除去されたとき残り１になるように、加算器
３８からの００ ００００ ００１０と００ ００００
００１１の増加された連続的な半分線計数を起こすも
のとして従来の第２６３番目の線）、偶数線に対しては
０である。
【００３３】図２のデコーダ３９とサブ画素位相情報が
挿入される水平走査線を確認する線計数をデコードして
二つの入力を有するＡＮＤゲート４０と、二つの入力を
有するＡＮＤゲート４１すべてに一つの入力信号として
供給される論理１の輝度位相同期キー信号を発生する。
再生する間を除いては記録／再生スイッチのポール４２
が論理０にその出力端子を短絡させるとき、プルアップ
４３はまた他の入力信号としてＡＮＤゲート４０に論理
１を供給して、ＡＮＤゲート４０が記録輝度−位相−同
期キー信号を発生させるものを調節する。記録中を除い
ては記録／再生スイッチのポール４２がその出力端子を
論理０に短絡させるとき、プルアップ４４はＡＮＤゲー
ト４１にまた他の入力信号として論理１を供給してＡＮ
Ｄゲート４１が再生輝度位相同期キー信号を発生するよ
うに調節する。
挿入される水平走査線を確認する線計数をデコードして
二つの入力を有するＡＮＤゲート４０と、二つの入力を
有するＡＮＤゲート４１すべてに一つの入力信号として
供給される論理１の輝度位相同期キー信号を発生する。
再生する間を除いては記録／再生スイッチのポール４２
が論理０にその出力端子を短絡させるとき、プルアップ
４３はまた他の入力信号としてＡＮＤゲート４０に論理
１を供給して、ＡＮＤゲート４０が記録輝度−位相−同
期キー信号を発生させるものを調節する。記録中を除い
ては記録／再生スイッチのポール４２がその出力端子を
論理０に短絡させるとき、プルアップ４４はＡＮＤゲー
ト４１にまた他の入力信号として論理１を供給してＡＮ
Ｄゲート４１が再生輝度位相同期キー信号を発生するよ
うに調節する。
【００３４】図２は、また計数器３５がトリガ又は
“Ｔ”型フリップフロップであると仮定するとき、フィ
ールド計数器３６からのフィールド計数信号がいかに複
合映像信号に適切に同期されることができるかを示す。
前記走査線画素計数信号は各走査線の間に二度、即ち水
平同期パルスが複合映像信号のフィールドで発生しなけ
ればならない期間の間に一度、そして後に走査線の半分
に該当する期間の間にもう一度、論理１の信号を発生す
るデコーダ４５に供給される。ＡＮＤゲート４６はこの
論理１と水平同期パルスの同時発生に応答して図１の制
御マスタクロック発振器１０が水平同期と位相同期され
るとしたら、水平同期パルスを繰返す論理１を発生す
る。前記ＡＮＤゲート４６は水平同期パルス間に発生す
るインパルス雑音を除去して、マスタクロック発振器１
０のＡＦＰＣループの雑音免疫の利点を得る。
“Ｔ”型フリップフロップであると仮定するとき、フィ
ールド計数器３６からのフィールド計数信号がいかに複
合映像信号に適切に同期されることができるかを示す。
前記走査線画素計数信号は各走査線の間に二度、即ち水
平同期パルスが複合映像信号のフィールドで発生しなけ
ればならない期間の間に一度、そして後に走査線の半分
に該当する期間の間にもう一度、論理１の信号を発生す
るデコーダ４５に供給される。ＡＮＤゲート４６はこの
論理１と水平同期パルスの同時発生に応答して図１の制
御マスタクロック発振器１０が水平同期と位相同期され
るとしたら、水平同期パルスを繰返す論理１を発生す
る。前記ＡＮＤゲート４６は水平同期パルス間に発生す
るインパルス雑音を除去して、マスタクロック発振器１
０のＡＦＰＣループの雑音免疫の利点を得る。
【００３５】奇数フィールドと偶数フィールドで多少他
の水平と垂直同期パルスとの間のタイミング関係のた
め、加算器３８からの和の最下位ビットはもしフィール
ド計数器３６から供給されたフィールド計数信号が正確
に位相づけると水平走査線の一番目の半分の間１であ
り、もしフィールド計数信号が不適切に位相づけると０
であることであろう。ＡＮＤゲート４７は繰返す水平同
期パルスと、加算器３８からの和の中で零の最下位ビッ
トの補数としてビットインバータ４８から供給された１
の同時発生に応じて論理１を発生する。前記ＡＮＤゲー
ト４７からの論理１は水平パルスがフィールド計数器３
６が水平走査線の残りの半分の始めであることを計数し
違え、フィールド計数に誤差があることを示す時間間隔
にあるのを表す。
の水平と垂直同期パルスとの間のタイミング関係のた
め、加算器３８からの和の最下位ビットはもしフィール
ド計数器３６から供給されたフィールド計数信号が正確
に位相づけると水平走査線の一番目の半分の間１であ
り、もしフィールド計数信号が不適切に位相づけると０
であることであろう。ＡＮＤゲート４７は繰返す水平同
期パルスと、加算器３８からの和の中で零の最下位ビッ
トの補数としてビットインバータ４８から供給された１
の同時発生に応じて論理１を発生する。前記ＡＮＤゲー
ト４７からの論理１は水平パルスがフィールド計数器３
６が水平走査線の残りの半分の始めであることを計数し
違え、フィールド計数に誤差があることを示す時間間隔
にあるのを表す。
【００３６】ＡＮＤゲート４７からの論理１は直接ＯＲ
ゲート３５に供給されることができ、計数器３６をトグ
ルしてフィールド計数を訂正するために使用されること
ができる。しかし、水平走査線の残りの半の始めのすぐ
次に発生するインパルス雑音の暴走現象（excursion)は
このフィールド計数での誤差に誤ったシグナリングを発
生するであろう。しかし、このようにときどき、又は数
回発生する雑音暴走現象に対する免疫を提供するため
に、ＡＮＤゲート４７から出た論理１は多段階計数器４
９で計数される。前記計数が計数器４９によって到達さ
れるとき、デコーダ５０はこの計数をデコードしてＯＲ
ゲート５１をへて計数器４９にリセットパルスとして供
給される論理を発生する。前記デコーダ５０からのこの
論理１は、またＯＲゲート３５をへてフィールド計数器
３６の計数入力に供給されて、間違ったフィールド計数
が正しいフィールド計数に変更されるようにする。
ゲート３５に供給されることができ、計数器３６をトグ
ルしてフィールド計数を訂正するために使用されること
ができる。しかし、水平走査線の残りの半の始めのすぐ
次に発生するインパルス雑音の暴走現象（excursion)は
このフィールド計数での誤差に誤ったシグナリングを発
生するであろう。しかし、このようにときどき、又は数
回発生する雑音暴走現象に対する免疫を提供するため
に、ＡＮＤゲート４７から出た論理１は多段階計数器４
９で計数される。前記計数が計数器４９によって到達さ
れるとき、デコーダ５０はこの計数をデコードしてＯＲ
ゲート５１をへて計数器４９にリセットパルスとして供
給される論理を発生する。前記デコーダ５０からのこの
論理１は、またＯＲゲート３５をへてフィールド計数器
３６の計数入力に供給されて、間違ったフィールド計数
が正しいフィールド計数に変更されるようにする。
【００３７】ＡＮＤゲート５２は換算器３８からの和の
最下位ビットが水平線の初めの半分が走査されることを
フィールド計数器３６が計数することを示す１であると
き、繰返す水平同期パルスを供給するＡＮＤゲート４６
に応答して１を発生する。フィールド計数が正しいこと
を示すＡＮＤゲート５２によって発生された論理１はＯ
Ｒゲート５１をへて計数器４９にリセットパルスとして
供給される。従って、デコーダ５０によってデコードさ
れた規定の計数条件はパルス計数誤差が同じ数の連続的
な走査線から発生されるとのにのみ到達される。例え
ば、計数器４９は４段計数器であり、デコーダ５０は１
５の計数をデコードして論理１を発生するものとして示
す。これは、ＯＲゲート５１の出力信号を論理１にパル
ス化するために発生されるフィールド計数誤差信号のな
く走査線が発生するとき計数器４９のリセッティングに
付加して、フィールド計数誤差がフィールド計数器３６
に先立って１５個の連続的な走査線の間に発生されるこ
とを必要とする。従って、フリップフロップがインパル
ス雑音によってトリガされ違えて既に正しいフィールド
計数を違うフィールド計数に変更させることはないであ
ろう。
最下位ビットが水平線の初めの半分が走査されることを
フィールド計数器３６が計数することを示す１であると
き、繰返す水平同期パルスを供給するＡＮＤゲート４６
に応答して１を発生する。フィールド計数が正しいこと
を示すＡＮＤゲート５２によって発生された論理１はＯ
Ｒゲート５１をへて計数器４９にリセットパルスとして
供給される。従って、デコーダ５０によってデコードさ
れた規定の計数条件はパルス計数誤差が同じ数の連続的
な走査線から発生されるとのにのみ到達される。例え
ば、計数器４９は４段計数器であり、デコーダ５０は１
５の計数をデコードして論理１を発生するものとして示
す。これは、ＯＲゲート５１の出力信号を論理１にパル
ス化するために発生されるフィールド計数誤差信号のな
く走査線が発生するとき計数器４９のリセッティングに
付加して、フィールド計数誤差がフィールド計数器３６
に先立って１５個の連続的な走査線の間に発生されるこ
とを必要とする。従って、フリップフロップがインパル
ス雑音によってトリガされ違えて既に正しいフィールド
計数を違うフィールド計数に変更させることはないであ
ろう。
【００３８】図２は、またいかにカラーバースト信号が
発生されるかを示す。走査線画素計数信号は記録中のア
ナログ映像信号として供給される複合映像信号にカラー
バーストが発生しなければならない時間中に論理１の信
号を発生するデコーダ５３に供給される。図３は図１の
ソースからＮＴＳＣ複合映像信号をディジタル化する図
１のアナログ−ディジタル変換器７によって供給される
ディジタル映像信号を輝度、及び動信号成分に分離する
ために使用される記録装置を見せる。ディジタル映像信
号は付属接続された１水平走査線（１Ｈ）ディジタル遅
延線５４と５５に供給されてテレビジョンの映像の垂直
整列から３個の画素を表示する時間上に整列されたサン
プルを得るようになり、ラインコームフィルタリング
（line-comb filtering)過程で使用される。これらの１
Ｈディジタル遅延線は、例えば走査線画素計数信号によ
って一つの次元でアドレスされ、読出し−それから−書
きこみ基礎下に作動されるランダムアクセスメモリに実
現されることができる。
発生されるかを示す。走査線画素計数信号は記録中のア
ナログ映像信号として供給される複合映像信号にカラー
バーストが発生しなければならない時間中に論理１の信
号を発生するデコーダ５３に供給される。図３は図１の
ソースからＮＴＳＣ複合映像信号をディジタル化する図
１のアナログ−ディジタル変換器７によって供給される
ディジタル映像信号を輝度、及び動信号成分に分離する
ために使用される記録装置を見せる。ディジタル映像信
号は付属接続された１水平走査線（１Ｈ）ディジタル遅
延線５４と５５に供給されてテレビジョンの映像の垂直
整列から３個の画素を表示する時間上に整列されたサン
プルを得るようになり、ラインコームフィルタリング
（line-comb filtering)過程で使用される。これらの１
Ｈディジタル遅延線は、例えば走査線画素計数信号によ
って一つの次元でアドレスされ、読出し−それから−書
きこみ基礎下に作動されるランダムアクセスメモリに実
現されることができる。
【００３９】公知のように、低域通過ラインコームフィ
ルタリング（横方向や垂直方向での空間低域通過フィル
タリング）は複合映像信号からフィルタされた輝度信号
に不適合な人為的な要素を惹起するフレーム間の動きな
しに、しかし走査線に対角線方向における空間解像度の
若干の損失と共に輝度成分を取出す。重み付け及び和回
路５６は因子＋０．５によって１Ｈ遅延線５４によって
遅延された一本の線からのディジタル映像サンプルに重
み付けを加え、現在のディジタル映像サンプル及び付属
接続された１Ｈ遅延線５４と５５によって遅延された二
本の線からのディジタル映像サンプルのすべてに因子−
０．２５によって重み付けを加える。これらの重み付け
が加わったサンプルは回路５６で加わって垂直高域通過
フィルタの応答を発生し、これは多数タップのディジタ
ル遅延線５７に供給される。遅延線５７のタップからの
信号は重み付け及び和回路５８に供給され、これは代表
的に約１．７ＭＨｚから６ｄＢの遮断を表すように設計
された水平高速通過フィルタを具現する。先の垂直高域
通過フィルタと従属接続されたこの水平高域通過フィル
タは色成分と対角輝度詳細成分を選択する。これらの成
分は水平高域通過遅延を補償するために１Ｈ遅延線５４
によって一走査線遅延されディジタル遅延線６０によっ
てもっと遅延された複合ディジタル映像信号からディジ
タル減算器５９で減算され、ディジタル映像信号のライ
ンコーム輝度成分である差信号を復する。この差信号は
多数タップ付ディジタル遅延線６１に供給され、遅延線
６１のタップからの信号は重み付け及び和回路６２に供
給され、これは代表的に約３．３ＭＨｚから６ｄＢの遮
断を表すように設計されたディジタル映像信号のライン
コーム輝度成分のための水平低域通過フィルタを具現す
る。
ルタリング（横方向や垂直方向での空間低域通過フィル
タリング）は複合映像信号からフィルタされた輝度信号
に不適合な人為的な要素を惹起するフレーム間の動きな
しに、しかし走査線に対角線方向における空間解像度の
若干の損失と共に輝度成分を取出す。重み付け及び和回
路５６は因子＋０．５によって１Ｈ遅延線５４によって
遅延された一本の線からのディジタル映像サンプルに重
み付けを加え、現在のディジタル映像サンプル及び付属
接続された１Ｈ遅延線５４と５５によって遅延された二
本の線からのディジタル映像サンプルのすべてに因子−
０．２５によって重み付けを加える。これらの重み付け
が加わったサンプルは回路５６で加わって垂直高域通過
フィルタの応答を発生し、これは多数タップのディジタ
ル遅延線５７に供給される。遅延線５７のタップからの
信号は重み付け及び和回路５８に供給され、これは代表
的に約１．７ＭＨｚから６ｄＢの遮断を表すように設計
された水平高速通過フィルタを具現する。先の垂直高域
通過フィルタと従属接続されたこの水平高域通過フィル
タは色成分と対角輝度詳細成分を選択する。これらの成
分は水平高域通過遅延を補償するために１Ｈ遅延線５４
によって一走査線遅延されディジタル遅延線６０によっ
てもっと遅延された複合ディジタル映像信号からディジ
タル減算器５９で減算され、ディジタル映像信号のライ
ンコーム輝度成分である差信号を復する。この差信号は
多数タップ付ディジタル遅延線６１に供給され、遅延線
６１のタップからの信号は重み付け及び和回路６２に供
給され、これは代表的に約３．３ＭＨｚから６ｄＢの遮
断を表すように設計されたディジタル映像信号のライン
コーム輝度成分のための水平低域通過フィルタを具現す
る。
【００４０】１Ｈ遅延線５４によって遅延された一走査
線としての前記ディジタル映像信号は１フレーム遅延線
６３に供給される、遅延線６３は、例えば走査線画素計
数信号によって第１次元にアドレスされ、線計数信号に
よって第２次元にアドレスされ書きこみ−それから−読
出しの基礎下に動作されるランダムアクセスメモリによ
って実現されることができる。公知のように、低域通過
フレームコームフィルタリング（時間低域通過フィルタ
リング）は空間解像度の損失なく、そしてフレームの間
に動きのない限りフィルタされた輝度信号に導入された
不適合な人為的な要素のなしに複合映像信号から輝度成
分を取出す。時間上の高域通過フィルタリング段階で、
重み付け及び和回路６４は＋０．５因子によって１Ｈ遅
延線５４から選択された１走査線からのディジタル映像
信号に重み付けを加え、１フレーム遅延線６３から取ら
れた１走査線に１フレームを加えたものからのディジタ
ル映像信号に因子−０．５に重み付けを加え、重み付け
に加わったディジタル映像信号を加える。重み付け及び
和回路６４からの結果の時間グラジエント（temporal g
radient)信号は色副搬送波の位相が１フレームから他の
フレームに変化するので、強い色副搬送波側波帯域成分
を有する傾向がある。重み付け及び和回路６４からの時
間グラジエント信号は入力信号として多数タップのディ
ジタル遅延線６５に供給される。遅延線６５のタップか
らの信号は重み付け及び和回路６６に供給され、これは
色副搬送波側波帯域成分を分離する時間グラジエント信
号のための水平高速通過フィルタを実現する。時間グラ
ジエント信号の水平高域通過フィルタリングによって分
離された色副搬送波側波帯域成分は１Ｈ遅延線５４によ
に１走査線遅延と、その上にディジタル遅延線６０によ
る補償遅延が提供された複合ディジタル映像信号からデ
ィジタル減算器６７で減算され差信号を復する。クロマ
のないフレームコーム水平低域通過フィルタの応答であ
るこの差信号は水平低域通過フィルタ素子６１及び６２
がディジタル映像信号のラインコーム輝度成分に導入さ
せた遅延に合わせるために補償遅延を提供するディジタ
ル遅延線６８に供給される。
線としての前記ディジタル映像信号は１フレーム遅延線
６３に供給される、遅延線６３は、例えば走査線画素計
数信号によって第１次元にアドレスされ、線計数信号に
よって第２次元にアドレスされ書きこみ−それから−読
出しの基礎下に動作されるランダムアクセスメモリによ
って実現されることができる。公知のように、低域通過
フレームコームフィルタリング（時間低域通過フィルタ
リング）は空間解像度の損失なく、そしてフレームの間
に動きのない限りフィルタされた輝度信号に導入された
不適合な人為的な要素のなしに複合映像信号から輝度成
分を取出す。時間上の高域通過フィルタリング段階で、
重み付け及び和回路６４は＋０．５因子によって１Ｈ遅
延線５４から選択された１走査線からのディジタル映像
信号に重み付けを加え、１フレーム遅延線６３から取ら
れた１走査線に１フレームを加えたものからのディジタ
ル映像信号に因子−０．５に重み付けを加え、重み付け
に加わったディジタル映像信号を加える。重み付け及び
和回路６４からの結果の時間グラジエント（temporal g
radient)信号は色副搬送波の位相が１フレームから他の
フレームに変化するので、強い色副搬送波側波帯域成分
を有する傾向がある。重み付け及び和回路６４からの時
間グラジエント信号は入力信号として多数タップのディ
ジタル遅延線６５に供給される。遅延線６５のタップか
らの信号は重み付け及び和回路６６に供給され、これは
色副搬送波側波帯域成分を分離する時間グラジエント信
号のための水平高速通過フィルタを実現する。時間グラ
ジエント信号の水平高域通過フィルタリングによって分
離された色副搬送波側波帯域成分は１Ｈ遅延線５４によ
に１走査線遅延と、その上にディジタル遅延線６０によ
る補償遅延が提供された複合ディジタル映像信号からデ
ィジタル減算器６７で減算され差信号を復する。クロマ
のないフレームコーム水平低域通過フィルタの応答であ
るこの差信号は水平低域通過フィルタ素子６１及び６２
がディジタル映像信号のラインコーム輝度成分に導入さ
せた遅延に合わせるために補償遅延を提供するディジタ
ル遅延線６８に供給される。
【００４１】図３において、クロスフェーダー（又はソ
フトスイッチ）６９は実質的な動きのあるフレームの領
域でライン−コームされた空間低域通過フィルタリング
によってディジタル映像信号から取出された輝度信号を
選択し、動きが殆ど、又は全くないフレームの領域でフ
レーム−コーム時間低域通過フィルタリングによってデ
ィジタル映像信号から取出された輝度信号を選択するこ
とによってＬ輝度信号を発生する。前記クロスフェーダ
ー６９は調査表（ルックアップテーブル）に乗算器信号
Ｘと１−Ｘを貯蔵する読出し専用メモリ７０をアドレス
する動き信号によって制御される。実質的な動きのある
フレームの領域では前記動き信号は算術１値をもち、動
きが殆ど又は全くないフレームの領域では算術０値をも
ち、動信号がそれぞれ０と１であるフレームの領域間の
遷移する間は前記動き信号は一時的に算術０と１との間
の値を仮定することができるのであろう。乗算器信号Ｘ
は重み付け及び和回路６２からライン−コーム水平低域
通過フィルタされたディジタル映像信号を受け入れるデ
ィジタル乗算器７１に供給される。前記乗算器信号１−
Ｘはディジタル遅延線６８からフレーム−コーム時間低
域通過フィルタされたディジタル映像信号を受け入れる
ディジタル乗算器７２に供給される。ディジタル乗算器
７１と７２からの乗算はディジタル加算器７３によって
加算され、このディジタル加算器からの和信号は記録中
のクロスフェーダー６９の出力信号のＬ輝度信号であ
る。
フトスイッチ）６９は実質的な動きのあるフレームの領
域でライン−コームされた空間低域通過フィルタリング
によってディジタル映像信号から取出された輝度信号を
選択し、動きが殆ど、又は全くないフレームの領域でフ
レーム−コーム時間低域通過フィルタリングによってデ
ィジタル映像信号から取出された輝度信号を選択するこ
とによってＬ輝度信号を発生する。前記クロスフェーダ
ー６９は調査表（ルックアップテーブル）に乗算器信号
Ｘと１−Ｘを貯蔵する読出し専用メモリ７０をアドレス
する動き信号によって制御される。実質的な動きのある
フレームの領域では前記動き信号は算術１値をもち、動
きが殆ど又は全くないフレームの領域では算術０値をも
ち、動信号がそれぞれ０と１であるフレームの領域間の
遷移する間は前記動き信号は一時的に算術０と１との間
の値を仮定することができるのであろう。乗算器信号Ｘ
は重み付け及び和回路６２からライン−コーム水平低域
通過フィルタされたディジタル映像信号を受け入れるデ
ィジタル乗算器７１に供給される。前記乗算器信号１−
Ｘはディジタル遅延線６８からフレーム−コーム時間低
域通過フィルタされたディジタル映像信号を受け入れる
ディジタル乗算器７２に供給される。ディジタル乗算器
７１と７２からの乗算はディジタル加算器７３によって
加算され、このディジタル加算器からの和信号は記録中
のクロスフェーダー６９の出力信号のＬ輝度信号であ
る。
【００４２】前記動き信号は次のように発生される。デ
ィジタル減算器７４は時間グラジエント信号に対する水
平高域通過フィルタの応答として重み付け及び和回路６
６によって分離された色副搬送波側波帯域成分をタップ
付ディジタル遅延線６５から得られた適切に遅延された
時間グラジエント信号から減算する。これは典型的に約
１．７ＭＨｚから６ｄＢ遮断を示すように設計された時
間グラジエント信号の水平低域通過フィルタリングを提
供する。前記減算器７４から供給された結果の差信号は
各順序のとおり走査された画素位置に対する輝度振幅の
フレーム対フレーム変化を示し、その変化は（雑音変化
を無視するとき）普通映像の動きと聯関されている。こ
の差信号は整流のために絶対値回路７５に供給される。
閾値検出器１５１は結果の整流応答が閾値を超過すると
きにだけ１つであり、そうでないときには０である１ビ
ット出力信号を発生するディジタル比較器をもつ。前記
閾値は予想される雑音レベル以上にセットされる。前記
閾値検出器１５１の出力信号は応答して動き信号を発生
する信号スプレッダ回路７６に入力信号として供給され
る。前記信号スプレッダ回路７６は制御信号スプレッダ
という題目下に三星電子株式会社に譲渡され、１９９２
年１月２１日付け米国特許番号５，０８３，２０３から
Ｊ−Ｗ ＫｏとＨ．Ｊ．Ｗeckenbrockによって叙述され
た形態を有する。
ィジタル減算器７４は時間グラジエント信号に対する水
平高域通過フィルタの応答として重み付け及び和回路６
６によって分離された色副搬送波側波帯域成分をタップ
付ディジタル遅延線６５から得られた適切に遅延された
時間グラジエント信号から減算する。これは典型的に約
１．７ＭＨｚから６ｄＢ遮断を示すように設計された時
間グラジエント信号の水平低域通過フィルタリングを提
供する。前記減算器７４から供給された結果の差信号は
各順序のとおり走査された画素位置に対する輝度振幅の
フレーム対フレーム変化を示し、その変化は（雑音変化
を無視するとき）普通映像の動きと聯関されている。こ
の差信号は整流のために絶対値回路７５に供給される。
閾値検出器１５１は結果の整流応答が閾値を超過すると
きにだけ１つであり、そうでないときには０である１ビ
ット出力信号を発生するディジタル比較器をもつ。前記
閾値は予想される雑音レベル以上にセットされる。前記
閾値検出器１５１の出力信号は応答して動き信号を発生
する信号スプレッダ回路７６に入力信号として供給され
る。前記信号スプレッダ回路７６は制御信号スプレッダ
という題目下に三星電子株式会社に譲渡され、１９９２
年１月２１日付け米国特許番号５，０８３，２０３から
Ｊ−Ｗ ＫｏとＨ．Ｊ．Ｗeckenbrockによって叙述され
た形態を有する。
【００４３】ＮＴＳＣ複合映像信号をディジタル化する
ことによって得られたディジタル映像信号は多数タップ
のディジタル遅延線７７に供給され、その後マスタクロ
ック速度でサンプルされ、圧縮された３．５８ＭＨｚ色
副搬送波周辺の色副搬送波変調成分で構成されたクロマ
信号を分離するクロマ帯域通過フィルターを実現する重
み付け及び和回路７８に供給される。輝度信号の対角線
成分の細部信号は、出力信号が従属接続された１Ｈディ
ジタル遅延線７９と８０に供給される重み付け及び和回
路７８からの出力信号のこのクロマ信号を望ましくない
ように伴う。重み付け及び和回路８１は１Ｈ遅延線７９
によって遅延された一本のラインからのクロマ帯域通過
フィルタ応答のサンプルに因子＋０．５によって重み付
けを加え、クロマ帯域通過フィルタ応答の現在サンプル
及び従属接続された１Ｈ遅延線７９と８０によって遅延
された二本のラインからのクロマ帯域通過フィルタ応答
のサンプルのすべてに因子−０．２５によって重み付け
を加える。これらの重み付けが加わったサンプルは回路
８１で合算され、分離された色信号に対する垂直高域通
過フィルタの応答を提供し、この応答は輝度信号対角線
成分の細部信号がない。
ことによって得られたディジタル映像信号は多数タップ
のディジタル遅延線７７に供給され、その後マスタクロ
ック速度でサンプルされ、圧縮された３．５８ＭＨｚ色
副搬送波周辺の色副搬送波変調成分で構成されたクロマ
信号を分離するクロマ帯域通過フィルターを実現する重
み付け及び和回路７８に供給される。輝度信号の対角線
成分の細部信号は、出力信号が従属接続された１Ｈディ
ジタル遅延線７９と８０に供給される重み付け及び和回
路７８からの出力信号のこのクロマ信号を望ましくない
ように伴う。重み付け及び和回路８１は１Ｈ遅延線７９
によって遅延された一本のラインからのクロマ帯域通過
フィルタ応答のサンプルに因子＋０．５によって重み付
けを加え、クロマ帯域通過フィルタ応答の現在サンプル
及び従属接続された１Ｈ遅延線７９と８０によって遅延
された二本のラインからのクロマ帯域通過フィルタ応答
のサンプルのすべてに因子−０．２５によって重み付け
を加える。これらの重み付けが加わったサンプルは回路
８１で合算され、分離された色信号に対する垂直高域通
過フィルタの応答を提供し、この応答は輝度信号対角線
成分の細部信号がない。
【００４４】ディジタルフィルタ設計分野で通常の技術
をもつ者は図３に示したコームフィルタ回路が垂直フィ
ルタリングが図示の３本の走査線の高さのカーネルより
は２本の走査線の高さのカーネルを有するフィルタによ
って遂行される代替設計に代替することができることが
分る。このような代替設計はディジタルハードウェアを
多少減少させる。
をもつ者は図３に示したコームフィルタ回路が垂直フィ
ルタリングが図示の３本の走査線の高さのカーネルより
は２本の走査線の高さのカーネルを有するフィルタによ
って遂行される代替設計に代替することができることが
分る。このような代替設計はディジタルハードウェアを
多少減少させる。
【００４５】圧縮された３．５８ＭＨｚ色副搬送波周辺
の輝度対角線成分の細部信号がないディジタル化された
色副搬送波変調成分は重み付け及び和回路８１から４分
円ディジタル乗算器８２に供給され、そこで各走査線の
期間の間に４相４．２１ＭＨｚ搬送波の選択された位相
と乗算され変調された４相カラーアンダ信号を発生す
る。搬送波−位相選択回路８３はモジュロ３２０画素計
数信号によるアドレッシングに応答して図１の読出し専
用メモリー１７によって供給されるサインとコサイン値
からこれらの値の各々を直線使用し−１を乗算して０
°，９０°，１８０°，２７０°位相の４．２１ＭＨｚ
搬送波を発生する回路を含む。搬送波−位相選択回路８
３は、またフィールド計数と線計数の最下位ビットに応
答して４．２１ＭＨｚ搬送波の０°，９０°，１８０
°，２７０°の位相の中で適切な一つを選択するマルチ
プレクサを含んで、ディジタル乗算器８２からバースト
エンファシス回路８４に乗算として供給されたクロマ変
調されたカラーアンダ搬送波の位相は従来のＶＨＳビデ
オ記録標準により走査線当りの＋９０°を先立つ。前記
バーストエンファシス回路８４は図２のデコーダ５３か
ら供給されたカラーバーストキー信号に応答して変調さ
れたカラーアンダ搬送波の他の部分に対してバーストの
振幅をブーストして、ビデオテープ記録に適合なＣ信号
を発生する。
の輝度対角線成分の細部信号がないディジタル化された
色副搬送波変調成分は重み付け及び和回路８１から４分
円ディジタル乗算器８２に供給され、そこで各走査線の
期間の間に４相４．２１ＭＨｚ搬送波の選択された位相
と乗算され変調された４相カラーアンダ信号を発生す
る。搬送波−位相選択回路８３はモジュロ３２０画素計
数信号によるアドレッシングに応答して図１の読出し専
用メモリー１７によって供給されるサインとコサイン値
からこれらの値の各々を直線使用し−１を乗算して０
°，９０°，１８０°，２７０°位相の４．２１ＭＨｚ
搬送波を発生する回路を含む。搬送波−位相選択回路８
３は、またフィールド計数と線計数の最下位ビットに応
答して４．２１ＭＨｚ搬送波の０°，９０°，１８０
°，２７０°の位相の中で適切な一つを選択するマルチ
プレクサを含んで、ディジタル乗算器８２からバースト
エンファシス回路８４に乗算として供給されたクロマ変
調されたカラーアンダ搬送波の位相は従来のＶＨＳビデ
オ記録標準により走査線当りの＋９０°を先立つ。前記
バーストエンファシス回路８４は図２のデコーダ５３か
ら供給されたカラーバーストキー信号に応答して変調さ
れたカラーアンダ搬送波の他の部分に対してバーストの
振幅をブーストして、ビデオテープ記録に適合なＣ信号
を発生する。
【００４６】前記動き信号はビデオテープ記録のために
使用される信号に含まなければならないし、従って動き
信号は輝度を復するのに使用するために再生する中に復
されるであろう。前記動き信号は４分円ディジタル乗算
器８５に被乗数信号として供給され、そこで４相６２９
ｋＨｚカラーアンダ搬送波の選択された位相と各走査線
の期間の間に乗算され、図３でＭ信号として確認される
変調された４相カラーアンダ搬送波を発生する。搬送波
−位相選択回路８６はモジュロ３２０画素計数信号によ
るアドレッシングに応答して図１の読出し専用メモリ１
８によって供給されたサインとコサイン値からそれらの
値の各々を使用し、−１を乗算して０°，９０°，１８
０°，２７０°位相の６２９ｋＨｚカラーアンダ搬送波
を発生する回路を含む。搬送波−位相選択回路８６は、
またフィールド計数と線計数の最下位ビットに応答して
６２９ｋＨｚカラーアンダ搬送波の０°，９０°，１８
０°，２７０°の位相中の適切な一つを選択するマルチ
プレクサを包含し、ディジタル乗算器８５から乗算とし
て供給される動き−変調されたカラーアンダ搬送波の位
相はライン当り−９０°退く。前記ＭとＣ信号はディジ
タル加算器８７で加算され図３と図４とＣ，Ｍ及び映像
信号として確認される信号を発生し、この信号は複合カ
ラーアンダ搬送波側波帯域のセットを含む。
使用される信号に含まなければならないし、従って動き
信号は輝度を復するのに使用するために再生する中に復
されるであろう。前記動き信号は４分円ディジタル乗算
器８５に被乗数信号として供給され、そこで４相６２９
ｋＨｚカラーアンダ搬送波の選択された位相と各走査線
の期間の間に乗算され、図３でＭ信号として確認される
変調された４相カラーアンダ搬送波を発生する。搬送波
−位相選択回路８６はモジュロ３２０画素計数信号によ
るアドレッシングに応答して図１の読出し専用メモリ１
８によって供給されたサインとコサイン値からそれらの
値の各々を使用し、−１を乗算して０°，９０°，１８
０°，２７０°位相の６２９ｋＨｚカラーアンダ搬送波
を発生する回路を含む。搬送波−位相選択回路８６は、
またフィールド計数と線計数の最下位ビットに応答して
６２９ｋＨｚカラーアンダ搬送波の０°，９０°，１８
０°，２７０°の位相中の適切な一つを選択するマルチ
プレクサを包含し、ディジタル乗算器８５から乗算とし
て供給される動き−変調されたカラーアンダ搬送波の位
相はライン当り−９０°退く。前記ＭとＣ信号はディジ
タル加算器８７で加算され図３と図４とＣ，Ｍ及び映像
信号として確認される信号を発生し、この信号は複合カ
ラーアンダ搬送波側波帯域のセットを含む。
【００４７】図４は入力信号としてＣ，Ｍ＆Ｃ映像信号
を入力する多数タップのディジタル遅延線８８を示す。
重み付け及び和回路８９は遅延線８８のタップからの信
号に重み付けを加えて、他の場合なら乗算器８２での
４．２ＭＨｚヘテロダインの結果としてＣ信号に伴う
７．８ＭＨｚＣ映像信号が事実上ないＣ及びＭ信号応答
を提供する１．２−１．３ＭＨｚ周辺の遮断周波数を有
する水平低域通過フィルタを実現する。
を入力する多数タップのディジタル遅延線８８を示す。
重み付け及び和回路８９は遅延線８８のタップからの信
号に重み付けを加えて、他の場合なら乗算器８２での
４．２ＭＨｚヘテロダインの結果としてＣ信号に伴う
７．８ＭＨｚＣ映像信号が事実上ないＣ及びＭ信号応答
を提供する１．２−１．３ＭＨｚ周辺の遮断周波数を有
する水平低域通過フィルタを実現する。
【００４８】図４で図３のクロスフェーダ６９から記録
する中に供給された前記Ｌ輝度信号はタップディジタル
遅延線９０に供給される。前記遅延線９０、重み付け及
び和回路９１及びディジタル減算器９２は前記Ｌ輝度信
号を２．５２ＭＨｚのクロスオーバ周波数又は１／４マ
スタクロックサンプリング速度で低域通過及び高域通過
フィルタの応答に分離する帯域分割フィルタを形成する
ために結合される。前記遅延線９０のタップからの前記
信号は水平低域通過フィルタ応答を発生する前記重み付
け及び和回路９１に供給される。ディジタル減算器９２
はタップ付ディジタル遅延線９０から得られた適切に遅
延されたＬ信号から重み付け及び和回路９１によって供
給された水平低域通過フィルタの応答を減算して、減算
器９２の差出力信号として水平高域通過フィルタのの応
答を発生する。
する中に供給された前記Ｌ輝度信号はタップディジタル
遅延線９０に供給される。前記遅延線９０、重み付け及
び和回路９１及びディジタル減算器９２は前記Ｌ輝度信
号を２．５２ＭＨｚのクロスオーバ周波数又は１／４マ
スタクロックサンプリング速度で低域通過及び高域通過
フィルタの応答に分離する帯域分割フィルタを形成する
ために結合される。前記遅延線９０のタップからの前記
信号は水平低域通過フィルタ応答を発生する前記重み付
け及び和回路９１に供給される。ディジタル減算器９２
はタップ付ディジタル遅延線９０から得られた適切に遅
延されたＬ信号から重み付け及び和回路９１によって供
給された水平低域通過フィルタの応答を減算して、減算
器９２の差出力信号として水平高域通過フィルタのの応
答を発生する。
【００４９】ディジタルフィルタリングの技術に熟練さ
れた者が認識するように、ディジタル帯域分割フィルタ
がアナログ帯域分割フィルタに比べて低域周波数及び高
域周波数帯域間の交叉領域を通じた線形位相応答が早速
行なわれるという利点をもち、これは後に二つの帯域の
再結合を相当に更に簡単にするであろう。位相の線形性
はタップ遅延線９０と重み付け和回路９１を含む有限イ
ンパルス応答（ＦＩＲ）の低域通過フィルタを通常の水
平低域通過フィルタの設計過程により遅延線９０のタッ
プから得られた信号に対称的な重み付けを加えて成る。
れた者が認識するように、ディジタル帯域分割フィルタ
がアナログ帯域分割フィルタに比べて低域周波数及び高
域周波数帯域間の交叉領域を通じた線形位相応答が早速
行なわれるという利点をもち、これは後に二つの帯域の
再結合を相当に更に簡単にするであろう。位相の線形性
はタップ遅延線９０と重み付け和回路９１を含む有限イ
ンパルス応答（ＦＩＲ）の低域通過フィルタを通常の水
平低域通過フィルタの設計過程により遅延線９０のタッ
プから得られた信号に対称的な重み付けを加えて成る。
【００５０】２分円ディジタル乗算器９３はＬ信号に対
する水平高域通過フィルタ反応に基底帯域に重なる前に
１より小さい因子を乗算する。これは前記応答を圧縮し
Ｌ信号に対する水平低域通過フィルタ応答のそれぞれに
それを減衰して行われ、既にフィールドでＶＨＳテープ
機器によってビデオテープ記録から復されるテレビジョ
ン映像での重畳を招来する反転された周波数スペクトル
の可視性を減少させる。Ｌ信号に対する前記水平高域通
過フィルタ応答を圧縮するために使用された前記乗算因
子は次のように決定される。絶対値回路９４はＬ信号に
対する水平高域通過フィルタ応答を整流する。Ｌ信号に
対する前記整流された水平高域通過フィルタ応答はタッ
プ付ディジタル遅延線９５に供給される。前記遅延線９
５のタップからの前記信号は重み付け及び和回路９６に
供給される。前記回路８６は低域通過フィルタ応答をＬ
信号に対する整流された水平高域通過フィルタ応答に供
給し、この応答はディジタル乗算器９３に供給された乗
算器信号を貯蔵する読出し専用メモリ９７をアドレスし
てＬ信号に対する水平高域通過フィルタ応答の圧縮と減
衰を招来する。
する水平高域通過フィルタ反応に基底帯域に重なる前に
１より小さい因子を乗算する。これは前記応答を圧縮し
Ｌ信号に対する水平低域通過フィルタ応答のそれぞれに
それを減衰して行われ、既にフィールドでＶＨＳテープ
機器によってビデオテープ記録から復されるテレビジョ
ン映像での重畳を招来する反転された周波数スペクトル
の可視性を減少させる。Ｌ信号に対する前記水平高域通
過フィルタ応答を圧縮するために使用された前記乗算因
子は次のように決定される。絶対値回路９４はＬ信号に
対する水平高域通過フィルタ応答を整流する。Ｌ信号に
対する前記整流された水平高域通過フィルタ応答はタッ
プ付ディジタル遅延線９５に供給される。前記遅延線９
５のタップからの前記信号は重み付け及び和回路９６に
供給される。前記回路８６は低域通過フィルタ応答をＬ
信号に対する整流された水平高域通過フィルタ応答に供
給し、この応答はディジタル乗算器９３に供給された乗
算器信号を貯蔵する読出し専用メモリ９７をアドレスし
てＬ信号に対する水平高域通過フィルタ応答の圧縮と減
衰を招来する。
【００５１】（輝度信号をサンプルする）マスタクロッ
クサンプリング速度を重畳搬送波周波数の２倍に選択す
ることは、ディジタル乗算器を必要とせずに単純に重畳
過程が行われることができるようにする。圧縮且つ減衰
された高周波輝度成分の領域に対する重なった応答はＬ
輝度信号に対する圧縮され減衰された水平高域通過フィ
ルタ応答の現在のサンプルや１の補数器９９に各現在の
サンプルを供給し、ディジタル加算器１００から１に増
加させることによって発生されたそれらの負の値のうち
一つをマスタクロックサンプリング速度で交互に選択す
ることによってマルチプレクサ９８によって発生され
る。
クサンプリング速度を重畳搬送波周波数の２倍に選択す
ることは、ディジタル乗算器を必要とせずに単純に重畳
過程が行われることができるようにする。圧縮且つ減衰
された高周波輝度成分の領域に対する重なった応答はＬ
輝度信号に対する圧縮され減衰された水平高域通過フィ
ルタ応答の現在のサンプルや１の補数器９９に各現在の
サンプルを供給し、ディジタル加算器１００から１に増
加させることによって発生されたそれらの負の値のうち
一つをマスタクロックサンプリング速度で交互に選択す
ることによってマルチプレクサ９８によって発生され
る。
【００５２】すぐ前の二つの文字で叙述された過程の変
形として、Ｌ信号に対する水平高域通過フィルタ応答が
Ｌ信号に対する水平低域通過フィルタ応答に対して初め
の減衰されることなく重畳されることができるのであろ
う。これは重なった輝度信号としてビデオテープを記録
するものの逆互換性を提供するものに特別な関心のない
と、当業界に既に存在するＶＨＳテープ機器に適応させ
るために行われることができる。Ｌ信号に対する水平高
域通過フィルタ応答を初めの減衰されることなく重畳す
るのは、また変調信号としての使用されたＬ信号に対す
る水平高域通過フィルタ応答よりはマルチプレクサ９８
からの平衡変調信号を減衰されるようにすることによっ
ては逆方向両立性を犠牲させずに行われることができる
であろう。これはマルチプレクサ９８からの平衡変調信
号を素子９３〜９７に該当する相互に類似した連結した
素子に供給し、結果として減衰された平衡変調信号を重
み付け及び和回路９１から供給されたＬ信号に対する水
平低域通過フィルタ応答と結合されるように加算器１０
１に供給することによって行われる。
形として、Ｌ信号に対する水平高域通過フィルタ応答が
Ｌ信号に対する水平低域通過フィルタ応答に対して初め
の減衰されることなく重畳されることができるのであろ
う。これは重なった輝度信号としてビデオテープを記録
するものの逆互換性を提供するものに特別な関心のない
と、当業界に既に存在するＶＨＳテープ機器に適応させ
るために行われることができる。Ｌ信号に対する水平高
域通過フィルタ応答を初めの減衰されることなく重畳す
るのは、また変調信号としての使用されたＬ信号に対す
る水平高域通過フィルタ応答よりはマルチプレクサ９８
からの平衡変調信号を減衰されるようにすることによっ
ては逆方向両立性を犠牲させずに行われることができる
であろう。これはマルチプレクサ９８からの平衡変調信
号を素子９３〜９７に該当する相互に類似した連結した
素子に供給し、結果として減衰された平衡変調信号を重
み付け及び和回路９１から供給されたＬ信号に対する水
平低域通過フィルタ応答と結合されるように加算器１０
１に供給することによって行われる。
【００５３】基底帯域に重なった高周波数輝度成分の帯
域はディジタル加算器１０１に加算入力信号としてマル
チプレクサ９８によって供給され、この加算器は重み付
け及び和回路９１からそれの他の加算入力信号として基
底帯域に残された低周波数成分の帯域を入力する。前記
加算器１０１は完全な重なった輝度信号である、その和
信号を記録増幅器１０２に供給し、ここで前記信号は記
録等化され、アナログ形態に変換され、１．２〜７．０
ＭＨｚ帯域を占る搬送波を周波数変調するために使用さ
れる。前記記録増幅器は、またＣ及びＭ信号によって振
幅変調されたカラーアンダ搬送波を受信し、これはアナ
ログ形態に変換され、アナログ形態の周波数変調された
輝度搬送波と結合されてビデオテープ輸送の螺旋形に走
査する記録ヘット１０３に供給される複合信号を形成す
る。
域はディジタル加算器１０１に加算入力信号としてマル
チプレクサ９８によって供給され、この加算器は重み付
け及び和回路９１からそれの他の加算入力信号として基
底帯域に残された低周波数成分の帯域を入力する。前記
加算器１０１は完全な重なった輝度信号である、その和
信号を記録増幅器１０２に供給し、ここで前記信号は記
録等化され、アナログ形態に変換され、１．２〜７．０
ＭＨｚ帯域を占る搬送波を周波数変調するために使用さ
れる。前記記録増幅器は、またＣ及びＭ信号によって振
幅変調されたカラーアンダ搬送波を受信し、これはアナ
ログ形態に変換され、アナログ形態の周波数変調された
輝度搬送波と結合されてビデオテープ輸送の螺旋形に走
査する記録ヘット１０３に供給される複合信号を形成す
る。
【００５４】ディジタルデザインの技術に通常の技術を
持つ者なら素子９８〜１０１の組合せが“制御されるデ
ィジタル加算器”又は“ディジタル加算器／減算器”と
して一般に参照されることが分るであろう。大きい誤差
なしに、１の補数器９９の出力信号は１に増加させる加
算器１００を通ずる代りにマルチプレクサ９８に直接供
給されることができる。また他の変形として、加算器１
００は１の補数器９９の出力信号を１によってよりは、
マルチプレクサ９８のための制御信号によって増加させ
ることができるであろう。
持つ者なら素子９８〜１０１の組合せが“制御されるデ
ィジタル加算器”又は“ディジタル加算器／減算器”と
して一般に参照されることが分るであろう。大きい誤差
なしに、１の補数器９９の出力信号は１に増加させる加
算器１００を通ずる代りにマルチプレクサ９８に直接供
給されることができる。また他の変形として、加算器１
００は１の補数器９９の出力信号を１によってよりは、
マルチプレクサ９８のための制御信号によって増加させ
ることができるであろう。
【００５５】重なった輝度信号を発生するにあたって、
加算器／減算器によって使用される重畳搬送波の位相は
フィールド内の一本の水平走査線から次の走査線に反転
され、反対位相のパターンは奇数フレームでよりは偶数
フレームで異なる。これらの過程はビデオテープ記録か
ら復されるテレビジョン画面で基底帯域に重なった高周
波輝度成分の帯域の可視性を減少させる。排他的論理和
（エクスクルーシブＯＲ）ゲート１０４はモジュロ３２
０画素計数の最下位ビットを二つの入力信号の一つとし
て受信し、また他の排他的論理和ゲート１０５の出力信
号を残りの入力信号として受信し、出力信号をマルチプ
レクサ９８に制御信号として供給する。
加算器／減算器によって使用される重畳搬送波の位相は
フィールド内の一本の水平走査線から次の走査線に反転
され、反対位相のパターンは奇数フレームでよりは偶数
フレームで異なる。これらの過程はビデオテープ記録か
ら復されるテレビジョン画面で基底帯域に重なった高周
波輝度成分の帯域の可視性を減少させる。排他的論理和
（エクスクルーシブＯＲ）ゲート１０４はモジュロ３２
０画素計数の最下位ビットを二つの入力信号の一つとし
て受信し、また他の排他的論理和ゲート１０５の出力信
号を残りの入力信号として受信し、出力信号をマルチプ
レクサ９８に制御信号として供給する。
【００５６】排他的論理和ゲート１０５はフレーム計数
をその二つの入力信号の一つとして、そして線計数の最
下位ビットをそのまた他の入力信号として入力する。こ
の信号は水平走査線の期間の間に変化しないで、従って
排他的論理和ゲート１０４に対する排他的論理和ゲート
１０５の出力信号は水平走査線期間の間に変化しない。
前記排他的論理和ゲート１０４に供給されたモジュロ３
２０画素計数の最下位ビットは１０．２ＭＨｚマスタク
ロック速度で０と１との間を交代して、各水平走査線の
間１０．２ＭＨｚマスタクロック速度で０と１との間を
また交代する制御信号をマルチプレクサ９８に供給する
ように排他的論理和ゲート１０４を調節し、前記排他的
論理和ゲート１０５の出力信号による位相制御はその走
査線期間の間維持される。走査線の最初の画素は前記排
他的論理和ゲート１０４に入力信号として供給されるこ
とにより、モジュロ３２０画素計数の０の最下位ビット
と関連されている。
をその二つの入力信号の一つとして、そして線計数の最
下位ビットをそのまた他の入力信号として入力する。こ
の信号は水平走査線の期間の間に変化しないで、従って
排他的論理和ゲート１０４に対する排他的論理和ゲート
１０５の出力信号は水平走査線期間の間に変化しない。
前記排他的論理和ゲート１０４に供給されたモジュロ３
２０画素計数の最下位ビットは１０．２ＭＨｚマスタク
ロック速度で０と１との間を交代して、各水平走査線の
間１０．２ＭＨｚマスタクロック速度で０と１との間を
また交代する制御信号をマルチプレクサ９８に供給する
ように排他的論理和ゲート１０４を調節し、前記排他的
論理和ゲート１０５の出力信号による位相制御はその走
査線期間の間維持される。走査線の最初の画素は前記排
他的論理和ゲート１０４に入力信号として供給されるこ
とにより、モジュロ３２０画素計数の０の最下位ビット
と関連されている。
【００５７】次の五つの文段では、水平走査線のナンバ
リングがＮＴＳＣ標準によって叙述される。奇数フレー
ムの間、フレーム計数が１のとき、前記排他的論理和ゲ
ート１０４に供給された前記排他的論理和ゲート１０５
の出力信号は線計数信号の最下位ビットを複製する。奇
数フレームの初めの奇数フィールドでは線計数の最下位
ビットは奇数番目の走査線の間０である。走査線の最初
の画素に対するモジュロ３２０画素計数の０の最下位ビ
ットと共にこれは０の排他的論理和ゲート１０４の応答
を起こし、この応答はマルチプレクサ９８がこれらの奇
数番目の走査線の各々の最初の画素の間に前記加算器１
０１で低周波輝度帯域と加算される非反転された重畳高
周波輝度帯域を選択するように調節する。
リングがＮＴＳＣ標準によって叙述される。奇数フレー
ムの間、フレーム計数が１のとき、前記排他的論理和ゲ
ート１０４に供給された前記排他的論理和ゲート１０５
の出力信号は線計数信号の最下位ビットを複製する。奇
数フレームの初めの奇数フィールドでは線計数の最下位
ビットは奇数番目の走査線の間０である。走査線の最初
の画素に対するモジュロ３２０画素計数の０の最下位ビ
ットと共にこれは０の排他的論理和ゲート１０４の応答
を起こし、この応答はマルチプレクサ９８がこれらの奇
数番目の走査線の各々の最初の画素の間に前記加算器１
０１で低周波輝度帯域と加算される非反転された重畳高
周波輝度帯域を選択するように調節する。
【００５８】奇数フレームの初めの奇数フィールドにお
いて、線計数の最下位ビットは偶数番目の走査線の間１
である。これは走査線の最初画素に対するモジュロ３２
０画素計数の０の最下位ビットと共に１の排他的論理和
ゲート１０４の応答を起こし、この応答はマルチプレク
サ９８がこれらの偶数番目の走査線の各々の最初画素の
間前記加算器１０１で低周波輝度帯域と加算される前記
反転された重畳高周波輝度帯域を選択するように調節す
る。
いて、線計数の最下位ビットは偶数番目の走査線の間１
である。これは走査線の最初画素に対するモジュロ３２
０画素計数の０の最下位ビットと共に１の排他的論理和
ゲート１０４の応答を起こし、この応答はマルチプレク
サ９８がこれらの偶数番目の走査線の各々の最初画素の
間前記加算器１０１で低周波輝度帯域と加算される前記
反転された重畳高周波輝度帯域を選択するように調節す
る。
【００５９】奇数フレームの最後の偶数フィールドで、
線計数の最下位ビットは奇数番目の走査線の間１であ
る。これは走査線の最初画素に対するモジュロ３２０画
素計数の０の最下位ビットと共に１の排他的論理和ゲー
ト１０４の応答を起こし、この応答はマルチプレクサ９
８がこれらの奇数番目の走査線各々の初期画素の間前記
加算器１０１で低周波輝度帯域と加算される前記反転さ
れた重畳高周波輝度帯域を選択するように調節する。
線計数の最下位ビットは奇数番目の走査線の間１であ
る。これは走査線の最初画素に対するモジュロ３２０画
素計数の０の最下位ビットと共に１の排他的論理和ゲー
ト１０４の応答を起こし、この応答はマルチプレクサ９
８がこれらの奇数番目の走査線各々の初期画素の間前記
加算器１０１で低周波輝度帯域と加算される前記反転さ
れた重畳高周波輝度帯域を選択するように調節する。
【００６０】奇数フレームの最後の偶数フィールドでは
線計数の最下位ビットは偶数番目の走査線の間０であ
る。これは走査線の最初画素に対するモジュロ３２０画
素計数の０の最下位ビットと共に０の排他的論理和ゲー
ト１０４を応答を起こし、この応答はマルチプレクサ９
８がこれらの偶数番目の走査線各々の初期画素の間前記
加算器１０１で低周波輝度帯域と加算される前記非反転
された重畳高周波輝度帯域を選択するように調節する。
線計数の最下位ビットは偶数番目の走査線の間０であ
る。これは走査線の最初画素に対するモジュロ３２０画
素計数の０の最下位ビットと共に０の排他的論理和ゲー
ト１０４を応答を起こし、この応答はマルチプレクサ９
８がこれらの偶数番目の走査線各々の初期画素の間前記
加算器１０１で低周波輝度帯域と加算される前記非反転
された重畳高周波輝度帯域を選択するように調節する。
【００６１】偶数フレームの間、フレーム計数が０のと
き、前記排他的論理和ゲート１０４に供給された前記排
他的論理和ゲート１０５の出力信号は線計数信号の最下
位ビットの補数であり、奇数フレームに対して上述のも
のからの偶数フレーム内の水平走査線に対する最初の画
素状態を反転させる。輝度信号の重畳の間に反転された
位相のパターンが奇数フレームでよりは偶数フレームで
異なるので、フレーム計数情報を記録された映像信号に
挿入して、再生する間に輝度信号の非重畳化が反転位相
制御よりは訂正位相制御によって行われることが必要で
ある。このフレーム計数情報は図１のサブ画素位相基準
発生器２９によって記録された映像信号に挿入されるこ
とができる。
き、前記排他的論理和ゲート１０４に供給された前記排
他的論理和ゲート１０５の出力信号は線計数信号の最下
位ビットの補数であり、奇数フレームに対して上述のも
のからの偶数フレーム内の水平走査線に対する最初の画
素状態を反転させる。輝度信号の重畳の間に反転された
位相のパターンが奇数フレームでよりは偶数フレームで
異なるので、フレーム計数情報を記録された映像信号に
挿入して、再生する間に輝度信号の非重畳化が反転位相
制御よりは訂正位相制御によって行われることが必要で
ある。このフレーム計数情報は図１のサブ画素位相基準
発生器２９によって記録された映像信号に挿入されるこ
とができる。
【００６２】図５は図１及び図２に示した装置に加えて
ビデオレコーダのための再生装置を示し、これは記録と
再生すべてに使用される。図１を再参照すると、再生す
る間マルチプレクサ２３から供給されたディジタル映像
信号は記録／再生スイッチのポール２が再生位置にある
ので、再生増幅器４から供給された輝度信号であるアナ
ログ映像信号に対するアナログ−ディジタル変換器７の
ディジタル化された応答である。前記マルチプレクサ２
３から供給された前記ディジタル映像信号は再生の間に
時間軸補正器１０６に供給される（例として、時間軸補
正器は一本の走査線のコースの間それぞれ交代に書きこ
まれ読出される２セットの６４０個の貯蔵位置を有する
先入／先出半導体メモリであることができる。ＡＦＰＣ
されたマスタクロック発振器１０によって時間が合わせ
られ６４０ディジタルサンプルの一本の線は現在の走査
線間に書きこむために選択された６４０貯蔵位置の一つ
のセットに書きこまれる。一方６４０個の貯蔵位置の残
りのセットはクリスタル−安定化された１０．２ＭＨｚ
クロック発振器によって時間に合わせられて順次に読出
される。このクリスタル−安定化された１０．２ＭＨｚ
クロック発振器はビデオテープ記録から再生の間にＡＦ
ＰＣされたマスタクロック発振器１０を妨害することが
できるテープ取扱の問題によるＡＦＰＣループ誤差及び
ジッターを見せられない）。結果的に時間軸が補正され
たディジタル映像信号は時間軸補正器１０６からの多数
のタップディジタル遅延線１０７に供給される。前記遅
延線１０７のタップからの信号は重み付け及び和回路１
０８に供給され、これは周波数変調の残りを圧縮するデ
ィジタル映像信号の水平低域通過フィルタリングを実現
する。
ビデオレコーダのための再生装置を示し、これは記録と
再生すべてに使用される。図１を再参照すると、再生す
る間マルチプレクサ２３から供給されたディジタル映像
信号は記録／再生スイッチのポール２が再生位置にある
ので、再生増幅器４から供給された輝度信号であるアナ
ログ映像信号に対するアナログ−ディジタル変換器７の
ディジタル化された応答である。前記マルチプレクサ２
３から供給された前記ディジタル映像信号は再生の間に
時間軸補正器１０６に供給される（例として、時間軸補
正器は一本の走査線のコースの間それぞれ交代に書きこ
まれ読出される２セットの６４０個の貯蔵位置を有する
先入／先出半導体メモリであることができる。ＡＦＰＣ
されたマスタクロック発振器１０によって時間が合わせ
られ６４０ディジタルサンプルの一本の線は現在の走査
線間に書きこむために選択された６４０貯蔵位置の一つ
のセットに書きこまれる。一方６４０個の貯蔵位置の残
りのセットはクリスタル−安定化された１０．２ＭＨｚ
クロック発振器によって時間に合わせられて順次に読出
される。このクリスタル−安定化された１０．２ＭＨｚ
クロック発振器はビデオテープ記録から再生の間にＡＦ
ＰＣされたマスタクロック発振器１０を妨害することが
できるテープ取扱の問題によるＡＦＰＣループ誤差及び
ジッターを見せられない）。結果的に時間軸が補正され
たディジタル映像信号は時間軸補正器１０６からの多数
のタップディジタル遅延線１０７に供給される。前記遅
延線１０７のタップからの信号は重み付け及び和回路１
０８に供給され、これは周波数変調の残りを圧縮するデ
ィジタル映像信号の水平低域通過フィルタリングを実現
する。
【００６３】ビデオテープ記録過程での帯域幅の制限の
ために発生するディジタル映像信号のロールオフを補償
する再生等化を行うためには、ディジタルフィルタリン
グを使用するのが便利である。図５は素子１０７と１０
８を有する水平低域通過フィルタの後に従属接続される
多数のタップディジタル遅延線１５２と重み付け及び和
回路１５３を有する有限インパルス応答再生−等化フィ
ルタを見せられる。重み付け及び和回路１５３での重み
付けは３ＭＨｚ周辺からピークを提供し、ディジタル再
生−等化フィルタに対するシステム特性は、例えば高く
なるコサイン応答を提供することができる。図示のよう
に、或いは反対の順序に従属接続された水平低域通過フ
ィルタと再生等化フィルタを使用するよりは前記従属接
続された水平低域通過フィルタ及び再生等化フィルタの
応答の乗算と類似な応答を有する一つのディジタルフィ
ルタが代りに使用されることができるであろう。
ために発生するディジタル映像信号のロールオフを補償
する再生等化を行うためには、ディジタルフィルタリン
グを使用するのが便利である。図５は素子１０７と１０
８を有する水平低域通過フィルタの後に従属接続される
多数のタップディジタル遅延線１５２と重み付け及び和
回路１５３を有する有限インパルス応答再生−等化フィ
ルタを見せられる。重み付け及び和回路１５３での重み
付けは３ＭＨｚ周辺からピークを提供し、ディジタル再
生−等化フィルタに対するシステム特性は、例えば高く
なるコサイン応答を提供することができる。図示のよう
に、或いは反対の順序に従属接続された水平低域通過フ
ィルタと再生等化フィルタを使用するよりは前記従属接
続された水平低域通過フィルタ及び再生等化フィルタの
応答の乗算と類似な応答を有する一つのディジタルフィ
ルタが代りに使用されることができるであろう。
【００６４】時間軸が補正され水平低域通過フィルタさ
れ、再生等化を有するディジタル映像信号は前記排他的
論理和ゲート１０４と１０５によって発生された信号に
よって制御されるマルチプレクサ１０９を含む非重畳化
（unfolding)回路に供給される。時間軸が補正され水平
低域通過フィルタされたディジタル映像信号に対する非
重畳された高域通過応答はマスタクロックサンプリング
速度で時間軸が補正され、水平低域通過フィルタされた
ディジタル映像信号の現在のサンプリングや算術０中の
一つを交代に選択することによってマルチプレクサ１０
９によって発生される。
れ、再生等化を有するディジタル映像信号は前記排他的
論理和ゲート１０４と１０５によって発生された信号に
よって制御されるマルチプレクサ１０９を含む非重畳化
（unfolding)回路に供給される。時間軸が補正され水平
低域通過フィルタされたディジタル映像信号に対する非
重畳された高域通過応答はマスタクロックサンプリング
速度で時間軸が補正され、水平低域通過フィルタされた
ディジタル映像信号の現在のサンプリングや算術０中の
一つを交代に選択することによってマルチプレクサ１０
９によって発生される。
【００６５】前記記録／再生スイッチは記録中の動き適
応型の時空間フィルタリングのために使用されたものと
同様の素子５４〜６９が図７に示すように連結され再生
の間に使用される動き適応型の時空間フィルタ１１０を
また提供する。前記動適応型の時空間フィルタ１１０は
記録中に行われる動き適応型の時空間フィルタリングを
原状にもどす（"undoing")のみならず、前記非重畳化過
程後に基底帯域に残された重なった輝度成分を圧縮す
る。前記動き適応型の時空間フィルタ１１０はその動作
のためにビデオテープ記録過程で使用される動き信号が
ビデオテープ再生過程中に復された供給されるのを要求
する。動き信号の復讐及び圧縮された３．５８ＭＨｚ色
副搬送波周辺の色副搬送波変調成分の再発生は図５を参
照して次に説明する。
応型の時空間フィルタリングのために使用されたものと
同様の素子５４〜６９が図７に示すように連結され再生
の間に使用される動き適応型の時空間フィルタ１１０を
また提供する。前記動適応型の時空間フィルタ１１０は
記録中に行われる動き適応型の時空間フィルタリングを
原状にもどす（"undoing")のみならず、前記非重畳化過
程後に基底帯域に残された重なった輝度成分を圧縮す
る。前記動き適応型の時空間フィルタ１１０はその動作
のためにビデオテープ記録過程で使用される動き信号が
ビデオテープ再生過程中に復された供給されるのを要求
する。動き信号の復讐及び圧縮された３．５８ＭＨｚ色
副搬送波周辺の色副搬送波変調成分の再発生は図５を参
照して次に説明する。
【００６６】アナログ−ディジタル変換器１１１は１
０．２ＭＨｚマスタクロック速度で図１に示した前記再
生増幅器４から供給されたカラーアンダ搬送波をサンプ
ルする。前記変換器１１１はディジタル化されたカラー
アンダ搬送波を時間軸補正器１１２に供給する。結果的
に時間軸が補正され、ディジタル化されたカラーアンダ
搬送波は分円選択フィルタ１１３に供給される。前記分
円選択フィルタ１１３は分離されることができない２次
空間フィルタであり、これは１０．２ＭＨｚマスタクロ
ックサンプリング速度でディジタル化されたカラーアン
ダ搬送波の３本の連続的な走査線をフィルタリングする
２次カーネル関数を具現するために備えたタップディジ
タル遅延線と重み付け及び和回路を含む。
０．２ＭＨｚマスタクロック速度で図１に示した前記再
生増幅器４から供給されたカラーアンダ搬送波をサンプ
ルする。前記変換器１１１はディジタル化されたカラー
アンダ搬送波を時間軸補正器１１２に供給する。結果的
に時間軸が補正され、ディジタル化されたカラーアンダ
搬送波は分円選択フィルタ１１３に供給される。前記分
円選択フィルタ１１３は分離されることができない２次
空間フィルタであり、これは１０．２ＭＨｚマスタクロ
ックサンプリング速度でディジタル化されたカラーアン
ダ搬送波の３本の連続的な走査線をフィルタリングする
２次カーネル関数を具現するために備えたタップディジ
タル遅延線と重み付け及び和回路を含む。
【００６７】図６は２次カーネル関数を示す。前記フィ
ルターカーネルは計数の毎四番目のコラムのみ見せられ
る水平走査の方向でそのような幅をもつ。計数の介在す
るコラムはすべて零の値になった計数のコラムである。
前記分円選択フィルタ１１３の応答は奇数フィールドの
間にはＭ信号であり、偶数フィールドの間にはＣ信号で
ある。
ルターカーネルは計数の毎四番目のコラムのみ見せられ
る水平走査の方向でそのような幅をもつ。計数の介在す
るコラムはすべて零の値になった計数のコラムである。
前記分円選択フィルタ１１３の応答は奇数フィールドの
間にはＭ信号であり、偶数フィールドの間にはＣ信号で
ある。
【００６８】減算器１１４は時間軸補正器１１２から供
給されディジタル遅延線１１５によって適切に補償遅延
された時間軸が補正され、ディジタル化されたカラーア
ンダ搬送波から分円選択フィルタ１１３の応答を減算す
ることによって、補数の分円選択フィルタ応答を発生す
る。この補償遅延は前記分円選択フィルタ１１３を通じ
た遅延と同じであり、フィルタ１１３でタップディジタ
ル遅延線を使用して得られる。補数の分円選択フィルタ
応答は奇数フィールドの間はＣ信号であり、偶数フィー
ルドの間にはＭ信号である。
給されディジタル遅延線１１５によって適切に補償遅延
された時間軸が補正され、ディジタル化されたカラーア
ンダ搬送波から分円選択フィルタ１１３の応答を減算す
ることによって、補数の分円選択フィルタ応答を発生す
る。この補償遅延は前記分円選択フィルタ１１３を通じ
た遅延と同じであり、フィルタ１１３でタップディジタ
ル遅延線を使用して得られる。補数の分円選択フィルタ
応答は奇数フィールドの間はＣ信号であり、偶数フィー
ルドの間にはＭ信号である。
【００６９】マルチプレクサ１１６は分円選択フィルタ
応答と補数の分円選択フィルタ応答から選択するための
制御信号として供給されたフィールド計数信号の最下位
ビットによって調節されて、Ｍ信号から分離されたＣ信
号とＣ信号から分離されたＭ信号を発生する。絶対値回
路１１７はＭ信号を整流し、整流されたＭ信号は多数の
タップディジタル遅延線１１８に供給される。遅延線１
１８のタップからの前記信号は重み付け及び和回路１１
９に供給され、これは整流されたＭ信号の水平低域通過
フィルタリングを実現して、動き適応型の時空間フィル
タ１１０によって要求される動き信号を再生産する。
応答と補数の分円選択フィルタ応答から選択するための
制御信号として供給されたフィールド計数信号の最下位
ビットによって調節されて、Ｍ信号から分離されたＣ信
号とＣ信号から分離されたＭ信号を発生する。絶対値回
路１１７はＭ信号を整流し、整流されたＭ信号は多数の
タップディジタル遅延線１１８に供給される。遅延線１
１８のタップからの前記信号は重み付け及び和回路１１
９に供給され、これは整流されたＭ信号の水平低域通過
フィルタリングを実現して、動き適応型の時空間フィル
タ１１０によって要求される動き信号を再生産する。
【００７０】Ｍ信号から分離された前記Ｃ信号はマルチ
プレクサ１１６から４分円ディジタル乗算器１２０に供
給され、そこで搬送波位相選択回路８３によって乗算器
信号として選択された４相４．２１ＭＨｚ搬送波位相と
各走査線期間の間乗算されて、圧縮された３．５８ＭＨ
ｚ色副搬送波周辺の色副搬送波変調成分と７．８ＭＨｚ
周辺のそれらの映像成分を含むディジタル化されたクロ
マ信号を再生産する。このディジタル化されたクロマ信
号は多数タップディジタル遅延線１２１に入力信号とし
て供給される。重み付け及び和回路１２２は遅延線１２
１のタップからの信号に重み付けを加え圧縮された３．
５８ＭＨｚ色副搬送波周辺の色副搬送波変調成分を提供
する水平低域通過フィルタを具現し、このフィルタの応
答には７．８ＭＨｚ周辺の映像成分がない。選択的に、
前記ディジタル遅延線１２１と重み付け及び和回路１２
２は３．５８ＭＨｚの中心周波数を有するディジタル帯
域通過フィルタを実現する多数のタップ付ディジタル遅
延線と重み付け及び和回路によって代えることができ
る。前記遅延線１２１と重み付け及び和回路１２２は記
録中に使用される遅延線８８と重み付け及び和回路８９
のように適切な記録／再生スイッチングによって調整さ
れることができる。
プレクサ１１６から４分円ディジタル乗算器１２０に供
給され、そこで搬送波位相選択回路８３によって乗算器
信号として選択された４相４．２１ＭＨｚ搬送波位相と
各走査線期間の間乗算されて、圧縮された３．５８ＭＨ
ｚ色副搬送波周辺の色副搬送波変調成分と７．８ＭＨｚ
周辺のそれらの映像成分を含むディジタル化されたクロ
マ信号を再生産する。このディジタル化されたクロマ信
号は多数タップディジタル遅延線１２１に入力信号とし
て供給される。重み付け及び和回路１２２は遅延線１２
１のタップからの信号に重み付けを加え圧縮された３．
５８ＭＨｚ色副搬送波周辺の色副搬送波変調成分を提供
する水平低域通過フィルタを具現し、このフィルタの応
答には７．８ＭＨｚ周辺の映像成分がない。選択的に、
前記ディジタル遅延線１２１と重み付け及び和回路１２
２は３．５８ＭＨｚの中心周波数を有するディジタル帯
域通過フィルタを実現する多数のタップ付ディジタル遅
延線と重み付け及び和回路によって代えることができ
る。前記遅延線１２１と重み付け及び和回路１２２は記
録中に使用される遅延線８８と重み付け及び和回路８９
のように適切な記録／再生スイッチングによって調整さ
れることができる。
【００７１】図７は適切な記録／再生スイッチングに
（明白に図示されていない）よって図５の動き応型の視
空間フィルタ１１０を提供するために与えられる５４〜
６４及び６７〜６９を示す。記録及び再生中のすべての
素子５４〜６４及び６７〜６９の使用は一つのフレーム
貯蔵領域と数個の線貯蔵領域を除去することによってハ
ードウェアの費用を事実上減少させる。前記重み付け及
び和回路６４から供給された輝度信号からフレーム対フ
レームの差の全体を前記遅延線６０から被減数信号とし
て供給された輝度信号から減算されるように前記減算器
６７に供給するのは空間周波数からの０Ｈｚにダウンさ
れたすべての成分を除去する。これは次の事実を反映し
て行われる。第一に重なった輝度成分が色成分より周波
数がもっと下に拡張され、第二に図３に示したように動
信号が誘導されたときのみ可能なこのようなフレーム−
コームは低い空間周波数成分の３ｄＢの減少を提供す
る。再生の間クロスフェーダー６９は図５の重み付け及
び和回路１１９から供給された再生産された動き信号に
よって制御される。相当な動きのあるテレビジョン映像
領域の走査の間、前記クロスフェーダー６９は素子５４
〜６２を含むラインコーム空間フィルタから供給された
輝度出力信号として空間的にフィルタされた輝度を選択
する。この空間フィルタは非重畳化後に基底帯域に残さ
れた重畳された輝度成分を圧縮する垂直低域通過フィル
タリングを提供し、この残された成分はラインからライ
ンに極性が変わる。動きが殆ど、又は全くないテレビジ
ョン映像領域の走査の間、前記クロスフェーダー６９は
素子５４，６０，６６，６４，６７及び６８を含むフレ
ーム−コーム時間フィルタから供給された輝度出力信号
として時間的にフィルタされた輝度を選択する。前記フ
レーム−コームするのは非重畳化後に基底帯域に残され
た重なった輝度成分を圧縮し、この残された成分はフレ
ームからフレームに極性が変わる。
（明白に図示されていない）よって図５の動き応型の視
空間フィルタ１１０を提供するために与えられる５４〜
６４及び６７〜６９を示す。記録及び再生中のすべての
素子５４〜６４及び６７〜６９の使用は一つのフレーム
貯蔵領域と数個の線貯蔵領域を除去することによってハ
ードウェアの費用を事実上減少させる。前記重み付け及
び和回路６４から供給された輝度信号からフレーム対フ
レームの差の全体を前記遅延線６０から被減数信号とし
て供給された輝度信号から減算されるように前記減算器
６７に供給するのは空間周波数からの０Ｈｚにダウンさ
れたすべての成分を除去する。これは次の事実を反映し
て行われる。第一に重なった輝度成分が色成分より周波
数がもっと下に拡張され、第二に図３に示したように動
信号が誘導されたときのみ可能なこのようなフレーム−
コームは低い空間周波数成分の３ｄＢの減少を提供す
る。再生の間クロスフェーダー６９は図５の重み付け及
び和回路１１９から供給された再生産された動き信号に
よって制御される。相当な動きのあるテレビジョン映像
領域の走査の間、前記クロスフェーダー６９は素子５４
〜６２を含むラインコーム空間フィルタから供給された
輝度出力信号として空間的にフィルタされた輝度を選択
する。この空間フィルタは非重畳化後に基底帯域に残さ
れた重畳された輝度成分を圧縮する垂直低域通過フィル
タリングを提供し、この残された成分はラインからライ
ンに極性が変わる。動きが殆ど、又は全くないテレビジ
ョン映像領域の走査の間、前記クロスフェーダー６９は
素子５４，６０，６６，６４，６７及び６８を含むフレ
ーム−コーム時間フィルタから供給された輝度出力信号
として時間的にフィルタされた輝度を選択する。前記フ
レーム−コームするのは非重畳化後に基底帯域に残され
た重なった輝度成分を圧縮し、この残された成分はフレ
ームからフレームに極性が変わる。
【００７２】もし、記録の途中で前記クロスフェーダー
６９から供給された全帯域輝度信号の高周波帯域がその
低周波数帯域に対してデエンファシスされたとしたら、
このデエンファシスは素子１２３〜１３１を含む回路で
除去される。前記除去は２．５２ＭＨｚのクロスオーバ
周波数や１／４のマスタクロックサンプリング速度で低
域通過及び高域通過応答を有するフィルタによって低周
波数及び高周波数帯域にこの輝度信号を分離した後に行
われる。図７で前記クロスフェーダー６９から再生の間
に供給された前記輝度信号は図７のタップ付ディジタル
遅延線１２３に供給される。前記遅延線１２３のタップ
からの前記信号は重み付け及び和回路１２４に供給さ
れ、これは輝度の低周波数帯域成分を分離する水平低域
通過フィルタリングを具現する。ディジタル減算器１２
５は前記重み付け及び和回路１２４によって供給される
水平低域通過フィルタ応答をタップ付ディジタル遅延線
１２３から得られた適切に遅延された全帯域輝度信号か
ら減算し、これは輝度の高周波数帯域成分を分離する水
平高域通過フィルタリングを具現する。
６９から供給された全帯域輝度信号の高周波帯域がその
低周波数帯域に対してデエンファシスされたとしたら、
このデエンファシスは素子１２３〜１３１を含む回路で
除去される。前記除去は２．５２ＭＨｚのクロスオーバ
周波数や１／４のマスタクロックサンプリング速度で低
域通過及び高域通過応答を有するフィルタによって低周
波数及び高周波数帯域にこの輝度信号を分離した後に行
われる。図７で前記クロスフェーダー６９から再生の間
に供給された前記輝度信号は図７のタップ付ディジタル
遅延線１２３に供給される。前記遅延線１２３のタップ
からの前記信号は重み付け及び和回路１２４に供給さ
れ、これは輝度の低周波数帯域成分を分離する水平低域
通過フィルタリングを具現する。ディジタル減算器１２
５は前記重み付け及び和回路１２４によって供給される
水平低域通過フィルタ応答をタップ付ディジタル遅延線
１２３から得られた適切に遅延された全帯域輝度信号か
ら減算し、これは輝度の高周波数帯域成分を分離する水
平高域通過フィルタリングを具現する。
【００７３】２分円ディジタル乗算器１２６は輝度の高
周波数帯域成分を１より大きな因子と乗算して、前記帯
域を非圧縮化（de-compress)し輝度の低周波数帯域成分
に対してそれの元の振幅を復する。前記乗算因子は次の
ように決定される。絶対値回路１２７は前記減算器１２
５から差信号として供給された輝度の高周波数帯域成分
を整流する。輝度の前記整流された高周波数帯域成分は
タップ付ディジタル遅延線１２８に供給される。前記遅
延線１２８のタップからの前記信号は重み付け及び和回
路１２９に供給される。前記回路１２９は輝度の前記整
流された高周波数帯域成分に対する低域通過フィルタの
応答を供給し、その応答は輝度の高周波数帯域成分を非
圧縮化するための乗算器１２６に供給された乗算器信号
を貯蔵する読出し専用メモリ１３０をアドレスする。乗
算信号として乗算器１２６によって供給された輝度の非
圧縮された高周波数帯域成分は前記重み付け及び和回路
１２４から供給された輝度の前記低周波数帯域成分とデ
ィジタル加算器１３１から加算される。前記加算器１３
１からの前記和信号は完全に復された輝度信号である。
周波数帯域成分を１より大きな因子と乗算して、前記帯
域を非圧縮化（de-compress)し輝度の低周波数帯域成分
に対してそれの元の振幅を復する。前記乗算因子は次の
ように決定される。絶対値回路１２７は前記減算器１２
５から差信号として供給された輝度の高周波数帯域成分
を整流する。輝度の前記整流された高周波数帯域成分は
タップ付ディジタル遅延線１２８に供給される。前記遅
延線１２８のタップからの前記信号は重み付け及び和回
路１２９に供給される。前記回路１２９は輝度の前記整
流された高周波数帯域成分に対する低域通過フィルタの
応答を供給し、その応答は輝度の高周波数帯域成分を非
圧縮化するための乗算器１２６に供給された乗算器信号
を貯蔵する読出し専用メモリ１３０をアドレスする。乗
算信号として乗算器１２６によって供給された輝度の非
圧縮された高周波数帯域成分は前記重み付け及び和回路
１２４から供給された輝度の前記低周波数帯域成分とデ
ィジタル加算器１３１から加算される。前記加算器１３
１からの前記和信号は完全に復された輝度信号である。
【００７４】ディジタル加算器１３２はこの信号を図５
の前記重み付け及び和回路１２２から供給された、圧縮
された３．５８ＭＨｚ色搬送波を有する色信号と加算す
る。ディジタル加算器１３３は前記加算器１３２からの
前記和信号を負性副搬送波と加えてビデオテープ記録か
ら再生ビュー（view) するために使用されるカラーテレ
ビジョン受像機に適用するためのテレビジョン高周波数
信号を発生するために使用される低電力テレビジョン変
調器１３４のための変調信号を発生する。前記音響副搬
送波を周波数変調するために使用される前記音響信号
は、固定されたオーディオ再生ヘッドがビデオテープ記
録の側音響トラックから復したものであるとか、回転す
るヘッドホイール組立体でワイドギャップのオーディオ
再生ヘッドがねじ形走査によってビデオテープ記録の深
く記録された対角線音響のトラックから復したもの中に
一つである。
の前記重み付け及び和回路１２２から供給された、圧縮
された３．５８ＭＨｚ色搬送波を有する色信号と加算す
る。ディジタル加算器１３３は前記加算器１３２からの
前記和信号を負性副搬送波と加えてビデオテープ記録か
ら再生ビュー（view) するために使用されるカラーテレ
ビジョン受像機に適用するためのテレビジョン高周波数
信号を発生するために使用される低電力テレビジョン変
調器１３４のための変調信号を発生する。前記音響副搬
送波を周波数変調するために使用される前記音響信号
は、固定されたオーディオ再生ヘッドがビデオテープ記
録の側音響トラックから復したものであるとか、回転す
るヘッドホイール組立体でワイドギャップのオーディオ
再生ヘッドがねじ形走査によってビデオテープ記録の深
く記録された対角線音響のトラックから復したもの中に
一つである。
【００７５】もし、記録途中で前記クロスフェーダー６
９から供給された全帯域輝度信号の高周波数帯域がその
低周波数帯域に対してデエンファシスされなかったとし
たら、素子１２３〜１３１を含む回路は前記加算器７３
から前記加算器１３２への直線的な接続点によって代替
されることができる。サブ画素位相基準信号は繰返す擬
似−ランダムパルス列の選択された走査線を含むかも知
れないし、この走査線は選択された垂直帰線期間中にま
たはテレビジョン視聴者に見せられないようにマスクさ
れたすぐ次の映像の領域内で発生する。一般に、時間基
準信号に対する反復された擬似−ランダムパルス列はよ
く知られている。例えば、Ｗ．Ｐｅｔｅｒｓｏｎの本
“エラー訂正コード”の１４７〜１４８ページ（ＭＩＴ
出版社、１９６１年），Ｐ．ＨｏｒｏｗｉｔｚとＷ．Ｈ
ｉｌｌｓの本“Ｔｈｅ Ａｒｔ ｏｆ Ｅｌｅｃｔｒｏ
ｎｉｃｓ”の６５５〜６５７ページ（カンブリジ大学出
版社，、１９８９年，再版），Ｆ．Ｇ．Ｓｔｒｅｍｌｅ
ｒの本“Ｉｎｔｒｏｄｕｃｔｉｏｎ ｔｏ Ｃｏｍｍｕ
ｎｉｃａｔｉｏｎｓＳｙｓｔｅｍｓ”の４３９〜４４３
ページ（エジスン−ウェスリ出版社，１９９０年，第３
版）“Ｖｉｄｅｏ ｓｉｇｎａｌ ｓｙｎｃｈｒｏｎｉ
ｚａｔｉｏｎ ｓｙｓｔｅｍ ａｓ ｆｏｒ ａｎ ｅ
ｘｔｅｎｄｅｄ ｄｅｆｉｎｉｔｉｏｎ ｗｉｄｅｓｃ
ｒｅｅｎ ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ ｓｉｇｎａｌ ｐｒ
ｏｃｅｓｓｉｎｇ ｓｙｓｔｅｍ”という題目でＲＣＡ
に譲渡されて１９９０年３月２７日に出願された本発明
者等による米国特許番号第４，９１２，５４９号に開示
されている。前記擬似−ランダムパルス列は−１と＋１
サンプルＮ個の列であり、これはその自身とＮとの相関
関係及び値１とその位相変換された自身との相関関係を
示す。
９から供給された全帯域輝度信号の高周波数帯域がその
低周波数帯域に対してデエンファシスされなかったとし
たら、素子１２３〜１３１を含む回路は前記加算器７３
から前記加算器１３２への直線的な接続点によって代替
されることができる。サブ画素位相基準信号は繰返す擬
似−ランダムパルス列の選択された走査線を含むかも知
れないし、この走査線は選択された垂直帰線期間中にま
たはテレビジョン視聴者に見せられないようにマスクさ
れたすぐ次の映像の領域内で発生する。一般に、時間基
準信号に対する反復された擬似−ランダムパルス列はよ
く知られている。例えば、Ｗ．Ｐｅｔｅｒｓｏｎの本
“エラー訂正コード”の１４７〜１４８ページ（ＭＩＴ
出版社、１９６１年），Ｐ．ＨｏｒｏｗｉｔｚとＷ．Ｈ
ｉｌｌｓの本“Ｔｈｅ Ａｒｔ ｏｆ Ｅｌｅｃｔｒｏ
ｎｉｃｓ”の６５５〜６５７ページ（カンブリジ大学出
版社，、１９８９年，再版），Ｆ．Ｇ．Ｓｔｒｅｍｌｅ
ｒの本“Ｉｎｔｒｏｄｕｃｔｉｏｎ ｔｏ Ｃｏｍｍｕ
ｎｉｃａｔｉｏｎｓＳｙｓｔｅｍｓ”の４３９〜４４３
ページ（エジスン−ウェスリ出版社，１９９０年，第３
版）“Ｖｉｄｅｏ ｓｉｇｎａｌ ｓｙｎｃｈｒｏｎｉ
ｚａｔｉｏｎ ｓｙｓｔｅｍ ａｓ ｆｏｒ ａｎ ｅ
ｘｔｅｎｄｅｄ ｄｅｆｉｎｉｔｉｏｎ ｗｉｄｅｓｃ
ｒｅｅｎ ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ ｓｉｇｎａｌ ｐｒ
ｏｃｅｓｓｉｎｇ ｓｙｓｔｅｍ”という題目でＲＣＡ
に譲渡されて１９９０年３月２７日に出願された本発明
者等による米国特許番号第４，９１２，５４９号に開示
されている。前記擬似−ランダムパルス列は−１と＋１
サンプルＮ個の列であり、これはその自身とＮとの相関
関係及び値１とその位相変換された自身との相関関係を
示す。
【００７６】図８は図１のビデオテープレコーダ装置で
のサブ画素位相基準発生器２４に適切な回路を示す。前
記図８の回路はそれぞれ７個サンプルの長さをもち、こ
れらのサンプルの各期間がマスタ発振器１０のクロック
パルス間の期間の４倍である１５個の連続的な擬似−ラ
ンダムパルス列を発生する状態可変発生器１３５を含
み、擬似−ランダムパルスの帯域幅をビデオ記録及び再
生過程の帯域幅内によく存在するように維持させる。前
記状態変数発生器１３５は３個の状態変数中の各々を発
生する３個のクロックされたビットラッチ１３６，１３
７及び１３８を含む。ビットラッチ１３６，１３７及び
１３８の各々は発生される毎４番目のマスタ発振器１０
のクロックパルスとして図１の９段２進計数器１１の第
２段階からのキャリ信号とクロックされて、３個の状態
変数のサンプルそれぞれがマスタ発振器１０のクロック
パルス間の期間の各々４倍である期間をもつようにな
る。排他的論理和ゲート１３９は二つの入力信号として
ラッチ１３７と１３８からの状態変数を入力し、出力信
号をビットラッチ１３６に入力信号として供給する。状
態変数発生器１３５によって供給された前記擬似−ラン
ダムパルス列はビットラッチ１３８から出し、排他的論
理和ゲート１４０に入力信号として供給され、このゲー
トはその２個の入力信号の残りの一つとして前記モジュ
ロ２フレーム計数を入力する。奇数フレームの間、排他
的論理和ゲート１４０の応答は状態変数発生器１３５に
よって発生された擬似−ランダムパルス列の負数を発生
し、偶数フレームの間は排他的論理和ゲート１４０の応
答は単純に状態変数発生器１３５によって発生される擬
似−ランダムパルス列を繰返す。
のサブ画素位相基準発生器２４に適切な回路を示す。前
記図８の回路はそれぞれ７個サンプルの長さをもち、こ
れらのサンプルの各期間がマスタ発振器１０のクロック
パルス間の期間の４倍である１５個の連続的な擬似−ラ
ンダムパルス列を発生する状態可変発生器１３５を含
み、擬似−ランダムパルスの帯域幅をビデオ記録及び再
生過程の帯域幅内によく存在するように維持させる。前
記状態変数発生器１３５は３個の状態変数中の各々を発
生する３個のクロックされたビットラッチ１３６，１３
７及び１３８を含む。ビットラッチ１３６，１３７及び
１３８の各々は発生される毎４番目のマスタ発振器１０
のクロックパルスとして図１の９段２進計数器１１の第
２段階からのキャリ信号とクロックされて、３個の状態
変数のサンプルそれぞれがマスタ発振器１０のクロック
パルス間の期間の各々４倍である期間をもつようにな
る。排他的論理和ゲート１３９は二つの入力信号として
ラッチ１３７と１３８からの状態変数を入力し、出力信
号をビットラッチ１３６に入力信号として供給する。状
態変数発生器１３５によって供給された前記擬似−ラン
ダムパルス列はビットラッチ１３８から出し、排他的論
理和ゲート１４０に入力信号として供給され、このゲー
トはその２個の入力信号の残りの一つとして前記モジュ
ロ２フレーム計数を入力する。奇数フレームの間、排他
的論理和ゲート１４０の応答は状態変数発生器１３５に
よって発生された擬似−ランダムパルス列の負数を発生
し、偶数フレームの間は排他的論理和ゲート１４０の応
答は単純に状態変数発生器１３５によって発生される擬
似−ランダムパルス列を繰返す。
【００７７】前記排他的論理和ゲート１４０の応答はＡ
ＮＤゲート１４１に二つの入力信号中の一つとして供給
される。前記ＡＮＤゲート１４１はマルチプレクサ１４
２に制御信号として供給されるその自身の応答によって
前記排他的論理和ゲート１４０の応答を繰返す。この制
御信号が０であるか１であるかにより、前記マルチプレ
クサ１４２はＩＲＥレベルや８０ＩＲＥレベルと関連さ
れたディジタル値を選択して、図１でマルチプレクサ２
３に供給されるサブ画素位相基準信号を発生する。前記
ＡＮＤゲート１４１への残りの入力信号は擬似−ランダ
ムパルス列が前記マルチプレクサ１４２に供給されると
き水平走査線内の一周期の間１であるパルスウインドー
信号である。走査線の初めと最後で、パルスウインドー
信号が０であるときＡＮＤゲート１４１の応答は０であ
り、マルチプレクサ１４２を０ＩＲＥレベルと関連され
たディジタル値を選択するように調節する。前記パルス
ウインドー信号はセット−リセットフリップフロップ１
４３のセット計数Ｑ出力に該当する。
ＮＤゲート１４１に二つの入力信号中の一つとして供給
される。前記ＡＮＤゲート１４１はマルチプレクサ１４
２に制御信号として供給されるその自身の応答によって
前記排他的論理和ゲート１４０の応答を繰返す。この制
御信号が０であるか１であるかにより、前記マルチプレ
クサ１４２はＩＲＥレベルや８０ＩＲＥレベルと関連さ
れたディジタル値を選択して、図１でマルチプレクサ２
３に供給されるサブ画素位相基準信号を発生する。前記
ＡＮＤゲート１４１への残りの入力信号は擬似−ランダ
ムパルス列が前記マルチプレクサ１４２に供給されると
き水平走査線内の一周期の間１であるパルスウインドー
信号である。走査線の初めと最後で、パルスウインドー
信号が０であるときＡＮＤゲート１４１の応答は０であ
り、マルチプレクサ１４２を０ＩＲＥレベルと関連され
たディジタル値を選択するように調節する。前記パルス
ウインドー信号はセット−リセットフリップフロップ１
４３のセット計数Ｑ出力に該当する。
【００７８】フリップフロップ１４３のセッティングと
リセッティングは次のようである。前記走査線画素計数
はディジタル加算器１４４で２程増加し、結果的に和の
中で２個の最下位ビットは除去されて１／４マスタ発振
器１０のクロックパルス速度で稀薄（ｓｐａｒｓｅｒ）
計数を得るようになり、稀薄計数は計数器１１の第２段
階からのキャリ信号間からときどき増加する。デコーダ
１４５は始め稀薄計数（例えば、６２の走査線画素計数
に対応する１６）をデコードして、ＯＲゲート１４６〜
１４９に供給される１を発生する。前記ＯＲゲート１４
７，１４８及び１４９の１の応答は各々ビットラッチ１
３６，１３７及び１３８に供給されそこでクロックされ
て、最初の擬似−ランダムパルス列はビットラッチ１３
６，１３７及び１３８すべてで常に１に始まる。前記Ｏ
Ｒゲート１４９の前記１の反応はフリップフロップ１４
３のためのセットパルスとして供給され、セット状態の
フリップフロップはＡＮＤゲート４１をイネイブルして
擬似ランダムパルス列をマルチプレクサ１４２に供給す
る。デコーダ１５０は最後の稀薄計数（例えば、４７８
の走査線画素計数に対応する１２０）をデコードして、
フリップフロップ１４３のためのリセットパルスを発生
する。このリセット状態で、前記フリップフロップ１４
３は前記ＡＮＤゲート１４１をディスエーブルして、従
ってそれ以上のマルチプレクサ１４２に擬似−ランダム
パルス列を供給することができない。
リセッティングは次のようである。前記走査線画素計数
はディジタル加算器１４４で２程増加し、結果的に和の
中で２個の最下位ビットは除去されて１／４マスタ発振
器１０のクロックパルス速度で稀薄（ｓｐａｒｓｅｒ）
計数を得るようになり、稀薄計数は計数器１１の第２段
階からのキャリ信号間からときどき増加する。デコーダ
１４５は始め稀薄計数（例えば、６２の走査線画素計数
に対応する１６）をデコードして、ＯＲゲート１４６〜
１４９に供給される１を発生する。前記ＯＲゲート１４
７，１４８及び１４９の１の応答は各々ビットラッチ１
３６，１３７及び１３８に供給されそこでクロックされ
て、最初の擬似−ランダムパルス列はビットラッチ１３
６，１３７及び１３８すべてで常に１に始まる。前記Ｏ
Ｒゲート１４９の前記１の反応はフリップフロップ１４
３のためのセットパルスとして供給され、セット状態の
フリップフロップはＡＮＤゲート４１をイネイブルして
擬似ランダムパルス列をマルチプレクサ１４２に供給す
る。デコーダ１５０は最後の稀薄計数（例えば、４７８
の走査線画素計数に対応する１２０）をデコードして、
フリップフロップ１４３のためのリセットパルスを発生
する。このリセット状態で、前記フリップフロップ１４
３は前記ＡＮＤゲート１４１をディスエーブルして、従
ってそれ以上のマルチプレクサ１４２に擬似−ランダム
パルス列を供給することができない。
【００７９】前記の接続はフリップフロップ１４３がセ
ットされパルスウインドー信号として１を発生する期間
の間に１５回繰返す次の動作サイクルを導く。 ラッチ１３６状態 ラッチ１３７状態 ラッチ１３８状態 １ １ １ ０ １ １ ０ ０ １ １ ０ ０ ０ １ ０ １ ０ １ １ １ ０ 前記ラッチ１３８から供給された前記１１１００１０列
は２の補数擬似−ランダムパルス列１１，１１，１１，
０１，０１，１１，０１を表すものとして考えることが
でき、変わらない１の最下位ビットは圧縮される。
ットされパルスウインドー信号として１を発生する期間
の間に１５回繰返す次の動作サイクルを導く。 ラッチ１３６状態 ラッチ１３７状態 ラッチ１３８状態 １ １ １ ０ １ １ ０ ０ １ １ ０ ０ ０ １ ０ １ ０ １ １ １ ０ 前記ラッチ１３８から供給された前記１１１００１０列
は２の補数擬似−ランダムパルス列１１，１１，１１，
０１，０１，１１，０１を表すものとして考えることが
でき、変わらない１の最下位ビットは圧縮される。
【００８０】図９は図１のビデオテープレコーダ装置で
のサブ画素位相制御回路２０に適合な回路を示す。ディ
ジタル減算器１５４はその減数入力信号として図１のア
ナログ−ディジタル変換器７からのディジタル化された
信号を入力する。マルチプレクサ１５５は減算器１５４
のための被減数信号を供給する。ＡＮＤゲート１５６は
図２のＡＮＤゲート４１によって発生された再生輝度−
位相−同期キー信号及び図８のフリップフロップ１４３
によって発生されたパルスウインドー信号が同時に１な
ので１に応答して、マルチプレクサ１５５が零の値を有
する直接成分を有するために擬似パルス列をバイアスす
る減算器１５４のための被減数信号として４０ＩＲＥレ
ベルと関連されたディジタル値を選択するように調節す
る。
のサブ画素位相制御回路２０に適合な回路を示す。ディ
ジタル減算器１５４はその減数入力信号として図１のア
ナログ−ディジタル変換器７からのディジタル化された
信号を入力する。マルチプレクサ１５５は減算器１５４
のための被減数信号を供給する。ＡＮＤゲート１５６は
図２のＡＮＤゲート４１によって発生された再生輝度−
位相−同期キー信号及び図８のフリップフロップ１４３
によって発生されたパルスウインドー信号が同時に１な
ので１に応答して、マルチプレクサ１５５が零の値を有
する直接成分を有するために擬似パルス列をバイアスす
る減算器１５４のための被減数信号として４０ＩＲＥレ
ベルと関連されたディジタル値を選択するように調節す
る。
【００８１】たいていの走査線の間、再生輝度−位相−
同期キー信号が０のとき、及びこれらの１フレームに一
度出る走査線の初めと終りの間、再生輝度−位相−同期
キー信号が１とかパルスウインドー信号が０のとき、前
記ＡＮＤゲート１５６は０として応答して、前記マルチ
プレクサ１５５が図１のアナログ−ディジタル変換器７
からのディジタル化された信号を前記減算器１５４のた
めの被減数信号として選択するように調節する。前記減
算器１５４は同一の減数及び被減数信号に応じて０の値
を有するディジタル差信号を発生する。
同期キー信号が０のとき、及びこれらの１フレームに一
度出る走査線の初めと終りの間、再生輝度−位相−同期
キー信号が１とかパルスウインドー信号が０のとき、前
記ＡＮＤゲート１５６は０として応答して、前記マルチ
プレクサ１５５が図１のアナログ−ディジタル変換器７
からのディジタル化された信号を前記減算器１５４のた
めの被減数信号として選択するように調節する。前記減
算器１５４は同一の減数及び被減数信号に応じて０の値
を有するディジタル差信号を発生する。
【００８２】２８−サンプル相関フィルタ１５７は零の
値の直接成分を有するためにバイアスされた擬似−ラン
ダムパルス列を減算器１５４から入力する。前記相関関
係が入力信号とフィルタカーネルの間で最上であると
き、または非相関関係が入力信号とフィルタカーネル間
で最上であるとき、前記フィルタ１５７の相関関係の応
答は前記減算器１５４から供給された信号の２８倍であ
り、従って前記アナログ−ディジタル変換器７からのデ
ィジタル化された信号より５ビットを更にもつであろ
う。前記フィルタ１５７の応答はアナログ−ディジタル
変換器７が８ビットの解像度でディジタル化するのを仮
定するとき、１３個のビット幅である。ハードウェアの
保護のために、これらのビット中の４個の最下位ビット
は次の回路では使用されない。前記フィルタ１５７の応
答は絶対値回路１５８に供給され、平衡ビットレジスタ
１５９と１５０の従属結合点に供給される１ビット狭く
なった絶対値相関関係応答を発生する。前記従属結合さ
れた平衡ビットレジスタ１５９と１６０の従属連結点は
３個の連続的な相関関係応答が同時に考慮されるように
する３タップの遅延を提供する。相関フィルタ１５７の
カーネルと減算器１５４からの擬似−ランダムパルス列
間の原形相関が到達されるとき、フィルタ１５７の応答
は擬似−ランダムパルス速度がマスタ発振器クロック速
度の４分の１という事実のためマスタ発振器クロック速
度に一つのサンプルの上に到る正のピークを見せる。相
関フィルタ１５７のカーネルと減算器１５４からの擬似
−ランダムパルス列間の原型の非相関関係が到達される
とき、フィルタ１５７の応答は類似な小さい数のサンプ
ルの上に到る負のピークを示す。前記ピークは７サンプ
ル以上又は只５サンプル以上に拡張されるために考慮さ
れることができる。
値の直接成分を有するためにバイアスされた擬似−ラン
ダムパルス列を減算器１５４から入力する。前記相関関
係が入力信号とフィルタカーネルの間で最上であると
き、または非相関関係が入力信号とフィルタカーネル間
で最上であるとき、前記フィルタ１５７の相関関係の応
答は前記減算器１５４から供給された信号の２８倍であ
り、従って前記アナログ−ディジタル変換器７からのデ
ィジタル化された信号より５ビットを更にもつであろ
う。前記フィルタ１５７の応答はアナログ−ディジタル
変換器７が８ビットの解像度でディジタル化するのを仮
定するとき、１３個のビット幅である。ハードウェアの
保護のために、これらのビット中の４個の最下位ビット
は次の回路では使用されない。前記フィルタ１５７の応
答は絶対値回路１５８に供給され、平衡ビットレジスタ
１５９と１５０の従属結合点に供給される１ビット狭く
なった絶対値相関関係応答を発生する。前記従属結合さ
れた平衡ビットレジスタ１５９と１６０の従属連結点は
３個の連続的な相関関係応答が同時に考慮されるように
する３タップの遅延を提供する。相関フィルタ１５７の
カーネルと減算器１５４からの擬似−ランダムパルス列
間の原形相関が到達されるとき、フィルタ１５７の応答
は擬似−ランダムパルス速度がマスタ発振器クロック速
度の４分の１という事実のためマスタ発振器クロック速
度に一つのサンプルの上に到る正のピークを見せる。相
関フィルタ１５７のカーネルと減算器１５４からの擬似
−ランダムパルス列間の原型の非相関関係が到達される
とき、フィルタ１５７の応答は類似な小さい数のサンプ
ルの上に到る負のピークを示す。前記ピークは７サンプ
ル以上又は只５サンプル以上に拡張されるために考慮さ
れることができる。
【００８３】ある場合においても、これらのサンプル中
の３個の連続するものが前記ピークのチップを構成する
ために考慮され、相関ピークの（又は、非相関ピーク
の）各チップでの３個のサンプルの分析は再生の間のア
ナログ−ディジタル変換器７によるディジタル化工程の
タイミングが記録中のアナログ−ディジタル変換器７に
よるディジタル化工程のタイミングにどの位い近接に対
応するかを決定するために使用される。もし、前記対応
が完全であると、最大振幅ベリーチップ（ｖｅｒｙ−ｔ
ｉｐ）サンプルの前と後の２個のサンプルはそれらが接
する最大振幅のサンプルより多少小さい同一の振幅をも
つ。もし、再生の間のアナログ−ディジタル変換器７に
よるディジタル化の工程のタイミングが記録中のアナロ
グ−ディジタル変換器７によるディジタル化工程のタイ
ミングを先立つと、最大振幅ベリーチップサンプルに先
立つサンプルは最大振幅サンプルを後に従うサンプルよ
り振幅が小さい。もし、再生中のアナログ−ディジタル
変換器７によるディジタル化工程のタイミングが記録中
のアナログ−ディジタル変換器７によるディジタル化工
程のタイミングより遅延されると、最大振幅ベリーチッ
プサンプルを先立つサンプルの振幅が最大振幅サンプル
を後に従うサンプルのものより更に大きい。
の３個の連続するものが前記ピークのチップを構成する
ために考慮され、相関ピークの（又は、非相関ピーク
の）各チップでの３個のサンプルの分析は再生の間のア
ナログ−ディジタル変換器７によるディジタル化工程の
タイミングが記録中のアナログ−ディジタル変換器７に
よるディジタル化工程のタイミングにどの位い近接に対
応するかを決定するために使用される。もし、前記対応
が完全であると、最大振幅ベリーチップ（ｖｅｒｙ−ｔ
ｉｐ）サンプルの前と後の２個のサンプルはそれらが接
する最大振幅のサンプルより多少小さい同一の振幅をも
つ。もし、再生の間のアナログ−ディジタル変換器７に
よるディジタル化の工程のタイミングが記録中のアナロ
グ−ディジタル変換器７によるディジタル化工程のタイ
ミングを先立つと、最大振幅ベリーチップサンプルに先
立つサンプルは最大振幅サンプルを後に従うサンプルよ
り振幅が小さい。もし、再生中のアナログ−ディジタル
変換器７によるディジタル化工程のタイミングが記録中
のアナログ−ディジタル変換器７によるディジタル化工
程のタイミングより遅延されると、最大振幅ベリーチッ
プサンプルを先立つサンプルの振幅が最大振幅サンプル
を後に従うサンプルのものより更に大きい。
【００８４】前記レジスタ１６０からの現在のサンプル
Ｄ、レジスタ１５９からの現在のサンプルＥ、絶対値回
路１５８から現在のサンプルＦは同時に考慮される３個
の連続的な相関関係の応答である。ディジタル比較器１
６１はＥ＞Ｄのときにのみ１を発生し、ディジタル比較
器１６２はＥ＞Ｆのときのみ１を発生し、ディジタル比
較器１６３はＥ＞ＥT のときにのみ１を発生し、ここで
ＥT は規定された正の限界値である。ＡＮＤゲート１６
４は同時に１をすべて発生する３個の比較器１６１〜１
６３に対して現在のサンプルＥが最大振幅のベリーチッ
プサンプルであることを示す１に応答する。
Ｄ、レジスタ１５９からの現在のサンプルＥ、絶対値回
路１５８から現在のサンプルＦは同時に考慮される３個
の連続的な相関関係の応答である。ディジタル比較器１
６１はＥ＞Ｄのときにのみ１を発生し、ディジタル比較
器１６２はＥ＞Ｆのときのみ１を発生し、ディジタル比
較器１６３はＥ＞ＥT のときにのみ１を発生し、ここで
ＥT は規定された正の限界値である。ＡＮＤゲート１６
４は同時に１をすべて発生する３個の比較器１６１〜１
６３に対して現在のサンプルＥが最大振幅のベリーチッ
プサンプルであることを示す１に応答する。
【００８５】ディジタル比較器１６５はＤ＞Ｆのときに
のみ１を発生し、再生中のアナログ−ディジタル変換器
７によるディジタル化工程のタイミングが記録中のアナ
ログ−ディジタル変換器７によるディジタル化工程のタ
イミングに先立つことを表す。ディジタル比較器１６６
はＦ＞Ｄのときにのみ１を発生し、再生中のアナログ−
ディジタル変換器７によるディジタル化工程のタイミン
グが記録中のアナログ−ディジタル変換器７によるディ
ジタル化工程のタイミングより後に従うことを表す。Ｏ
Ｒゲート１６７は入力信号として比較器１６５と１６６
からの出力信号を入力し、Ｄ＝Ｆのときにのみ０を発生
して、再生中のアナログ−ディジタル変換器７によるデ
ィジタル化工程のタイミングが記録中アナログ−ディジ
タル変換器７によるディジタル化工程のタイミングに適
切に該当することを示す（ディジタル比較器１６１〜１
６３，１６５及び１６６の各々はＡ入力信号がＢ入力信
号を超過するときにのみ１を発生する一般的な形態のも
のである。このような比較器はＡとＢの入力信号を２の
補数の減数と被減数信号として入力するディジタル減算
器によって与えられ、差の符号は比較結果を提供す
る）。
のみ１を発生し、再生中のアナログ−ディジタル変換器
７によるディジタル化工程のタイミングが記録中のアナ
ログ−ディジタル変換器７によるディジタル化工程のタ
イミングに先立つことを表す。ディジタル比較器１６６
はＦ＞Ｄのときにのみ１を発生し、再生中のアナログ−
ディジタル変換器７によるディジタル化工程のタイミン
グが記録中のアナログ−ディジタル変換器７によるディ
ジタル化工程のタイミングより後に従うことを表す。Ｏ
Ｒゲート１６７は入力信号として比較器１６５と１６６
からの出力信号を入力し、Ｄ＝Ｆのときにのみ０を発生
して、再生中のアナログ−ディジタル変換器７によるデ
ィジタル化工程のタイミングが記録中アナログ−ディジ
タル変換器７によるディジタル化工程のタイミングに適
切に該当することを示す（ディジタル比較器１６１〜１
６３，１６５及び１６６の各々はＡ入力信号がＢ入力信
号を超過するときにのみ１を発生する一般的な形態のも
のである。このような比較器はＡとＢの入力信号を２の
補数の減数と被減数信号として入力するディジタル減算
器によって与えられ、差の符号は比較結果を提供す
る）。
【００８６】ＡＮＤゲート１６８は現在のサンプルＥが
最大振幅のサンプルであることを示す１を発生するＡＮ
Ｄゲート１６４と、現在のＤとＦサンプルの振幅が異な
ることを示す１を発生するＯＲゲート１６７に応答し
て、再生中の輝度画素の位相制御は訂正する必要がある
ことを示す１を発生する。５段アップ／ダウン２進計数
器１６９はこれらの表示の数を計数する。前記計数器１
６９は１をパルス化するデコーダ１４５やデコーダ１４
６の出力信号によって１６の初期値にリセットされる。
比較器１６５からの出力信号は計数器１６９による計数
方向を制御する。再生中のアナログ−ディジタル変換器
７によるディジタル化工程のタイミングが記録中のアナ
ログ−ディジタル変換器７によるディジタル化工程のタ
イミングに先立つとき、１である比較器１６５の出力信
号に応答して前記計数器１６９はカウントダウンする。
再生中のアナログ−ディジタル変換器７によるディジタ
ル化工程のタイミングが記録中のアナログ−ディジタル
変換器７によるディジタル化工程のタイミングに遅れる
とき、前記計数器１６９は０である比較器１６５の出力
信号に応答してカウントアップする。
最大振幅のサンプルであることを示す１を発生するＡＮ
Ｄゲート１６４と、現在のＤとＦサンプルの振幅が異な
ることを示す１を発生するＯＲゲート１６７に応答し
て、再生中の輝度画素の位相制御は訂正する必要がある
ことを示す１を発生する。５段アップ／ダウン２進計数
器１６９はこれらの表示の数を計数する。前記計数器１
６９は１をパルス化するデコーダ１４５やデコーダ１４
６の出力信号によって１６の初期値にリセットされる。
比較器１６５からの出力信号は計数器１６９による計数
方向を制御する。再生中のアナログ−ディジタル変換器
７によるディジタル化工程のタイミングが記録中のアナ
ログ−ディジタル変換器７によるディジタル化工程のタ
イミングに先立つとき、１である比較器１６５の出力信
号に応答して前記計数器１６９はカウントダウンする。
再生中のアナログ−ディジタル変換器７によるディジタ
ル化工程のタイミングが記録中のアナログ−ディジタル
変換器７によるディジタル化工程のタイミングに遅れる
とき、前記計数器１６９は０である比較器１６５の出力
信号に応答してカウントアップする。
【００８７】ＯＲゲート１７２はデコーダ１７０によっ
て検出される計数器１６９からの１の計数やデコーダ１
７１によって検出される計数器１６９からの３１の計数
に応答して１を発生する。再生中にこの１はアナログ−
ディジタル変換器７に供給されるためのマスタ発振器ク
ロックパルスが得られるタップディジタル遅延線１９の
タップを選択することで図１に示したマルチプレクサ２
１を制御するために使用されるアップ／ダウン２進計数
器１７３での計数を１ずつ変化させる。前記計数器１６
９はそれのアップ／ダウン制御信号として計数器１６５
から最上位ビットまたは‘符号’ビットを入力する。従
って、再生中に先立った輝度画素位相の１５個の連続的
な表示を示す計数器１６９からの３１の計数は計数器１
７３からの計数を１ずつ増加させ、順にマルチプレクサ
２１が多数タップのディジタル遅延線１９上の次の−以
後のタップからアナログ−ディジタル変換器７に供給さ
れたマスタ発振器クロックパルスを選択するようにす
る。そして再生の間に遅れる輝度画素位相の連続的な１
５個の表示を示す計数器１６９からの１の計数は計数器
１７３からの計数が１ずつ増加されるようにし、順にマ
ルチプレクサ２１が多数タップのディジタル遅延線１９
上の次の−以前のタップからアナログ−ディジタル変換
器７に供給されたマスタ発振器クロックパルスを選択す
るようにする。記録中に前記計数器１７３は継続的に算
術０にリセットされ、マルチプレクサ２１が多数タップ
のディジタル遅延線１９の中間タップを選択するように
する。図９は、またいかにモジュロ２フレーム計数器３
７が（また、図２に示した）再生中に正しく位相制御さ
れるように準備されるかを示し、輝度画素サンプリング
のパターンは記録中に使用されるものに該当する。アッ
プ／ダウン２進計数器１７４は再生輝度−位相−同期キ
ー信号が１のときに一走査線の間相関関数での正又は負
のピークの数を計数する。計数器１６９のように、計数
器１７４は１をパルス化するデコーダ１４５又はデコー
ダ１４６の出力信号によって１６の初期値としてリセッ
トされる。サンプルＥが相関応答からのベリーチップサ
ンプルであることをシグナリングする１に対するＡＮＤ
ゲート１６４の応答のパルス化は計数器１７４によって
計数される。相関フィルタ１５７からの応答の符号ビッ
トは取出され、１０．２ＭＨｚマスタクロック発振器パ
ルス速度でクロックされたビットラッチ１７５で１画素
期間程遅延される。ビットラッチ１７５に一時的に貯蔵
されるビットは絶対値としてサンプルＥを有するサンプ
ルの符号に該当し、サンプルＥと時間的に整列され、計
数器１７４による計数の方向を制御する。
て検出される計数器１６９からの１の計数やデコーダ１
７１によって検出される計数器１６９からの３１の計数
に応答して１を発生する。再生中にこの１はアナログ−
ディジタル変換器７に供給されるためのマスタ発振器ク
ロックパルスが得られるタップディジタル遅延線１９の
タップを選択することで図１に示したマルチプレクサ２
１を制御するために使用されるアップ／ダウン２進計数
器１７３での計数を１ずつ変化させる。前記計数器１６
９はそれのアップ／ダウン制御信号として計数器１６５
から最上位ビットまたは‘符号’ビットを入力する。従
って、再生中に先立った輝度画素位相の１５個の連続的
な表示を示す計数器１６９からの３１の計数は計数器１
７３からの計数を１ずつ増加させ、順にマルチプレクサ
２１が多数タップのディジタル遅延線１９上の次の−以
後のタップからアナログ−ディジタル変換器７に供給さ
れたマスタ発振器クロックパルスを選択するようにす
る。そして再生の間に遅れる輝度画素位相の連続的な１
５個の表示を示す計数器１６９からの１の計数は計数器
１７３からの計数が１ずつ増加されるようにし、順にマ
ルチプレクサ２１が多数タップのディジタル遅延線１９
上の次の−以前のタップからアナログ−ディジタル変換
器７に供給されたマスタ発振器クロックパルスを選択す
るようにする。記録中に前記計数器１７３は継続的に算
術０にリセットされ、マルチプレクサ２１が多数タップ
のディジタル遅延線１９の中間タップを選択するように
する。図９は、またいかにモジュロ２フレーム計数器３
７が（また、図２に示した）再生中に正しく位相制御さ
れるように準備されるかを示し、輝度画素サンプリング
のパターンは記録中に使用されるものに該当する。アッ
プ／ダウン２進計数器１７４は再生輝度−位相−同期キ
ー信号が１のときに一走査線の間相関関数での正又は負
のピークの数を計数する。計数器１６９のように、計数
器１７４は１をパルス化するデコーダ１４５又はデコー
ダ１４６の出力信号によって１６の初期値としてリセッ
トされる。サンプルＥが相関応答からのベリーチップサ
ンプルであることをシグナリングする１に対するＡＮＤ
ゲート１６４の応答のパルス化は計数器１７４によって
計数される。相関フィルタ１５７からの応答の符号ビッ
トは取出され、１０．２ＭＨｚマスタクロック発振器パ
ルス速度でクロックされたビットラッチ１７５で１画素
期間程遅延される。ビットラッチ１７５に一時的に貯蔵
されるビットは絶対値としてサンプルＥを有するサンプ
ルの符号に該当し、サンプルＥと時間的に整列され、計
数器１７４による計数の方向を制御する。
【００８８】再生輝度−位相−同期キー信号が１のと
き、その走査線が一周期に掛けた奇数フレームで１走査
線の間相関フィルタ１５７からの応答は１５個の負に向
うピークをもたなければならない。従って、ビットラッ
チ１７５に一時的に貯蔵されたビットは各ベリーチップ
サンプルを計数するときに１でなければならないし、ビ
ットラッチ１７５からのアップ／ダウン信号は下に計数
する計数器１７４を調節する。計数器１７４が１６の初
期値から１５程下に計数すると仮定するとき、デコーダ
１７６はフレーム計数が奇数とか１でなければならない
表示を発生するために結果的に１の計数を検出する。Ａ
ＮＤゲート１７７はデコーダ１７６の出力信号をフレー
ム計数の補数と論理乗演算し奇数でなければならないフ
レーム計数が偶数であることを示す１を発生する。ＯＲ
ゲート１７８は前記ＡＤＮゲート１７７によって発生さ
れたいかなる０にも応答して、計数入力信号としてＯＲ
ゲート１７９をへて計数器１７４に供給される正しいフ
レーム信号として１を発生し、そのモジュロ２計数の出
力信号フレーム計数とフレーム計数の補数であるまた他
のモジュロ２計数の出力信号の論理状態を交換する。
き、その走査線が一周期に掛けた奇数フレームで１走査
線の間相関フィルタ１５７からの応答は１５個の負に向
うピークをもたなければならない。従って、ビットラッ
チ１７５に一時的に貯蔵されたビットは各ベリーチップ
サンプルを計数するときに１でなければならないし、ビ
ットラッチ１７５からのアップ／ダウン信号は下に計数
する計数器１７４を調節する。計数器１７４が１６の初
期値から１５程下に計数すると仮定するとき、デコーダ
１７６はフレーム計数が奇数とか１でなければならない
表示を発生するために結果的に１の計数を検出する。Ａ
ＮＤゲート１７７はデコーダ１７６の出力信号をフレー
ム計数の補数と論理乗演算し奇数でなければならないフ
レーム計数が偶数であることを示す１を発生する。ＯＲ
ゲート１７８は前記ＡＤＮゲート１７７によって発生さ
れたいかなる０にも応答して、計数入力信号としてＯＲ
ゲート１７９をへて計数器１７４に供給される正しいフ
レーム信号として１を発生し、そのモジュロ２計数の出
力信号フレーム計数とフレーム計数の補数であるまた他
のモジュロ２計数の出力信号の論理状態を交換する。
【００８９】再生輝度−位相−同期キー信号が１のと
き、その走査線が一周期に掛けた偶数フレームで一走査
線の間に相関フィルタ１５７からの応答は１５個の正に
向うピークをもたなければならない。従って、ビットラ
ッチ１７５に一時的に貯蔵されたビットは各ベリーチッ
プサンプルを計数するときに０でなければならないし、
ビットラッチ１７５からのアップ／ダウン信号は上に計
数する計数器１７４を調節する。計数器１７４が１６の
初期値から１５程上に計数すると仮定するとき、デコー
ダ１８０はフレーム計数が偶数とか０でなければならな
い表示を発生するために結果的に３１の計数を検出す
る。ＡＮＤゲート１８１はデコーダ１８０の出力信号を
フレーム計数と論理乗演算し偶数でなければならないフ
レーム計数が奇数であることを示す１を発生する。ＯＲ
ゲート１７８は前記ＡＮＤゲート１８１によって発生さ
れたいかなる１にも応答して、計数入力信号としてＯＲ
ゲート１７９をへて計数器１３７に供給される正しいフ
レーム信号として１を発生し、そのモジュロ２計数出力
信号フレーム計数とフレーム計数の補数であるまた他の
モジュロ２計数出力信号の論理状態を交換する。
き、その走査線が一周期に掛けた偶数フレームで一走査
線の間に相関フィルタ１５７からの応答は１５個の正に
向うピークをもたなければならない。従って、ビットラ
ッチ１７５に一時的に貯蔵されたビットは各ベリーチッ
プサンプルを計数するときに０でなければならないし、
ビットラッチ１７５からのアップ／ダウン信号は上に計
数する計数器１７４を調節する。計数器１７４が１６の
初期値から１５程上に計数すると仮定するとき、デコー
ダ１８０はフレーム計数が偶数とか０でなければならな
い表示を発生するために結果的に３１の計数を検出す
る。ＡＮＤゲート１８１はデコーダ１８０の出力信号を
フレーム計数と論理乗演算し偶数でなければならないフ
レーム計数が奇数であることを示す１を発生する。ＯＲ
ゲート１７８は前記ＡＮＤゲート１８１によって発生さ
れたいかなる１にも応答して、計数入力信号としてＯＲ
ゲート１７９をへて計数器１３７に供給される正しいフ
レーム信号として１を発生し、そのモジュロ２計数出力
信号フレーム計数とフレーム計数の補数であるまた他の
モジュロ２計数出力信号の論理状態を交換する。
【００９０】図１０は図９の相関フィルタ１５７に対す
る代表的な構造を示し、ディジタルフィルタの構造は＋
１と−１のフィルタ計数を有する入力加重化されたタイ
プである。減算器１５４から相関フィルタへの２の補数
入力信号は１の補数器回路１８２でビット各々を補数化
し１の補数器回路１８２からの出力信号に算術１を加算
するディジタル加算器１８３を使用することによってフ
ィルタ計数−１によって入力加重化される。２８−タッ
プディジタル遅延線は素子１８４〜２３７によって形成
され、これらの素子中の偶数番目のものは１０．２ＭＨ
ｚマスタクロック発振器パルスによってクロックされる
ワードラッチであり、これらの素子中奇数番目のものは
それ自身よりもっと低いナンバリングを有する一番近い
ワードラッチから加数をそれぞれ入力するディジタル加
算器である。加算器２３７を除外しては２８−タップ付
ディジタル遅延線からの加算器の各々はそれ自身よりも
っと低いナンバリングを有する一番近いワードラッチに
その和信号を供給する。減算器１５４から相関フィルタ
への２の補数入力信号はフィルタ計数である＋１によっ
て固有的に入力加重化され、２８−タップディジタル遅
延線の初めのワードラッチ１８４に供給され、ディジタ
ル加算器１８５，１８７，１８９，２１５，２１７，２
１９，２２１，２２３，２２５，２２７及び２２９の各
々に被加算数の入力信号として供給される。減算器１５
４から相関フィルタへのフィルタ計数−１によって入力
加重化された前記２の補数入力信号は加算器１８３から
の和信号として供給され、ディジタル加算器１９１，１
９３，１９５，１９７，１９９，２０１，２０３，２０
５，２０７，２０９，２１１，２１３，２３１，２３
３，２３５及び２３７の各々に被加算数の入力信号とし
て供給される。前記加算器２３７はその和信号を相関フ
ィルタ１５７の応答として絶対値回路１５８に供給す
る。
る代表的な構造を示し、ディジタルフィルタの構造は＋
１と−１のフィルタ計数を有する入力加重化されたタイ
プである。減算器１５４から相関フィルタへの２の補数
入力信号は１の補数器回路１８２でビット各々を補数化
し１の補数器回路１８２からの出力信号に算術１を加算
するディジタル加算器１８３を使用することによってフ
ィルタ計数−１によって入力加重化される。２８−タッ
プディジタル遅延線は素子１８４〜２３７によって形成
され、これらの素子中の偶数番目のものは１０．２ＭＨ
ｚマスタクロック発振器パルスによってクロックされる
ワードラッチであり、これらの素子中奇数番目のものは
それ自身よりもっと低いナンバリングを有する一番近い
ワードラッチから加数をそれぞれ入力するディジタル加
算器である。加算器２３７を除外しては２８−タップ付
ディジタル遅延線からの加算器の各々はそれ自身よりも
っと低いナンバリングを有する一番近いワードラッチに
その和信号を供給する。減算器１５４から相関フィルタ
への２の補数入力信号はフィルタ計数である＋１によっ
て固有的に入力加重化され、２８−タップディジタル遅
延線の初めのワードラッチ１８４に供給され、ディジタ
ル加算器１８５，１８７，１８９，２１５，２１７，２
１９，２２１，２２３，２２５，２２７及び２２９の各
々に被加算数の入力信号として供給される。減算器１５
４から相関フィルタへのフィルタ計数−１によって入力
加重化された前記２の補数入力信号は加算器１８３から
の和信号として供給され、ディジタル加算器１９１，１
９３，１９５，１９７，１９９，２０１，２０３，２０
５，２０７，２０９，２１１，２１３，２３１，２３
３，２３５及び２３７の各々に被加算数の入力信号とし
て供給される。前記加算器２３７はその和信号を相関フ
ィルタ１５７の応答として絶対値回路１５８に供給す
る。
【００９１】図４を再び参照するとき、素子９８〜１０
１，１０４及び１０５を含む平衡変調器回路を代替する
ことができる多い代替回路がある。素子９８と９９は減
数としてワイヤされた２（ｗｉｒｅｄ２）を有するディ
ジタル減算器と等しい。素子９８〜１０１はときどき一
つのグループとして、０の制御信号に応じてデータ入力
信号を加算し１の制御信号に応答してデータ入力信号の
中で一つを残りの一つから減算するディジタル加算器／
減算器を形成するものと考えられる。
１，１０４及び１０５を含む平衡変調器回路を代替する
ことができる多い代替回路がある。素子９８と９９は減
数としてワイヤされた２（ｗｉｒｅｄ２）を有するディ
ジタル減算器と等しい。素子９８〜１０１はときどき一
つのグループとして、０の制御信号に応じてデータ入力
信号を加算し１の制御信号に応答してデータ入力信号の
中で一つを残りの一つから減算するディジタル加算器／
減算器を形成するものと考えられる。
【００９２】図１１〜図１４は各々図４に示したものの
代替である平衡変調器を示し、ここで素子９８と９９は
減数としてワイヤされた２を有する等しい減算器２３８
に代替され、排他的論理和ゲート１０４と１０５は使用
されず、マルチプレクサ１００は従属接続された３個の
マルチプレクサに代替され、初めの二つのマルチプレク
サ２３９と２４０は“双極双投入スイッチ”型であり、
残りの一つである２４０は“単極双投入スイッチ”型で
ある。図１１と図１２で第１マルチプレクサ２３９はモ
ジュロ３２０画素計数の最下位ビットに応答してその出
力信号の極性を反転させる。図１１で、第２マルチプレ
クサ２４０は線計数に応答してその出力信号の極性を反
転させ、第３マルチプレクサ２４１はフレーム計数に応
答してその出力信号の極性は反転させ、図１２で第２マ
ルチプレクサ２４０はフレーム計数に応答してその出力
信号の極性を反転させ、第３マルチプレクサ２４１は線
計数に応答してその出力信号の極性を反転させる。マル
チプレクサ２３９，２４０及び２４１のスイッチングに
よる電力消耗の見地から見ると、単極二段スイッチタイ
プであるマルチプレクサ２４１が一番速くスイッチされ
る長所をもつ。
代替である平衡変調器を示し、ここで素子９８と９９は
減数としてワイヤされた２を有する等しい減算器２３８
に代替され、排他的論理和ゲート１０４と１０５は使用
されず、マルチプレクサ１００は従属接続された３個の
マルチプレクサに代替され、初めの二つのマルチプレク
サ２３９と２４０は“双極双投入スイッチ”型であり、
残りの一つである２４０は“単極双投入スイッチ”型で
ある。図１１と図１２で第１マルチプレクサ２３９はモ
ジュロ３２０画素計数の最下位ビットに応答してその出
力信号の極性を反転させる。図１１で、第２マルチプレ
クサ２４０は線計数に応答してその出力信号の極性を反
転させ、第３マルチプレクサ２４１はフレーム計数に応
答してその出力信号の極性は反転させ、図１２で第２マ
ルチプレクサ２４０はフレーム計数に応答してその出力
信号の極性を反転させ、第３マルチプレクサ２４１は線
計数に応答してその出力信号の極性を反転させる。マル
チプレクサ２３９，２４０及び２４１のスイッチングに
よる電力消耗の見地から見ると、単極二段スイッチタイ
プであるマルチプレクサ２４１が一番速くスイッチされ
る長所をもつ。
【００９３】図１３と図１４は第３マルチプレクサ２４
１のスイッチングを制御するモジュロ３２０画素計数を
示す。図１３で第１マルチプレクサ２３９は線計数に応
答して出力信号の極性を反転させ、第２マルチプレクサ
２４０はフレーム計数に応答して出力信号の極性を反転
させ、図１４で第１マルチプレクサ２３９はフレーム計
数に応答して出力信号の極性を反転させ、第２マルチプ
レクサ２４０は線計数に応答して出力信号の極性を反転
させる。前記マルチプレクサ２３９，２４０及び２４２
の制御信号接続点の２個の置換が更に可能し、この置換
の各々で第２マルチプレクサ２４０はモジュロ３２０画
素計数によって制御される。マルチプレクサ２３９，２
４０及び２４１のうち只二つのいかなる従属接続も残り
の一つのマルチプレクサを制御するものよりはフレーム
計数、線計数、及びモジュロ３２０画素計数信号中の二
つを排他的論理和することによって制御された一つのマ
ルチプレクサに代替されることができる。
１のスイッチングを制御するモジュロ３２０画素計数を
示す。図１３で第１マルチプレクサ２３９は線計数に応
答して出力信号の極性を反転させ、第２マルチプレクサ
２４０はフレーム計数に応答して出力信号の極性を反転
させ、図１４で第１マルチプレクサ２３９はフレーム計
数に応答して出力信号の極性を反転させ、第２マルチプ
レクサ２４０は線計数に応答して出力信号の極性を反転
させる。前記マルチプレクサ２３９，２４０及び２４２
の制御信号接続点の２個の置換が更に可能し、この置換
の各々で第２マルチプレクサ２４０はモジュロ３２０画
素計数によって制御される。マルチプレクサ２３９，２
４０及び２４１のうち只二つのいかなる従属接続も残り
の一つのマルチプレクサを制御するものよりはフレーム
計数、線計数、及びモジュロ３２０画素計数信号中の二
つを排他的論理和することによって制御された一つのマ
ルチプレクサに代替されることができる。
【００９４】図１５〜図１８で、平衡変調器は重畳過程
の間に輝度信号の低域通過フィルタされた成分はディエ
ンファシスされた高域通過フィルタされた成分を組合う
回路に含まれる。図１５〜図１８の各々で、ディジタル
加算器２４３は前記重み付け及び和回路９１から供給さ
れた輝度信号の低域通過フィルタされた成分をディジタ
ル乗算器９３から乗算出力信号として供給された輝度信
号のディエンファシスされた高域通過フィルタされた成
分と加算的に組合う。前記ディジタル加算器２４３は輝
度信号の低域通過フィルタされた成分及び高域通過フィ
ルタされた成分の重み付けに加えられた和を発生し、低
域通過フィルタされた成分には１の正の重み付けが付与
され、ディジタル乗算器９３は高域通過フィルタされた
成分に付与される正の重み付けを決定する。図１５〜図
１８の各々で、ディジタル減算器２４４は重み付け及び
和回路９１から輝度信号の低域通過フィルタされた成分
をその減数入力信号として入力し、ディジタル乗算器９
３からの輝度信号のディエンファシスされた高域通過フ
ィルタされた成分を被減数信号として入力する。ディジ
タル減算器２４４は輝度信号の低域通過フィルタされ高
域通過フィルタされた成分の重み付けに加えられた和を
発生し、低域通過フィルタされた成分には１の正の重み
付けが付与され、ディジタル乗算器９３は高域通過フィ
ルタされた成分に付与される負の重み付けを決定する。
加算器２４３の和信号と減算器２４４の差信号間の画素
速度への選択は記録増幅器１０２に供給するための重な
った輝度信号を発生する。変調信号の一つの成分である
前記重み付け及び和回路９１から供給された輝度信号の
低域通過フィルタされた成分に対して、図１５〜図１８
中の一つの変調回路によって行われる変調過程は重畳搬
送波周波数が考慮されるに限って平衡される。
の間に輝度信号の低域通過フィルタされた成分はディエ
ンファシスされた高域通過フィルタされた成分を組合う
回路に含まれる。図１５〜図１８の各々で、ディジタル
加算器２４３は前記重み付け及び和回路９１から供給さ
れた輝度信号の低域通過フィルタされた成分をディジタ
ル乗算器９３から乗算出力信号として供給された輝度信
号のディエンファシスされた高域通過フィルタされた成
分と加算的に組合う。前記ディジタル加算器２４３は輝
度信号の低域通過フィルタされた成分及び高域通過フィ
ルタされた成分の重み付けに加えられた和を発生し、低
域通過フィルタされた成分には１の正の重み付けが付与
され、ディジタル乗算器９３は高域通過フィルタされた
成分に付与される正の重み付けを決定する。図１５〜図
１８の各々で、ディジタル減算器２４４は重み付け及び
和回路９１から輝度信号の低域通過フィルタされた成分
をその減数入力信号として入力し、ディジタル乗算器９
３からの輝度信号のディエンファシスされた高域通過フ
ィルタされた成分を被減数信号として入力する。ディジ
タル減算器２４４は輝度信号の低域通過フィルタされ高
域通過フィルタされた成分の重み付けに加えられた和を
発生し、低域通過フィルタされた成分には１の正の重み
付けが付与され、ディジタル乗算器９３は高域通過フィ
ルタされた成分に付与される負の重み付けを決定する。
加算器２４３の和信号と減算器２４４の差信号間の画素
速度への選択は記録増幅器１０２に供給するための重な
った輝度信号を発生する。変調信号の一つの成分である
前記重み付け及び和回路９１から供給された輝度信号の
低域通過フィルタされた成分に対して、図１５〜図１８
中の一つの変調回路によって行われる変調過程は重畳搬
送波周波数が考慮されるに限って平衡される。
【００９５】図１５及び図１６で、加算器２４３の和信
号と減算器２４４の差信号間の画素速度への選択は従属
接続されたマルチプレクサ２３９〜２４１によって行わ
れる。本発明のまた他の実施例として、３個の制御信号
であるフレーム計数、線計数の最下位ビット、及びモジ
ュロ３２０画素計数の最下位ビットを前記マルチプレク
サ２３９〜２４１に供給する４個のまた他の変換があ
る。
号と減算器２４４の差信号間の画素速度への選択は従属
接続されたマルチプレクサ２３９〜２４１によって行わ
れる。本発明のまた他の実施例として、３個の制御信号
であるフレーム計数、線計数の最下位ビット、及びモジ
ュロ３２０画素計数の最下位ビットを前記マルチプレク
サ２３９〜２４１に供給する４個のまた他の変換があ
る。
【００９６】図１７は図１５（又は図１６）の一つの変
形を示し、ここで従属接続されたマルチプレクサ２３９
及び２４０は制御信号であるフレーム計数と線計数の最
下位ビットに対する排他的論理和ゲート１０５の応答に
よって制御される一つのマルチプレクサ２４５に代替さ
れる。図１５の変調器回路から前記従属接続されたマル
チプレクサ２４０及び２４１は示されていない本発明の
また他の実施例においてはフレーム計数及びモジュロ３
２０画素計数の最下位ビットを入力する排他的論理和ゲ
ートの応答によって制御される一つのマルチプレクサに
代替される。図面に示されていない本発明のまた他の実
施例として、図１６の変調器回路での従属接続されたマ
ルチプレクサ２４０及び２４１は線計数の最下位ビット
及びモジュロ３２０画素計数の最下位ビットの入力信号
を入力する排他的論理和ゲートの応答によって制御され
る一つのマルチプレクサに代替される。
形を示し、ここで従属接続されたマルチプレクサ２３９
及び２４０は制御信号であるフレーム計数と線計数の最
下位ビットに対する排他的論理和ゲート１０５の応答に
よって制御される一つのマルチプレクサ２４５に代替さ
れる。図１５の変調器回路から前記従属接続されたマル
チプレクサ２４０及び２４１は示されていない本発明の
また他の実施例においてはフレーム計数及びモジュロ３
２０画素計数の最下位ビットを入力する排他的論理和ゲ
ートの応答によって制御される一つのマルチプレクサに
代替される。図面に示されていない本発明のまた他の実
施例として、図１６の変調器回路での従属接続されたマ
ルチプレクサ２４０及び２４１は線計数の最下位ビット
及びモジュロ３２０画素計数の最下位ビットの入力信号
を入力する排他的論理和ゲートの応答によって制御され
る一つのマルチプレクサに代替される。
【００９７】図１８は加算器２４３の和信号と減算器２
４４の差信号間の画素速度への選択が一つのマルチプレ
クサ２４６によって制御されることを示し、前記選択は
３個の制御信号であるフレーム計数、線計数の最下位ビ
ット、及びモジュロ３２０画素計数の最下位ビットに応
答して排他的論理和ゲート１０４及び１０５によって制
御される。
４４の差信号間の画素速度への選択が一つのマルチプレ
クサ２４６によって制御されることを示し、前記選択は
３個の制御信号であるフレーム計数、線計数の最下位ビ
ット、及びモジュロ３２０画素計数の最下位ビットに応
答して排他的論理和ゲート１０４及び１０５によって制
御される。
【００９８】輝度信号の重畳周波数とサンプリング速度
間の各種の関係に関する米国特許出願番号第７８７，６
９０号に開示されているビデオ記録システムでの平衡変
調器の作動は、周波数上の横座標において同一軸を有す
る図１９〜図２４の周波数スペクトルと、周波数上の横
座標において同一軸を有する図２５〜図３０の周波数ス
ペクトル及び周波数上の横座標において同一軸を有する
図３１〜図３６の周波数スペクトルによって叙述され
る。
間の各種の関係に関する米国特許出願番号第７８７，６
９０号に開示されているビデオ記録システムでの平衡変
調器の作動は、周波数上の横座標において同一軸を有す
る図１９〜図２４の周波数スペクトルと、周波数上の横
座標において同一軸を有する図２５〜図３０の周波数ス
ペクトル及び周波数上の横座標において同一軸を有する
図３１〜図３６の周波数スペクトルによって叙述され
る。
【００９９】図１９の（Ａ）は全帯域輝度信号の周波数
スペクトルを示し、ここでディジタル化は５．１ＭＨｚ
重畳搬送波周波数の３倍の速度で行われる。０から５Ｍ
Ｈｚに到る基底帯域のサブスペクトルに加えて、１５．
３ＭＨｚ輝度サンプリング搬送波の第１調波の側波帯域
のサブスペクトルがあり、これらは１５．３ＭＨｚから
下に１０．３ＭＨｚに到る下側の側波帯域と、１５．３
ＭＨｚから上に２０．３ＭＨｚに到る上側の側波帯域で
ある。サンプリング搬送波の高調波の方に側波帯域があ
るが、この付加的なサブスペクトルは重要でないので、
ここでは無視する。
スペクトルを示し、ここでディジタル化は５．１ＭＨｚ
重畳搬送波周波数の３倍の速度で行われる。０から５Ｍ
Ｈｚに到る基底帯域のサブスペクトルに加えて、１５．
３ＭＨｚ輝度サンプリング搬送波の第１調波の側波帯域
のサブスペクトルがあり、これらは１５．３ＭＨｚから
下に１０．３ＭＨｚに到る下側の側波帯域と、１５．３
ＭＨｚから上に２０．３ＭＨｚに到る上側の側波帯域で
ある。サンプリング搬送波の高調波の方に側波帯域があ
るが、この付加的なサブスペクトルは重要でないので、
ここでは無視する。
【０１００】図１９の（Ｂ）は２．５５ＭＨｚの遮断周
波数を有するディジタル低域通過フィルタの図１９の
（Ａ）の全帯域輝度信号スペクトルに対する応答周波数
スペクトルを示し、ここでディジタル化は５．１ＭＨｚ
の重畳搬送波周波数の３倍の速度で行われる。０から
２．５５ＭＨｚに到る基底帯域サブスペクトルに加え
て、１５．３ＭＨｚの輝度サンプリング搬送波の第１調
波の側波帯域のサブスペクトルがあり、下側の側波帯域
は１５．３ＭＨｚから下に１２．７５ＭＨｚに到り、上
側の側波帯域は１５．３ＭＨｚから上に１７．８５ＭＨ
ｚに到る。
波数を有するディジタル低域通過フィルタの図１９の
（Ａ）の全帯域輝度信号スペクトルに対する応答周波数
スペクトルを示し、ここでディジタル化は５．１ＭＨｚ
の重畳搬送波周波数の３倍の速度で行われる。０から
２．５５ＭＨｚに到る基底帯域サブスペクトルに加え
て、１５．３ＭＨｚの輝度サンプリング搬送波の第１調
波の側波帯域のサブスペクトルがあり、下側の側波帯域
は１５．３ＭＨｚから下に１２．７５ＭＨｚに到り、上
側の側波帯域は１５．３ＭＨｚから上に１７．８５ＭＨ
ｚに到る。
【０１０１】図１９の（Ｃ）は２．５５ＭＨｚの遮断周
波数を有するディジタル高域通過フィルタの図１９の
（Ａ）の全帯域輝度信号スペクトルに対する応答周波数
スペクトルを示し、ここでディジタル化は５．１ＭＨｚ
の重畳搬送波周波数の３倍の速度で行われる。２．５５
ＭＨｚから５ＭＨｚに到る基底帯域サブスペクトルに加
えて、１５．３ＭＨｚの輝度サンプリング搬送波の第１
調波の側波帯域のサブスペクトルがあり、下側の側波帯
域は１２．７５ＭＨｚから下に１０．３ＭＨｚに到り、
上側の側波帯域は１７．８５ＭＨｚから上に２０．２Ｍ
Ｈｚに到る。
波数を有するディジタル高域通過フィルタの図１９の
（Ａ）の全帯域輝度信号スペクトルに対する応答周波数
スペクトルを示し、ここでディジタル化は５．１ＭＨｚ
の重畳搬送波周波数の３倍の速度で行われる。２．５５
ＭＨｚから５ＭＨｚに到る基底帯域サブスペクトルに加
えて、１５．３ＭＨｚの輝度サンプリング搬送波の第１
調波の側波帯域のサブスペクトルがあり、下側の側波帯
域は１２．７５ＭＨｚから下に１０．３ＭＨｚに到り、
上側の側波帯域は１７．８５ＭＨｚから上に２０．２Ｍ
Ｈｚに到る。
【０１０２】図１９の（Ｄ），図１９の（Ｃ）のディジ
タル高域通過フィルタ応答による５．１ＭＨｚの重畳周
波数搬送波の平衡変調から招来される周波数スペクトル
を示す。２．５５ＭＨｚから５ＭＨｚに到る基底帯域の
サブスペクトルは５．１ＭＨｚの重畳周波数搬送波によ
ってヘテロダイン効果を得るようになって、２．５５Ｍ
Ｈｚから下に０．１ＭＨｚに到る反転されたスペクトル
の下側の側波帯域と７．６５ＭＨｚから上に１０．１Ｍ
Ｈｚに到る上側の側波帯域を発生する。１０．３ＭＨｚ
−１２．７５ＭＨｚの下側の第１調波側波帯域は５．２
ＭＨｚ−７．６５ＭＨｚ帯域及び１５．４ＭＨｚ−１
７．８５ＭＨｚ帯域に変えられる。１７．３５ＭＨｚ−
２０．３ＭＨｚの上側の第１調波側波帯域は１２．２５
ＭＨｚ−１０．２ＭＨｚの帯域と２２．４５ＭＨｚ−２
５．４ＭＨｚの帯域に（図面の右方は省略される）変換
される。
タル高域通過フィルタ応答による５．１ＭＨｚの重畳周
波数搬送波の平衡変調から招来される周波数スペクトル
を示す。２．５５ＭＨｚから５ＭＨｚに到る基底帯域の
サブスペクトルは５．１ＭＨｚの重畳周波数搬送波によ
ってヘテロダイン効果を得るようになって、２．５５Ｍ
Ｈｚから下に０．１ＭＨｚに到る反転されたスペクトル
の下側の側波帯域と７．６５ＭＨｚから上に１０．１Ｍ
Ｈｚに到る上側の側波帯域を発生する。１０．３ＭＨｚ
−１２．７５ＭＨｚの下側の第１調波側波帯域は５．２
ＭＨｚ−７．６５ＭＨｚ帯域及び１５．４ＭＨｚ−１
７．８５ＭＨｚ帯域に変えられる。１７．３５ＭＨｚ−
２０．３ＭＨｚの上側の第１調波側波帯域は１２．２５
ＭＨｚ−１０．２ＭＨｚの帯域と２２．４５ＭＨｚ−２
５．４ＭＨｚの帯域に（図面の右方は省略される）変換
される。
【０１０３】図１９の（Ｅ）は図１９の（Ｂ）及び
（Ｄ）のスペクトルを加えて招来される周波数スペクト
ルを示す。図１９の（Ａ）の高域通過フィルタの応答に
基いた帯域での図１９の（Ｅ）のスペクトルにはギャッ
プがある。これらのギャップは２．５ＭＨｚの幅をも
ち、従って２．５５ＭＨｚ−５．１ＭＨｚの範囲にいる
遮断周波数を有する低域通過フィルタは５．２ＭＨｚ−
１０．１ＭＨｚの帯域とそれらの調波のサブスペクトル
を圧縮するために容易に設計される。
（Ｄ）のスペクトルを加えて招来される周波数スペクト
ルを示す。図１９の（Ａ）の高域通過フィルタの応答に
基いた帯域での図１９の（Ｅ）のスペクトルにはギャッ
プがある。これらのギャップは２．５ＭＨｚの幅をも
ち、従って２．５５ＭＨｚ−５．１ＭＨｚの範囲にいる
遮断周波数を有する低域通過フィルタは５．２ＭＨｚ−
１０．１ＭＨｚの帯域とそれらの調波のサブスペクトル
を圧縮するために容易に設計される。
【０１０４】図１９の（Ｆ），図１９の（Ｅ）のスペク
トルを低域通過フィルタリングして得られた周波数スペ
クトルを示し、これらのサブスペクトルはディジタル−
アナログ変換器によるアナログ低域通過フィルタ応答に
変換される。図２０の（Ａ）は全帯域輝度信号の周波数
スペクトルを示し、ここでディジタル化は５．１ＭＨｚ
の重畳搬送波周波数の２．５倍の速度で行われる。０か
ら５ＭＨｚに到る基底帯域のサブスペクトルに加えて、
１２．７５ＭＨｚの輝度サンプリング搬送波の第１調波
側波帯域のサブスペクトルがあり、下側の側帯域は１
２．７５ＭＨｚから下に７．７５ＭＨｚに到り、上側の
側波帯域は１２．７５ＭＨｚから上に１７．７５ＭＨｚ
に到る。また、サンプリング搬送波の高調波の方に側波
帯域があるが、この付加的なサブスペクトルは重要でな
いので無視する。
トルを低域通過フィルタリングして得られた周波数スペ
クトルを示し、これらのサブスペクトルはディジタル−
アナログ変換器によるアナログ低域通過フィルタ応答に
変換される。図２０の（Ａ）は全帯域輝度信号の周波数
スペクトルを示し、ここでディジタル化は５．１ＭＨｚ
の重畳搬送波周波数の２．５倍の速度で行われる。０か
ら５ＭＨｚに到る基底帯域のサブスペクトルに加えて、
１２．７５ＭＨｚの輝度サンプリング搬送波の第１調波
側波帯域のサブスペクトルがあり、下側の側帯域は１
２．７５ＭＨｚから下に７．７５ＭＨｚに到り、上側の
側波帯域は１２．７５ＭＨｚから上に１７．７５ＭＨｚ
に到る。また、サンプリング搬送波の高調波の方に側波
帯域があるが、この付加的なサブスペクトルは重要でな
いので無視する。
【０１０５】図２０の（Ｂ）は約２．５５ＭＨｚの遮断
周波数を有するディジタル低域通過フィルタの図２０の
（Ａ）の全帯域輝度信号スペクトルに対する応答周波数
スペクトルを示し、ディジタル化は５．１ＭＨｚの重畳
搬送波周波数の２．５倍の速度で行われる。０から２．
５５ＭＨｚに到る基底帯域のサブスペクトルに加えて、
１２．７５ＭＨｚの輝度サンプリング搬送波の第１調波
側波帯域のサブスペクトルがあり、下側の側波帯域は１
２．７５ＭＨｚから下に１０．２ＭＨｚに到り、上側の
側波帯域は１２．７５ＭＨｚから上に１５．３ＭＨｚに
到る。
周波数を有するディジタル低域通過フィルタの図２０の
（Ａ）の全帯域輝度信号スペクトルに対する応答周波数
スペクトルを示し、ディジタル化は５．１ＭＨｚの重畳
搬送波周波数の２．５倍の速度で行われる。０から２．
５５ＭＨｚに到る基底帯域のサブスペクトルに加えて、
１２．７５ＭＨｚの輝度サンプリング搬送波の第１調波
側波帯域のサブスペクトルがあり、下側の側波帯域は１
２．７５ＭＨｚから下に１０．２ＭＨｚに到り、上側の
側波帯域は１２．７５ＭＨｚから上に１５．３ＭＨｚに
到る。
【０１０６】図２０の（Ｃ）は約２．５５ＭＨｚの遮断
周波数を有するディジタル高域通過フィルタの図２５の
全帯域輝度信号スペクトルに対する応答周波数スペクト
ルを示し、ディジタル化は５．１ＭＨｚの重畳搬送波周
波数の２．５倍の速度で行われる。２．５５ＭＨｚから
５ＭＨｚに到る基底帯域のサブスペクトルに加えて、１
２．７５ＭＨｚの輝度サンプリング搬送波の第１調波側
波帯域のサブスペクトルがあり、下側の側波帯域は１
０．２ＭＨｚから下に７．６５ＭＨｚに到り、上側の側
波帯域は１５．３ＭＨｚから上に１７．８５ＭＨｚに到
る。
周波数を有するディジタル高域通過フィルタの図２５の
全帯域輝度信号スペクトルに対する応答周波数スペクト
ルを示し、ディジタル化は５．１ＭＨｚの重畳搬送波周
波数の２．５倍の速度で行われる。２．５５ＭＨｚから
５ＭＨｚに到る基底帯域のサブスペクトルに加えて、１
２．７５ＭＨｚの輝度サンプリング搬送波の第１調波側
波帯域のサブスペクトルがあり、下側の側波帯域は１
０．２ＭＨｚから下に７．６５ＭＨｚに到り、上側の側
波帯域は１５．３ＭＨｚから上に１７．８５ＭＨｚに到
る。
【０１０７】図２０の（Ｅ）は図２０の（Ｃ）のディジ
タル高域通過フィルタ応答による５．１ＭＨｚの重畳周
波数搬送波の平衡変調から招来される周波数スペクトル
を示す。２．５５ＭＨｚから５ＭＨｚに到る基底帯域の
サブスペクトルは５．１ＭＨｚの重畳周波数搬送波によ
ってヘテロダイン効果を得るようになって、２．５５Ｍ
Ｈｚから下に０．１ＭＨｚに到る反転されたスペクトル
の下側の側波帯域と、７．６５ＭＨｚから上には１０．
１ＭＨｚに到る上側の側波帯域を発生する。７．６５−
１０．２ＭＨｚ帯域の上側の第１調波側波帯域は２．５
５−５．１ＭＨｚ帯域及び１２．７５−１５．３ＭＨｚ
帯域に変換される。１５．３−１７．８５ＭＨｚの上側
の第１調波側波帯域は１０．２−１２．７５ＭＨｚ帯域
と２０．４−２２．９５ＭＨｚ帯域に変換される（図面
の右の方は省略）。
タル高域通過フィルタ応答による５．１ＭＨｚの重畳周
波数搬送波の平衡変調から招来される周波数スペクトル
を示す。２．５５ＭＨｚから５ＭＨｚに到る基底帯域の
サブスペクトルは５．１ＭＨｚの重畳周波数搬送波によ
ってヘテロダイン効果を得るようになって、２．５５Ｍ
Ｈｚから下に０．１ＭＨｚに到る反転されたスペクトル
の下側の側波帯域と、７．６５ＭＨｚから上には１０．
１ＭＨｚに到る上側の側波帯域を発生する。７．６５−
１０．２ＭＨｚ帯域の上側の第１調波側波帯域は２．５
５−５．１ＭＨｚ帯域及び１２．７５−１５．３ＭＨｚ
帯域に変換される。１５．３−１７．８５ＭＨｚの上側
の第１調波側波帯域は１０．２−１２．７５ＭＨｚ帯域
と２０．４−２２．９５ＭＨｚ帯域に変換される（図面
の右の方は省略）。
【０１０８】図２０の（Ｅ）は図２０の（Ｂ）及び
（Ｄ）のスペクトルを加えて招来される周波数スペクト
ルを示す。図２０の（Ｃ）の高域通過フィルタ応答が基
礎帯域での図２０の（Ｅ）のスペクトルはギャップをも
っていないので、２．５５ＭＨｚの大変鋭い遮断周波数
を有する低域通過フィルタが２．５５−５．１ＭＨｚの
帯域及びそれらの調波のサブスペクトルを圧縮するのが
要求される。
（Ｄ）のスペクトルを加えて招来される周波数スペクト
ルを示す。図２０の（Ｃ）の高域通過フィルタ応答が基
礎帯域での図２０の（Ｅ）のスペクトルはギャップをも
っていないので、２．５５ＭＨｚの大変鋭い遮断周波数
を有する低域通過フィルタが２．５５−５．１ＭＨｚの
帯域及びそれらの調波のサブスペクトルを圧縮するのが
要求される。
【０１０９】図２０の（Ｆ）は図２０の（Ｅ）のスペク
トルを低域通過フィルタリングして招来される周波数ス
ペクトルを示し、そのサブスペクトルはディジタル−ア
ナログ変換器によってアナログ低域通過フィルタ応答に
変換される。２．５５ＭＨｚの大変鋭い遮断周波数を有
する低域通過フィルタリングは２．５５ＭＨｚのクロス
オーバ周波数周辺のエネルギーにおける一般的な損失の
ために平坦するよりは非重畳された輝度信号の０−２．
５５ＭＨｚ領域から２．５５−５．１ＭＨｚの領域まで
をクロスオーバさせるような傾向がある。
トルを低域通過フィルタリングして招来される周波数ス
ペクトルを示し、そのサブスペクトルはディジタル−ア
ナログ変換器によってアナログ低域通過フィルタ応答に
変換される。２．５５ＭＨｚの大変鋭い遮断周波数を有
する低域通過フィルタリングは２．５５ＭＨｚのクロス
オーバ周波数周辺のエネルギーにおける一般的な損失の
ために平坦するよりは非重畳された輝度信号の０−２．
５５ＭＨｚ領域から２．５５−５．１ＭＨｚの領域まで
をクロスオーバさせるような傾向がある。
【０１１０】輝度信号のサンプリング速度が重畳周波数
の２．５倍より小さくなることにより、５．１ＭＨｚの
重畳搬送波としてヘテロダインされるときに基底帯域と
サンプリング周波数の下側の第１調波の側波帯域での高
域通過フィルタ応答のサブスペクトルはそれら各々の周
波数におけるダウン変換によって基底帯域から重なるサ
ブスペクトルを提供する。しかし、案外にも輝度信号の
サンプリング速度が正確に重畳搬送波周波数の２倍であ
るとき、即ち正確にナイキスト限界の最低サンプリング
速度、基底帯域へのサンプリング周波数の下側の第１調
波側波帯域のエイリアシングはいまそれ以上は問題とな
らないが、このエイリアシングが基底帯域での重なった
高域通過応答を正確に繰返し補強させるためである。
の２．５倍より小さくなることにより、５．１ＭＨｚの
重畳搬送波としてヘテロダインされるときに基底帯域と
サンプリング周波数の下側の第１調波の側波帯域での高
域通過フィルタ応答のサブスペクトルはそれら各々の周
波数におけるダウン変換によって基底帯域から重なるサ
ブスペクトルを提供する。しかし、案外にも輝度信号の
サンプリング速度が正確に重畳搬送波周波数の２倍であ
るとき、即ち正確にナイキスト限界の最低サンプリング
速度、基底帯域へのサンプリング周波数の下側の第１調
波側波帯域のエイリアシングはいまそれ以上は問題とな
らないが、このエイリアシングが基底帯域での重なった
高域通過応答を正確に繰返し補強させるためである。
【０１１１】図２１の（Ａ）は全帯域輝度信号の周波数
スペクトルを示し、ディジタル化は５．１ＭＨｚの重畳
搬送波周波数の２倍の速度で行われる。０から５ＭＨｚ
に到る基底帯域のサブスペクトルに加えて、１０．２Ｍ
Ｈｚの輝度サンプリング搬送波の第１調波側波帯域のサ
ブスペクトルがあり、下側の側波帯域は１０．２ＭＨｚ
から下に５．２ＭＨｚに到り、上側の側波帯域は１０．
２ＭＨｚから上に１５．２ＭＨｚに到る。また、サンプ
リング搬送波の高調波の方に側波帯域があるが、この付
加的なサブスペクトルは重要でないので、ここでは無視
する。
スペクトルを示し、ディジタル化は５．１ＭＨｚの重畳
搬送波周波数の２倍の速度で行われる。０から５ＭＨｚ
に到る基底帯域のサブスペクトルに加えて、１０．２Ｍ
Ｈｚの輝度サンプリング搬送波の第１調波側波帯域のサ
ブスペクトルがあり、下側の側波帯域は１０．２ＭＨｚ
から下に５．２ＭＨｚに到り、上側の側波帯域は１０．
２ＭＨｚから上に１５．２ＭＨｚに到る。また、サンプ
リング搬送波の高調波の方に側波帯域があるが、この付
加的なサブスペクトルは重要でないので、ここでは無視
する。
【０１１２】図２１の（Ｂ）は２．５５ＭＨｚの遮断周
波数を有するディジタル低域通過フィルタの図２１の
（Ａ）の全帯域輝度信号スペクトルに対する応答周波数
スペクトルを示し、ディジタル化は５．１ＭＨｚの重畳
搬送波周波数の２倍の速度で行われる。０から２．５５
ＭＨｚに到る基底帯域のサブスペクトルに加えて、１
０．２ＭＨｚの輝度サンプリング搬送波の第１調波側波
帯域のサブスペクトルがあり、下側の側波帯域は１０．
２ＭＨｚから下に７．６５ＭＨｚに到り、上側の側波帯
域は１０．２ＭＨｚから上に１２．７５ＭＨｚに到る。
波数を有するディジタル低域通過フィルタの図２１の
（Ａ）の全帯域輝度信号スペクトルに対する応答周波数
スペクトルを示し、ディジタル化は５．１ＭＨｚの重畳
搬送波周波数の２倍の速度で行われる。０から２．５５
ＭＨｚに到る基底帯域のサブスペクトルに加えて、１
０．２ＭＨｚの輝度サンプリング搬送波の第１調波側波
帯域のサブスペクトルがあり、下側の側波帯域は１０．
２ＭＨｚから下に７．６５ＭＨｚに到り、上側の側波帯
域は１０．２ＭＨｚから上に１２．７５ＭＨｚに到る。
【０１１３】図２１の（Ｃ）は２．５５ＭＨｚの遮断周
波数を有するディジタル高域通過フィルタの図２１
（Ａ）の全帯域輝度信号スペクトルに対する応答の周波
数スペクトルを示し、ディジタル化は５．１ＭＨｚの重
畳搬送波周波数の２倍の速度で行われる。２．５５ＭＨ
ｚから５ＭＨｚに到る基底帯域サブスペクトルに加え
て、１０．２ＭＨｚの第１調波側波帯域のサブスペクト
ルがあり、下側の側波帯域は７．６５ＭＨｚから下に
５．２ＭＨｚに到り、上側の側波帯域は１２．７５ＭＨ
ｚから上に１．５ＭＨｚまで到る。
波数を有するディジタル高域通過フィルタの図２１
（Ａ）の全帯域輝度信号スペクトルに対する応答の周波
数スペクトルを示し、ディジタル化は５．１ＭＨｚの重
畳搬送波周波数の２倍の速度で行われる。２．５５ＭＨ
ｚから５ＭＨｚに到る基底帯域サブスペクトルに加え
て、１０．２ＭＨｚの第１調波側波帯域のサブスペクト
ルがあり、下側の側波帯域は７．６５ＭＨｚから下に
５．２ＭＨｚに到り、上側の側波帯域は１２．７５ＭＨ
ｚから上に１．５ＭＨｚまで到る。
【０１１４】図２１の（Ｄ）は図２１の（Ｃ）のディジ
タル高域通過フィルタ応答による５．１ＭＨｚの重畳周
波数搬送波の平衡変調から招来される周波数スペクトル
を示す。２．５５ＭＨｚから５ＭＨｚに到る基底帯域の
サブスペクトルは５．１ＭＨｚの重畳周波数搬送波によ
ってヘテロダイン効果を得るようになって、２．５５Ｍ
Ｈｚから下に０．１ＭＨｚに到る反転されたスペクトル
の下側側波帯域と、７．６５ＭＨｚから上に１０．１Ｍ
Ｈｚに到る上側側波帯域を発生する。７．６５ＭＨｚか
ら下に５．２ＭＨｚに到る下側の第１調波の側波帯域は
２．５５ＭＨｚから下に０．１ＭＨｚに到る反転された
スペクトルの下側の側波帯域を発生するように変換さ
れ、１２．７５ＭＨｚから上に１５．２ＭＨｚに到る上
側の第１調波側波帯域は７．６５ＭＨｚから上に１０．
２ＭＨｚに到るサブスペクトルを発生するために変換さ
れる。第１調波側波帯域のエイリアスは高域通過フィル
タ応答の基底帯域成分を重畳させた結果と同じである。
では、再生の間に高域通過フィルタの応答の基底帯域成
分を重畳させた結果からこれらのエイアリスを分離して
そられを除去する必要がない。
タル高域通過フィルタ応答による５．１ＭＨｚの重畳周
波数搬送波の平衡変調から招来される周波数スペクトル
を示す。２．５５ＭＨｚから５ＭＨｚに到る基底帯域の
サブスペクトルは５．１ＭＨｚの重畳周波数搬送波によ
ってヘテロダイン効果を得るようになって、２．５５Ｍ
Ｈｚから下に０．１ＭＨｚに到る反転されたスペクトル
の下側側波帯域と、７．６５ＭＨｚから上に１０．１Ｍ
Ｈｚに到る上側側波帯域を発生する。７．６５ＭＨｚか
ら下に５．２ＭＨｚに到る下側の第１調波の側波帯域は
２．５５ＭＨｚから下に０．１ＭＨｚに到る反転された
スペクトルの下側の側波帯域を発生するように変換さ
れ、１２．７５ＭＨｚから上に１５．２ＭＨｚに到る上
側の第１調波側波帯域は７．６５ＭＨｚから上に１０．
２ＭＨｚに到るサブスペクトルを発生するために変換さ
れる。第１調波側波帯域のエイリアスは高域通過フィル
タ応答の基底帯域成分を重畳させた結果と同じである。
では、再生の間に高域通過フィルタの応答の基底帯域成
分を重畳させた結果からこれらのエイアリスを分離して
そられを除去する必要がない。
【０１１５】図２１の（Ｅ）は図２１の（Ｂ）と（Ｄ）
のスペクトルを加えて招来される周波数スペクトルを示
す。図２１の（Ｃ）の高域通過フィルタの応答が基礎と
なった帯域からの図２１の（Ｄ）のスペクトルにはギャ
ップがある。これらのギャップは２．５ＭＨｚの幅をも
ち、２．５５−５．１ＭＨｚの範囲にいる遮断周波数を
有する低域通過フィルタが５．２−１０．１ＭＨｚ帯域
とそれらの調波でのサブスペクトルを圧縮するように容
易に設計される。
のスペクトルを加えて招来される周波数スペクトルを示
す。図２１の（Ｃ）の高域通過フィルタの応答が基礎と
なった帯域からの図２１の（Ｄ）のスペクトルにはギャ
ップがある。これらのギャップは２．５ＭＨｚの幅をも
ち、２．５５−５．１ＭＨｚの範囲にいる遮断周波数を
有する低域通過フィルタが５．２−１０．１ＭＨｚ帯域
とそれらの調波でのサブスペクトルを圧縮するように容
易に設計される。
【０１１６】図２１の（Ｆ）は図２１の（Ｅ）のスペク
トルを低域通過フィルタリングして招来される周波数ス
ペクトルを示し、これらのサブスペクトルはディジタル
−アナログ変換器によってアナログ低域通過フィルタの
応答に変換される。
トルを低域通過フィルタリングして招来される周波数ス
ペクトルを示し、これらのサブスペクトルはディジタル
−アナログ変換器によってアナログ低域通過フィルタの
応答に変換される。
【０１１７】
【発明の効果】本発明は改善されたＶＨＳ記録を提供す
る内容を特に参照して叙述されたが、本発明は映像情報
の伝送のための限定された帯域幅に関する他の問題に対
する解決策も提供する。例えば、本発明は記録がアナロ
グ基礎下に行われるとか、或いはディジタル基礎下に行
われるとか高解像度又は拡張された解像度のテレビジョ
ン信号のテープ記録に有用であろう。本発明のこような
実施例で適切な変形が各フレームでは折りこまれた走査
フィールドの走査よりは進歩されたフレーム走査の使用
に適合するように作られることができる。
る内容を特に参照して叙述されたが、本発明は映像情報
の伝送のための限定された帯域幅に関する他の問題に対
する解決策も提供する。例えば、本発明は記録がアナロ
グ基礎下に行われるとか、或いはディジタル基礎下に行
われるとか高解像度又は拡張された解像度のテレビジョ
ン信号のテープ記録に有用であろう。本発明のこような
実施例で適切な変形が各フレームでは折りこまれた走査
フィールドの走査よりは進歩されたフレーム走査の使用
に適合するように作られることができる。
【図１】輝度信号（及び録画時に３．５８ＭＨｚの色信
号側波帯）のサンプリングを水平同期信号に位相同期さ
せるためのもので、再生時にサブ画素を位相制御（ＳＰ
ＰＣ）する回路を含むビデオテープレコーダ回路の概略
図である。
号側波帯）のサンプリングを水平同期信号に位相同期さ
せるためのもので、再生時にサブ画素を位相制御（ＳＰ
ＰＣ）する回路を含むビデオテープレコーダ回路の概略
図である。
【図２】録画中にサブ画素の位相基準信号が挿入される
走査線を確認して再生中にサブ画素を位相制御するため
のもので、映像信号のフィールド数とフレーム数をモジ
ュロ２に計数する計数器を含むビデオテープレコーダ回
路の概略図である。
走査線を確認して再生中にサブ画素を位相制御するため
のもので、映像信号のフィールド数とフレーム数をモジ
ュロ２に計数する計数器を含むビデオテープレコーダ回
路の概略図である。
【図３】ディジタル複合映像信号を輝度、色及び運動信
号の成分に分離するのに使用するビデオテープレコーダ
の録画回路の概略図である。
号の成分に分離するのに使用するビデオテープレコーダ
の録画回路の概略図である。
【図４】高周波帯域（例えば、２．５ＭＨｚ以上）の成
分がディエンファシスされた重畳−輝度信号を発生させ
るのに使用するもので、平衡変調器を包含する本発明の
ビデオテープレコーダの録画回路の概略図である。
分がディエンファシスされた重畳−輝度信号を発生させ
るのに使用するもので、平衡変調器を包含する本発明の
ビデオテープレコーダの録画回路の概略図である。
【図５】重なった輝度信号を重畳解除し、カラーアンダ
搬送波から運動及び色信号を分離し、その色信号側波帯
を抑制された３．５８ＭＨｚの色副搬送波に対して再変
調するのに使用するビデオテープレコーダの再生回路の
概略図である。
搬送波から運動及び色信号を分離し、その色信号側波帯
を抑制された３．５８ＭＨｚの色副搬送波に対して再変
調するのに使用するビデオテープレコーダの再生回路の
概略図である。
【図６】図５の四分円−選択フィルタに使用される重み
付けカーネルを示した概略図である。
付けカーネルを示した概略図である。
【図７】重畳解除された輝度信号を処理して録画過程で
成された高周波数帯域（例えば、２．５ＭＨｚ以上）に
ある成分をディエンファシスで復し、その結果得られた
輝度信号を図５の回路で抑制された３．５８ＭＨｚの色
副搬送波に対して再変調された色信号側波帯と結合させ
て複合ビデオ信号を発生させ、テレビジョン帯域ラジオ
周波数搬送波をその複合ビデオ信号に変調するとともに
音響副搬送波を事実上ＮＴＳＣ規格により変調するビデ
オテープレコーダの再生回路の概略図である。
成された高周波数帯域（例えば、２．５ＭＨｚ以上）に
ある成分をディエンファシスで復し、その結果得られた
輝度信号を図５の回路で抑制された３．５８ＭＨｚの色
副搬送波に対して再変調された色信号側波帯と結合させ
て複合ビデオ信号を発生させ、テレビジョン帯域ラジオ
周波数搬送波をその複合ビデオ信号に変調するとともに
音響副搬送波を事実上ＮＴＳＣ規格により変調するビデ
オテープレコーダの再生回路の概略図である。
【図８】ステートマシンで形成され図１のビデオテープ
レコーダ回路に付着されるサブ画素位相基準信号発生器
の概略図である。
レコーダ回路に付着されるサブ画素位相基準信号発生器
の概略図である。
【図９】図１のビデオテープレコーダ回路に付着される
サブ画素位相制御回路の概略図である。
サブ画素位相制御回路の概略図である。
【図１０】図９のサブ画素位相制御回路に使用されるこ
とができる相関フィルタの一つの形態の概略図である。
とができる相関フィルタの一つの形態の概略図である。
【図１１】図４に具体的に示したものを代ることができ
る平衡変調器の種々の形態を示す図である。
る平衡変調器の種々の形態を示す図である。
【図１２】図４に具体的に示したものを代ることができ
る平衡変調器の種々の形態を示す図である。
る平衡変調器の種々の形態を示す図である。
【図１３】図４に具体的に示したものを代ることができ
る平衡変調器の種々の形態を示す図である。
る平衡変調器の種々の形態を示す図である。
【図１４】図４に具体的に示したものを代ることができ
る平衡変調器の種々の形態を示す図である。
る平衡変調器の種々の形態を示す図である。
【図１５】図４に具体的に示したものを代ることができ
る平衡変調器の種々の形態を示す図である。
る平衡変調器の種々の形態を示す図である。
【図１６】図４に具体的に示したものを代ることができ
る平衡変調器の種々の形態を示す図である。
る平衡変調器の種々の形態を示す図である。
【図１７】図４に具体的に示したものを代ることができ
る平衡変調器の種々の形態を示す図である。
る平衡変調器の種々の形態を示す図である。
【図１８】図４に具体的に示したものを代ることができ
る平衡変調器の種々の形態を示す図である。
る平衡変調器の種々の形態を示す図である。
【図１９】（Ａ）〜（Ｆ）は周波数から同一の水平座標
軸を共有する一群の周波数スペクトル図であって、重な
った輝度信号を使用し重畳させる搬送波周波数の３倍の
速度でディジタル変換するビデオテープレコーダ回路の
動作を説明するための周波数スペクトル図である。
軸を共有する一群の周波数スペクトル図であって、重な
った輝度信号を使用し重畳させる搬送波周波数の３倍の
速度でディジタル変換するビデオテープレコーダ回路の
動作を説明するための周波数スペクトル図である。
【図２０】（Ａ）〜（Ｆ）は周波数から同一の水平座標
軸を共有する一群の周波数スペクトル図であって、重な
った輝度信号を使用し重畳させる搬送波周波数の３倍の
速度でディジタル変換するビデオテープレコーダ回路を
説明するための周波数スペクトル図である。
軸を共有する一群の周波数スペクトル図であって、重な
った輝度信号を使用し重畳させる搬送波周波数の３倍の
速度でディジタル変換するビデオテープレコーダ回路を
説明するための周波数スペクトル図である。
【図２１】（Ａ）〜（Ｆ）は周波数から同一の水平座標
軸を共有する一群の周波数スペクトル図であって、重な
った輝度信号を使用し重畳させる搬送波周波数の３倍の
速度でディジタル変換するビデオテープレコーダ回路を
説明するための周波数スペクトル図である。
軸を共有する一群の周波数スペクトル図であって、重な
った輝度信号を使用し重畳させる搬送波周波数の３倍の
速度でディジタル変換するビデオテープレコーダ回路を
説明するための周波数スペクトル図である。
１ 論理 ２ 録画／再生スイッチポール ３ ＮＴＳＣ信号供給源 ４ 再生増幅器 ５ 再生録画スイッチポール ６ ねじ方向走査テープヘッド ７，１１１ アナログ−ディジタル変換器 ８ 水平同期信号分離器 ９ 垂直同期信号分離器 １０ 位相制御マスタ発振器 １１ ９段の２進計数器 １２，２６，３２，３９，４５，５０，５３，１４５，
１５０，１７０，１７６，１８０ デコーダ １３，１７，１８，７０，９７，１３０ 読出し専用メ
モリ １４ キードラッチ １５ ディジタル−アナログ変換器 １６ ループフィルター １９ タップ付アナログ遅延線 ２０ サブ画素位相制御回路 ２１，２３，９８，１０９，１１６，１４２，１５５，
２３９，２４０，２４１，２４２，２４５，２４６ マ
ルチプレクサ ２２ 輝度−位相−同期キー発生器 ２４ サブ画素位相基準信号発生器 ２５ １０段階２進計数器 ２７，３３，３５，１４６，１４７，１４８，１４９，
１６７，１７２，１７８，１７９ ＯＲゲート ２８，３０，３４，４０，４１，４５，４６，４７，５
２，１４１，１５６，１６４，１６８，１７７，１８１
ＡＮＤゲート ２９ 論理インバータ ３１ 計数器 ３６，３７ １段２進計数器 ３８，７３，８７，１０１，１３１，１３２，１３３，
１４４，１８３，１８５，１８７，１８９，１９１，１
９３，１９５，１９７，２０１，２０３，２０５，２０
７，２０９，２１１，２１３，２１５，２１７，２１
９，２２１，２２３，２２５，２２７，２２９，２３
１，２３３，２３５，２３７，２４３ ディジタル加算
器 ４２ ポール ４３，４４ プルアップ ４８ ビットインバータ ４９ 多段階計数器 ５４，５５ １水平走査線 ５７，６５，７７，８８ タップのディジタル遅延線 ５６，５８，６２，６４，６６，７８，８１，８９，９
１，９６，１０８，１１９，１２２，１２４，１２９，
１５３ 重み付け及び和回路 ５９，６７，７４，９２，１２５，１５４，２４４ デ
ィジタル減算器 ６０，６８，１１５ ディジタル遅延線 ６１，９０，９５，１０７，１１８，１２１，１２３，
１２８，１５２ タップ付ディジタル遅延線 ６３ １フレーム遅延線 ６９ クロスフェーダー ７１，７２，８２，８５，９３，１２０，１２６ ディ
ジタル乗算器 ７５，９４，１１７，１２７，１５８ 絶対値回路 ７６ 信号スプレッダ回路 ７９，８０ １Ｈ遅延線 ８３，８６ 搬送波−位相選択回路 ８４ バーストエンファシス回路 ９９ 補数器 １００ 加算器 １０２ 記録増幅器 １０３ 記録ヘッド １０４，１０５，１３９，１４０ 排他的論理和ゲート １０６ 時間軸補正器 １１０ 時空間フィルタ １１２ 時間軸補正器回路 １１３ 分円選択フィルタ １１４，２３８ 減算器 １３４ 低電力テレビジョン変調器 １３５ 状態変数発生器 １３６，１３７，１３８，１７５ ビットラッチ １４３ フリップフロップ １５１ 閾値検出器 １５７ 相関フィルタ １５９，１６０ 平衡ビットレジスタ １６１，１６２，１６３，１６５，１６６ ディジタル
比較器 １６９ ５段アップ／ダウン２進計数器 １７３，１７４ 計数器 １８２ 補数器回路 １８４ ワードラッチ
１５０，１７０，１７６，１８０ デコーダ １３，１７，１８，７０，９７，１３０ 読出し専用メ
モリ １４ キードラッチ １５ ディジタル−アナログ変換器 １６ ループフィルター １９ タップ付アナログ遅延線 ２０ サブ画素位相制御回路 ２１，２３，９８，１０９，１１６，１４２，１５５，
２３９，２４０，２４１，２４２，２４５，２４６ マ
ルチプレクサ ２２ 輝度−位相−同期キー発生器 ２４ サブ画素位相基準信号発生器 ２５ １０段階２進計数器 ２７，３３，３５，１４６，１４７，１４８，１４９，
１６７，１７２，１７８，１７９ ＯＲゲート ２８，３０，３４，４０，４１，４５，４６，４７，５
２，１４１，１５６，１６４，１６８，１７７，１８１
ＡＮＤゲート ２９ 論理インバータ ３１ 計数器 ３６，３７ １段２進計数器 ３８，７３，８７，１０１，１３１，１３２，１３３，
１４４，１８３，１８５，１８７，１８９，１９１，１
９３，１９５，１９７，２０１，２０３，２０５，２０
７，２０９，２１１，２１３，２１５，２１７，２１
９，２２１，２２３，２２５，２２７，２２９，２３
１，２３３，２３５，２３７，２４３ ディジタル加算
器 ４２ ポール ４３，４４ プルアップ ４８ ビットインバータ ４９ 多段階計数器 ５４，５５ １水平走査線 ５７，６５，７７，８８ タップのディジタル遅延線 ５６，５８，６２，６４，６６，７８，８１，８９，９
１，９６，１０８，１１９，１２２，１２４，１２９，
１５３ 重み付け及び和回路 ５９，６７，７４，９２，１２５，１５４，２４４ デ
ィジタル減算器 ６０，６８，１１５ ディジタル遅延線 ６１，９０，９５，１０７，１１８，１２１，１２３，
１２８，１５２ タップ付ディジタル遅延線 ６３ １フレーム遅延線 ６９ クロスフェーダー ７１，７２，８２，８５，９３，１２０，１２６ ディ
ジタル乗算器 ７５，９４，１１７，１２７，１５８ 絶対値回路 ７６ 信号スプレッダ回路 ７９，８０ １Ｈ遅延線 ８３，８６ 搬送波−位相選択回路 ８４ バーストエンファシス回路 ９９ 補数器 １００ 加算器 １０２ 記録増幅器 １０３ 記録ヘッド １０４，１０５，１３９，１４０ 排他的論理和ゲート １０６ 時間軸補正器 １１０ 時空間フィルタ １１２ 時間軸補正器回路 １１３ 分円選択フィルタ １１４，２３８ 減算器 １３４ 低電力テレビジョン変調器 １３５ 状態変数発生器 １３６，１３７，１３８，１７５ ビットラッチ １４３ フリップフロップ １５１ 閾値検出器 １５７ 相関フィルタ １５９，１６０ 平衡ビットレジスタ １６１，１６２，１６３，１６５，１６６ ディジタル
比較器 １６９ ５段アップ／ダウン２進計数器 １７３，１７４ 計数器 １８２ 補数器回路 １８４ ワードラッチ
Claims (42)
- 【請求項１】 所定の最大周波数にまで拡張される所定
の周波数領域の基本帯域信号のラスタ走査されたビデオ
信号を、映像フィールド内では所定の走査線率で発生
し、前記各映像フィールド内では空間的におりこまれる
第１及び第２走査線組で発生する連続的な走査線にて処
理するための装置において、 前記ビデオ信号をディジタル化する手段と、 前記最大周波数の半分でクロスオーバ周波数をもち、前
記ディジタル化したビデオ信号を低周波数帯域成分のサ
ンプルと高周波数帯域成分のサンプルに分離するための
ディジタル帯域分離フィルタと、 前記最大周波数の搬送波を前記高周波数の帯域成分に従
って変調して、残存する高周波数帯域成分と搬送波のな
いディジタル平衡変調信号とを発生するように構成され
る平衡変調器と、 前記ディジタル平衡変調信号を前記低周波数の帯域成分
と線形的に結合する手段とを含む装置。 - 【請求項２】 前記ビデオ信号がテレビジョン映像の輝
度を表すことを特徴とする請求項1 記載の装置。 - 【請求項３】 前記ビデオ信号をディジタル化する手段
が、前記所定の最大周波数の毎周期当り二つのサンプル
を発生し、前記所定の最大周波数に対するナイキスト率
にて前記ビデオ信号を規則的にディジタル化する方式で
あることを特徴とする請求項１記載の装置。 - 【請求項４】 前記平衡変調器が、 前記サンプルがそれぞれの前記走査線内で適時に順次発
生される時、前記ディジタル化したビデオ信号の少なく
とも交互サンプル毎の負の値を発生するための手段と、 前記サンプルが適時に順次発生される時、それぞれの前
記走査線内で前記ディジタル化したビデオ信号の前記交
互サンプル毎の負の値を前記ディジタル平衡変調信号に
挿入するために選択し、且つ前記サンプルが適時に順次
発生される時に同一の前記走査線内で前記ディジタル化
したビデオ信号のそれぞれの異なるサンプルを前記ディ
ジタル平衡変調信号に挿入するために選択する手段とを
含むことを特徴とする請求項３記載の装置。 - 【請求項５】 前記ディジタル平衡変調信号を前記低周
波数の帯域成分と線形的に結合するための前記手段が、
前記第１及び第２組が前記映像フィールドのそれぞれで
発生される時、前記ディジタル平衡変調信号を前記第１
及び第２組の中で一つにおける走査線区間で前記低周波
数の帯域成分に加算的に結合するために、また前記第１
及び第２組中で他の一つにおける走査線区間で前記ディ
ジタル平衡変調信号を減算的に前記低周波数の帯域成分
と結合するための形態であることを特徴とする請求項４
記載の装置。 - 【請求項６】 前記映像フィールドの中でいずれも少な
くとも一つが走査線に対する一つの共通位置（locus)を
共有し、走査線に対する一つの共通位置を共有する前記
映像フィールドの中で前記いずれの一つが適時にその映
像フィールドの連続的な発生によって、指定されたモジ
ュロ２を連続的な序数により求めるために識別し、また
前記ディジタル平衡変調信号を前記低周波数の帯域成分
と線形的に結合するための前記手段が、前記第１又は奇
数の映像フィールドよりも前記０番目又は偶数の映像フ
ィールドにあって、反対の意味で前記低周波数の帯域成
分と前記ディジタル平衡変調信号とを混合するための形
態であることを特徴とする請求項４記載の装置。 - 【請求項７】 前記映像フィールドがおりこまれた走査
線を有する連続的な対で現われ、前記対以前の映像フィ
ールドは走査線に対する共通位置を共有すると共に、そ
れ以前の映像フィールドの連続的な発生に従って適時
に、指定されたモジュロ２を連続的な序数により求める
ために識別し、また前記対以後の映像フィールドは走査
線に対する共通位置を共有すると共に、適時にそれ以前
の映像フィールドの連続的な発生に従って指定されたモ
ジュロ２を連続的な序数により求めるために識別し、ま
た前記ディジタル平衡変調信号を前記低周波数の帯域成
分と線形的に結合するための前記手段が、前記第１又は
奇数の映像フィールドより前記０番目又は偶数の映像フ
ィールドにおいて、反対の意味で前記低周波数の帯域成
分と前記ディジタル平衡変調信号とを混合するための形
態であることを特徴とする請求項４記載の装置。 - 【請求項８】 前記映像フィールドの中でいずれも少な
くとも一つが走査線に対する一つの共通位置を共有し、
走査線に対する一つの共通位置を共有する前記映像フィ
ールド中の前記いずれの一つが適時に映像フィールドの
連続的な発生に従って、指定されるモジュロ２を連続的
な序数により求めるために識別し、また前記ディジタル
平衡変調信号を前記低周波数の帯域成分と線形的に結合
するための前記手段が、前記第１又は奇数の映像フィー
ルド区間よりも前記０番目又は偶数の映像フィールドの
区間で反対の意味で前記低周波数の帯域成分と前記ディ
ジタル平衡変調信号とを結合するための形態として、前
記第１及び第２組においての走査線区間の間に加算的に
前記ディジタル平衡変調信号を前記低周波数の帯域成分
と結合すると共に、前記第１及び第２組が前記映像フィ
ールドのそれぞれの一つで発生される時、前記第１及び
第２組の他のものにおける走査線区間の間に減算的に前
記ディジタル平衡変調信号を前記低周波数の帯域成分と
結合するための形態であることを特徴とする請求項４記
載の装置。 - 【請求項９】 前記映像フィールドはおりこまれた走査
線を有する連続的な対で現われ、前記対以前の映像フィ
ールドは走査線に対する共通位置を共有すると共に、そ
れ以前の映像フィールドの連続的な発生に従って適時
に、指定されたモジュロ２を連続的な序数により求める
ために識別し、また前記対以後の映像フィールドは走査
線に対する共通位置を共有すると共に、適時にそれ以前
の映像フィールドの連続的な発生に従って指定されたモ
ジュロ２を連続的な序数により求めるために識別し、ま
た前記ディジタル平衡変調信号を前記低周波数の帯域成
分と線形的に結合するための前記手段が、前記第１又は
奇数の映像フィールド区間よりも前記０番目又は偶数の
映像フィールドの区間で反対の意味で前記低周波数の帯
域成分と前記ディジタル平衡変調信号とを結合するため
の形態として、前記第１及び第２組においての走査線区
間の間に加算的に前記ディジタル平衡変調信号を前記低
周波数の帯域成分と結合すると共に、前記第１及び第２
組が前記映像フィールドのそれぞれの一つで発生される
時、前記第１及び第２組の他のものにおける走査線区間
の間に減算的に前記ディジタル平衡変調信号を前記低周
波数の帯域成分と結合するための形態であることを特徴
とする請求項４記載の装置。 - 【請求項１０】 前記ディジタル平衡変調信号を前記低
周波数の帯域成分と線形的に結合するための前記手段
が、前記第１及び第２組が前記映像フィールドのそれぞ
れで発生される時、前記ディジタル平衡変調信号を前記
第１及び第２組の中で一つにおける走査線区間で前記低
周波数の帯域成分に加算的に結合するために、また前記
第１及び第２組中で他の一つにおける走査線区間で前記
ディジタル平衡変調信号を減算的に前記低周波数の帯域
成分と結合するための形態であることを特徴とする請求
項３記載の装置。 - 【請求項１１】 前記映像フィールドの中でいずれも少
なくとも一つが走査線に対する一つの共通位置を共有
し、走査線に対する一つの共通位置を共有する前記映像
フィールドの中で前記いずれかの一つが適時にその映像
フィールドの連続的な発生によって、指定されたモジュ
ロ２を連続的な序数により求めるために識別し、また前
記ディジタル平衡変調信号を前記低周波数の帯域成分と
線形的に結合するための前記手段が、前記第１又は奇数
の映像フィールドよりも前記０番目又は偶数フィールド
にあって、反対の意味で前記低周波数の帯域成分と前記
ディジタル平衡変調信号とを混合するための形態である
ことを特徴とする請求項３記載の装置。 - 【請求項１２】 前記映像フィールドがおりこまれた走
査線を有する連続的な対で現われ、前記対以前のフィー
ルドは走査線に対する共通位置を共有すると共に、それ
以前の映像フィールドの連続的な発生に従って適時に、
指定されたモジュロ２を連続的な序数により求めるため
に識別し、また前記対以後の映像フィールドは走査線に
対する共通位置を共有すると共に、適時にそれ以前の映
像フィールドの連続的な発生に従って指定されたモジュ
ロ２を連続的な序数により求めるために識別し、また前
記ディジタル平衡変調信号を前記低周波数の帯域成分と
線形的に結合するための前記手段が、前記第１又は奇数
の映像フィールドより前記０番目又は偶数の映像フィー
ルドにおいて、反対の意味で前記低周波数の帯域成分と
前記ディジタル平衡変調信号とを混合するための形態で
あることを特徴とする請求項３記載の装置。 - 【請求項１３】 前記映像フィールドの中でいずれも少
なくとも一つが走査線に対する一つの共通位置を共有
し、走査線に対する一つの共通位置を共有する前記映像
フィールド中の前記いずれかの一つが適時にその映像フ
ィールドの連続的な発生に従って、指定されるモジュロ
２を連続的な序数により求めるために識別し、また前記
ディジタル平衡変調信号を前記低周波数の帯域成分と線
形的に結合するための前記手段が、前記第１又は奇数の
映像フィールド区間よりも前記０番目又は偶数の映像フ
ィールドの区間で反対の意味で前記低周波数の帯域成分
と前記ディジタル平衡変調信号とを結合するための形態
として、前記第１及び第２組においての走査線区間の間
に加算的に前記ディジタル平衡変調信号を前記低周波数
の帯域成分と結合すると共に、前記第１及び第２組が前
記映像フィールドのそれぞれの一つで発生される時、前
記第１及び第２組の他のものにおける走査線区間の間に
減算的に前記ディジタル平衡変調信号を前記低周波数の
帯域成分と結合するための形態であることを特徴とする
請求項３記載の装置。 - 【請求項１４】 前記映像フィールドはおりこまれた走
査線を有する連続的な対で現われ、前記対以後の映像フ
ィールドは走査線に対する共通位置を共有すると共に、
それ以前の映像フィールドの連続的な発生に従って適時
に、指定されたモジュロ２を連続的な序数により求める
ために識別し、また前記対以後の映像フィールドは走査
線に対する共通位置を共有すると共に、適時にそれ以前
の映像フィールドの連続的な発生に従って指定されたモ
ジュロ２を連続的な序数により求めるために識別し、ま
た前記ディジタル平衡変調信号を前記低周波数の帯域成
分と線形的に結合するための前記手段が、前記第１又は
奇数の映像フィールド区間よりも前記０番目又は偶数の
映像フィールドの区間で反対の意味で前記低周波数の帯
域成分と前記ディジタル平衡変調信号とを結合するため
の形態として、前記第１及び第２組においての走査線区
間の間に加算的に前記ディジタル平衡変調信号を前記低
周波数の帯域成分と結合すると共に、前記第１及び第２
組が前記映像フィールドのそれぞれの一つで発生される
時、前記第１及び第２組の他のものにおける走査線区間
の間に減算的に前記ディジタル平衡変調信号を前記低周
波数の帯域成分と結合するための形態であることを特徴
とする請求項３記載の装置。 - 【請求項１５】 前記ディジタル平衡変調信号を前記低
周波数の帯域成分と線形的に結合するための前記手段
が、前記第１及び第２組が前記映像フィールドのそれぞ
れで発生される時、前記ディジタル平衡変調信号を前記
第１及び第２組の中で一つにおける走査線区間で前記低
周波数の帯域成分に加算的に結合するために、また前記
第１及び第２組中で他の一つにおける走査線区間で前記
ディジタル平衡変調信号を減算的に前記低周波数の帯域
成分と結合するための形態であることを特徴とする請求
項１記載の装置。 - 【請求項１６】 前記映像フィールドの中でいずれも少
なくとも一つが走査線に対する一つの共通位置を共有
し、走査線に対する一つの共通位置を共有する前記映像
フィールドの中で前記いずれの一つが適時にその映像フ
ィールドの連続的な発生によって、指定されたモジュロ
２を連続的な序数により求めるために識別し、また前記
ディジタル平衡変調信号を前記低周波数の帯域成分と線
形的に結合するための前記手段が、前記第１又は奇数の
映像フィールドよりも前記０番目又は偶数の映像フィー
ルドにあって、反対の意味で前記低周波数の帯域成分と
前記ディジタル平衡変調信号とを混合するための形態で
あることを特徴とする請求項１記載の装置。 - 【請求項１７】 前記映像フィールドがおりこまれた走
査線を有する連続的な対で現われ、前記対以前の映像フ
ィールドは走査線に対する共通位置を共有すると共に、
それ以前の映像フィールドの連続的な発生に従って適時
に、指定されたモジュロ２を連続的な序数により求める
ために識別し、また前記対以後の映像フィールドは走査
線に対する共通位置を共有すると共に、適時にそれ以前
の映像フィールドの連続的な発生に従って指定されたモ
ジュロ２を連続的な序数により求めるために識別し、ま
た前記ディジタル平衡変調信号を前記低周波数の帯域成
分と線形的に結合するための前記手段が、前記第１又は
奇数の映像フィールドより前記０番目又は偶数の映像フ
ィールドにおいて、反対の意味で前記低周波数帯域成分
と前記ディジタル平衡変調信号とを混合するための形態
であることを特徴とする請求項１記載の装置。 - 【請求項１８】 請求項１７記載と同様のビデオ信号を
処理するためのビデオ記録装置内に含まれる装置。 - 【請求項１９】前記映像フィールドの中でいずれも少な
くとも一つが走査線に対する一つの共通位置を共有し、
走査線に対する一つの共通位置を共有する前記映像フィ
ールド中の前記いずれかの一つが適時にその映像フィー
ルドの連続的な発生に従って、指定されるモジュロ２を
連続的な序数により求めるために識別し、また前記ディ
ジタル平衡変調信号を前記低周波数の帯域成分と線形的
に結合するための前記手段が、前記第１又は奇数の映像
フィールド区間よりも前記０番目又は偶数の映像フィー
ルドの区間で反対の意味で前記低周波数の帯域成分と前
記ディジタル平衡変調信号とを結合するための形態とし
て、前記第１及び第２組においての走査線区間の間に加
算的に前記ディジタル平衡変調信号を前記低周波数の帯
域成分と結合すると共に、前記第１及び第２組が前記映
像フィールドのそれぞれの一つで発生される時、前記第
１及び第２組の他のものにおける走査線区間の間に減算
的に前記ディジタル平衡変調信号を前記低周波数の帯域
成分と結合するための形態であることを特徴とする請求
項１記載の装置。 - 【請求項２０】 前記映像フィールドはおりこまれた走
査線を有する連続的な対で現われ、前記対以前の映像フ
ィールドは走査線に対する共通位置を共有すると共に、
それ以前の映像フィールドの連続的な発生に従って適時
に、指定されたモジュロ２を連続的な序数により求める
ために識別し、また前記対以後の映像フィールドは走査
線に対する共通位置を共有すると共に、適時にそれ以前
の映像フィールドの連続的な発生に従って指定されたモ
ジュロ２を連続的な序数により求めるために識別し、ま
た前記ディジタル平衡変調信号を前記低周波数の帯域成
分と線形的に結合するための前記手段が、前記第１又は
奇数の映像フィールド区間よりも前記０番目又は偶数の
映像フィールドの区間で反対の意味で前記低周波数の帯
域成分と前記ディジタル平衡変調信号とを結合するため
の形態として、前記第１及び第２組においての走査線区
間の間に加算的に前記ディジタル平衡変調信号を前記低
周波数の帯域成分と結合すると共に、前記第１及び第２
組が前記映像フィールドのそれぞれの一つで発生される
時、前記第１及び第２組の他のものにおける走査線区間
の間に減算的に前記ディジタル平衡変調信号を前記低周
波数の帯域成分と結合するための形態であることを特徴
とする請求項１記載の装置。 - 【請求項２１】 所定の最大周波数まで拡張される所定
の周波数帯域の基本帯域信号のラスタ走査されたビデオ
信号を、映像フィールド内では所定の走査線率で発生
し、また前記各映像フィールド内では空間的におりこま
れた第１及び第２走査線組で発生する連続的な周波線に
て処理するための装置において、 前記ビデオ信号をディジタル化する手段と、 前記最大周波数の半分でクロスオーバ周波数をもち、前
記ディジタル化したビデオ信号を低周波数の帯域成分の
サンプルと高周波数の帯域成分のサンプルに分離するた
めのディジタル帯域分離フィルタと、 前記低周波数の帯域成分と前記高周波数の帯域成分の第
１及び第２重み付け和を発生するための手段とで、前記
第１及び第２重み付け和を発生することにおいて、前記
低周波数の帯域成分が同一の加重因子によって重み付け
化されると共に、前記高周波数の帯域成分は前記第１及
び第２重み付け和を発生することにおいて同一の大きさ
であるが、反対極性の加重因子により重み付け化される
手段と、 重なったビデオ信号を発生するために前記第１及び第２
重み付け和の交互するサンプルを選択する手段とを含む
装置。 - 【請求項２２】 前記ビデオ信号をディジタル化する手
段は、前記所定の最大周波数の毎周期当り二つのサンプ
ルを発生し、定期的に最大周波数に対するナイキスト率
に前記ビデオ信号をディジタル化する方式から成ってい
ることを特徴とする請求項２１記載の装置。 - 【請求項２３】 一つの重なったビデオ信号を発生する
ために、前記第１及び第２重み付け化の交互するサンプ
ルを選択する前記手段は前記第１及び第２組がそれぞれ
前記映像フィールドのそれぞれの一つ内で発生する時、
前記第１及び第２組中の一つにおいての走査線区間で前
記第１重み付け和の０番目のサンプルと前記第２重み付
け和の第１サンプルを選択すると共に、前記第１及び第
２組の他のものにおいての走査線区間の間、前記第２重
み付け和の０番目のサンプルと前記第１重み付け和の第
１サンプルを選択する方式であることを特徴とする請求
項２１記載の装置。 - 【請求項２４】 請求項２３記載のビデオ信号を処理す
るためのビデオ記録装置内に含まれている装置。 - 【請求項２５】 前記映像フィールドの中でいずれも少
なくとも一つが走査線に対する一つの共通位置を共有
し、走査線に対する一つの共通位置を共有する前記映像
フィールド中の前記いずれの一つが適時に、その映像フ
ィールドの連続的な発生に従って指定されたモジュロ２
を連続的な序数によって求めるために識別し、一方、重
なったビデオ信号を発生するために前記第１及び第２重
み付け和の交互するサンプルを選択するための前記手段
が、前記第１又は奇数の映像信号の区間より前記０番目
又は偶数の映像信号の区間で反対意味で前記第１及び第
２重み付け和の交互するサンプルを選択するための方式
であることを特徴とする請求項２２記載の装置。 - 【請求項２６】 前記映像フィールドがおりこまれた走
査線を有する連続的な対で現われ、前記対以前の映像フ
ィールドは走査線に対する共通位置を共有すると共に、
それ以前の映像フィールドの連続的な発生により、適時
に指定されるモジュロ２を連続的な序数によって求める
ために識別し、一方、前記対以後の映像フィールドは走
査線に対する共通位置を共有すると共に、適時にそれ以
前の映像フィールドの連続的な発生に従って指定された
モジュロ２を連続的な序数によって求めるために識別
し、また前記第１及び第２重み付け和の交互するサンプ
ルを選択する前記手段が、前記第１又は奇数の映像信号
の区間よりは前記０番目又は偶数の映像信号の区間で反
対の意味で前記第１及び第２重み付け和するサンプルを
選択するための方式であることを特徴とする請求項２２
記載の装置。 - 【請求項２７】 前記映像フィールドの中でいずれも少
なくとも一つが走査線に対する一つの共通位置を共有
し、走査線に対する一つの共通位置を共有する前記映像
フィールド中の前記いずれの一つが適時にその映像フィ
ールドの連続的な発生に従って、指定されるモジュロ２
を連続的な序数により求めるために識別し、一方、前記
第１及び第２組がそれぞれ前記映像フィールドそれぞれ
の一つ内で発生される時、重なったビデオ信号を発生す
るために前記第１及び第２重み付け和の交互するサンプ
ルを選択するための前記手段が、前記第１又は奇数の映
像信号の区間より前記０番目又は偶数の映像信号の区間
で反対意味で前記第１及び第２重み付け和の交互するサ
ンプルを選択するための方式であることを特徴とする請
求項２２記載の装置。 - 【請求項２８】 前記映像フィールドがおりこまれた走
査線を有する連続的な対で現われ、前記対以前の映像フ
ィールドは走査線に対する共通位置を共有すると共に、
それ以前の映像フィールドの連続的な発生に従って適時
に、指定されたモジュロ２を連続的な序数により求める
ために識別し、また前記対以後の映像フィールドは走査
線に対する共通位置を共有すると共に、適時にそれ以前
の映像フィールドの連続的な発生に従って指定されたモ
ジュロ２を連続的な序数により求めるために識別し、一
方、前記第１及び第２組がそれぞれの前記映像フィール
ド内で発生される時、前記第１及び第２重み付け和の交
互するサンプルを選択する前記手段が前記第１組での走
査線の間、一つの意味で前記第１及び第２重み付け和の
交互するサンプルを選択すると共に、前記第２組での走
査線の間に反対の意味で前記第１及び第２重み付け和の
交互するサンプルを選択する方式として、前記第１又は
奇数の映像フィールド区間よりは前記０番目又は偶数の
映像フィールド区間で反対の意味で前記第１及び第２重
み付け和の交互するサンプルを更に選択する方式である
ことを特徴とする請求項２２記載の装置。 - 【請求項２９】 所定の走査線率で発生され第１及び第
２の走査線組に分配されている連続的な走査線にてラス
タ走査されたビデオ信号を処理するためのものとして、
前記ビデオ信号は前記走査線率の倍数である所定の最大
周波数のような高周波数にまで拡張する所定の帯域幅の
基本帯域信号の装置において、単位走査線当り連続的な
サンプルの所定の積分された数が存在する前記最大周波
数に対して、ナイキスト率として前記ビデオ信号をサン
プリングする手段と、 前記最大周波数の半分でクロスオーバ周波数を有する連
続的なサンプルの中でそれぞれの一つに聯関される極性
を有する高周波帯域成分と低周波帯域成分に前記ビデオ
信号を分離するための手段として、０番目から始まる前
記サンプルの順次の発生に従って指定される連続的なモ
ジュロ２によって、要求（claiming) の目的のために識
別される走査線当りサンプルの前記所定の積分された数
を前記それぞれの成分が有するようにする帯域分離フィ
ルタと、 前記サンプルの順次の発生に従って指定された連続的な
モジュロ２により要求の目的のための識別される走査線
当りサンプルの前記所定の積分された数を有する一つの
平衡変調信号を発生する手段として、このような発生
は、第一に大きさにおいては、前記高周波帯域成分の現
在の０番目のサンプルに相応し、同じ極性を有する前記
平衡変調信号の前記第１組それぞれの０番目のサンプル
の走査区間の間、第二に大きさにおいては、前記高周波
帯域成分の現在の第１サンプルに相応し、反対の極性を
有する前記平衡変調信号の前記第１組それぞれの第１サ
ンプルの走査区間の間、第三に大きさにおいては、前記
高周波数帯域成分の現在の０番目のサンプルに相応し、
反対の極性を有する前記平衡変調信号の前記第２組それ
ぞれの０番目のサンプルの走査区間の間、第四に大きさ
においては、前記高周波帯域成分の現在の第１サンプル
に相応し、同じ極性を有する前記平衡変調信号の前記第
２組それぞれの第１サンプルの走査区間の間に行われる
発生手段と、 前記低周波帯域成分と前記平衡変調信号を線形的に結合
する手段とを含む装置。 - 【請求項３０】 請求項２９記載のテレビジョン映像の
輝度を表すビデオ信号を処理するための装置。 - 【請求項３１】 ビデオ信号を処理するための装置にお
いて、 前記ビデオ信号は第１フィールドの走査線と、それを後
続する第２フィールドの走査線とから成ったそれぞれの
連続的なフレームの存在する形態として、その各々の第
２フィールドの走査線はその各々の第１フィールドの走
査線と飛越されるように時間が調節され、各フレームの
連続的な走査線は前記フレームの第１及び第２フィール
ド間に割付けられた奇数の数であり、また前記走査線が
最初から始まって時間的に発生される順序に基づいて指
定された連続的な序数によって、要求の目的のために識
別される形態であり、前記ビデオ信号の連続的なフレー
ムは前記フレームの順次の発生に基づいて指定された連
続的なモジュロ２によって、要求の目的のために識別さ
れる形態であり、 前記第１組の走査線は、奇数の序数によって識別される
前記それぞれの第１フレームの１フィールドでの走査線
と、偶数の序数によって識別される前記それぞれの第１
フレームの第２フィールドでの走査線と、偶数の序数に
よって識別される前記それぞれの第２フレームの第１フ
ィールドでの走査線と、奇数の序数によって識別される
前記各々の第２フレームの第２フィールドでの走査線と
を含み、 前記第２組の走査線は偶数の序数によって識別される前
記それぞれの第１フレームの第１フィールドの走査線
と、奇数の序数により識別される前記各々の第１フレー
ムの第２フィールドの走査線と、奇数の序数によって識
別される前記それぞれの第２フレームの第１フィールド
の走査線と、偶数の序数によって識別される前記それぞ
れの第２フレームの第２フィールドの走査線とを含むこ
とを特徴とする請求項２９記載の装置。 - 【請求項３２】 請求項３１記載のビデオ信号を処理す
るためのビデオ記録装置内に含まれる装置。 - 【請求項３３】 ビデオ信号を処理するための装置にお
いて、平衡変調信号を発生するための前記手段が、 前記高周波帯域成分に応答し、それに対して負極性であ
る他の一つの高周波帯域成分を発生する手段と、 前記高周波帯域成分とそれに対して負極性である前記他
の高周波帯域成分との間の選択のための制御信号に応答
して前記平衡変調の信号を発生するマルチプレクサと、 現在のフレームが奇数番目であるか、又は偶数番目であ
るかに対して、そして相互に違う論理条件として表現さ
れた現在の走査線が奇数番目であるか、又は偶数番目で
あるかに対して所定の応答を提供する第１排他的ＯＲゲ
ートと、 前記第１排他的ＯＲゲートの応答に対して、そして互い
に異なる論理条件として表現されている現在のサンプル
が奇数番目であるか、又は偶数番目であるかに対して、
前記マルチプレクサに対する制御信号に相当する所定の
応答を提供する第２排他的ＯＲゲートを含むことを特徴
とする請求項３１記載の装置。 - 【請求項３４】 ビデオ信号を処理するための装置にお
いて、平衡変調信号を発生する前記手段が、 前記高周波帯域成分に応じて、それに対して負極性であ
る他の一つの高周波帯域成分を発生する手段と、 前記高周波帯域成分とそれに対して負極性である前記他
の高周波帯域成分を選択する第１マルチプレクサとし
て、該第１マルチプレクサに印加される第１制御信号に
より制御される時、第１及び第２データの出力連結部中
の一つを分離するために第１及び第２データ入力連結部
に前記高周波帯域成分が供給される前記第１マルチプレ
クサと、 信号を選択する第２マルチプレクサとして、この信号が
前記第１マルチプレクサの第１及び第２データの出力連
結部から前記第２マルチプレクサの第１及び第２データ
の入力連結部に供給されると共に、またそれぞれ前記第
２マルチプレクサの第１及び第２データの出力連結部に
供給され、前記第２マルチプレクサに印加される第２制
御信号によって制御される前記第２マルチプレクサと、 信号を選択する第３マルチプレクサとして、この信号が
前記第２マルチプレクサの第１及び第２データの出力連
結部から前記第３マルチプレクサの第１及び第２データ
の入力連結部に供給されると共に、前記第３マルチプレ
クサのデータ出力連結部に供給され、前記第３マルチプ
レクサに印加される第３制御信号によって制御される前
記第３マルチプレクサとを含み、 前記第１、第２及び第３制御信号は現在のフレームの奇
数性又は偶数性に対する応答と、現在の走査線の奇数性
又は偶数性に対する応答と、そして現在のサンプルの奇
数性又は偶数性に対する応答との中で、それぞれの一つ
に相応し、これによって前記第３マルチプレクサのデー
タ出力連結部で前記平衡変調信号を発生することを特徴
とする請求項３１記載の装置。 - 【請求項３５】 ビデオ信号を処理するための装置にお
いて、平衡変調信号を発生する前記手段が、 第１及び第２データの出力連結部中の一つを分離するた
めにデータの入力連結部に供給される場合、前記高周波
帯域成分を選択するためのものとして、第１制御信号を
受けてその信号によって制御される第１マルチプレクサ
と、 前記第１マルチプレクサの第１データの出力連結部から
データの入力連結部に提供される信号の負の値の信号が
データの出力連結部で発生する負（negative)化手段
と、 信号を選択する第２マルチプレクサとして、この信号が
前記負化手段のデータ出力連結部と前記第１マルチプレ
クサの第２データの出力連結部から前記第２マルチプレ
クサの第１及び第２データの入力連結部に供給される一
方、それぞれ前記第２マルチプレクサの第１及び第２デ
ータの出力連結部に供給され、前記第２マルチプレクサ
に印加される第２制御信号によって制御される前記第２
マルチプレクサと、 信号を選択する第３マルチプレクサとして、この信号が
前記第２マルチプレクサの第１及び第２データの出力連
結部から前記第３マルチプレクサの第１及び第２データ
の出力連結部に供給されると共に、前記第３マルチプレ
クサのデータ出力連結部に供給され、前記第３マルチプ
レクサに印加される第３制御信号によって制御される前
記第３マルチプレクサとを含み、 前記第１、第２及び第３制御信号は現在のフレームの奇
数性又は偶数性に対する応答と、現在の走査線の奇数性
又は偶数性に対する応答と、そして現在のサンプルの奇
数性又は偶数性に対する応答との中でそれぞれの一つに
相応し、これによって前記第３マルチプレクサのデータ
出力連結部で前記平衡変調信号を発生することを特徴と
する請求項３１記載の装置。 - 【請求項３６】 ビデオ信号を処理するための装置にお
いて、平衡変調信号を発生する前記手段が、 第１及び第２データの出力連結部中の一つを分離するた
めにデータの入力連結部に供給される場合、前記高周波
帯域成分を選択するためのものとして、第１制御信号を
受けてその信号によって制御される第１マルチプレクサ
と、 信号を選択する第２マルチプレクサとして、この信号が
前記第１マルチプレクサの第１及び第２データの出力連
結部から前記第２マルチプレクサの第１及び第２データ
の入力連結部に供給されると共に、またそれぞれ前記第
２マルチプレクサの第１及び第２データの出力連結部に
供給され、前記第２マルチプレクサに印加される第２制
御信号によって制御される第２マルチプレクサと、 前記第１マルチプレクサの第１データの出力連結部から
データの入力連結部に提供される信号の負の値の信号が
データの出力連結部で発生する負（negative)化手段
と、 信号を選択する第３マルチプレクサとして、この信号が
前記第２マルチプレクサの第１及び第２データの出力連
結部から前記第３マルチプレクサの第１及び第２データ
の入力連結部に供給されると共に、前記第３マルチプレ
クサのデータ出力連結部に供給され、前記第３マルチプ
レクサに印加される第３制御信号によって制御される前
記第３マルチプレクサとを含み、 前記第１、第２及び第３制御信号は現在のフレームの奇
数性又は偶数性に対する応答と、現在の走査線の奇数性
又は偶数性に対する応答と、そして現在のサンプルの奇
数性又は偶数性に対する応答との中でそれぞれの一つに
相応し、これによって前記第３マルチプレクサのデータ
出力連結部で前記平衡変調信号を発生することを特徴と
する請求項３１記載の装置。 - 【請求項３７】 所定の走査線率で発生され第１及び第
２の走査線組に分配されている連続的な走査線にてラス
タ走査されたビデオ信号を処理するためのものとして、
前記ビデオ信号は前記走査線率の倍数である所定の最大
周波数のような高周波数にまで拡張する所定の帯域幅の
基本帯域信号の装置において、 単位走査線当り連続的なサンプルの所定の積分された数
が存在する前記最大周波数に対して、ナイキスト率とし
て前記ビデオ信号をサンプリングする手段と、 前記最大周波数の半分でクロスオーバ周波数を有する連
続的なサンプルの中でそれぞれの一つに関連する極性を
有する高周波帯域成分と低周波帯域成分に前記ビデオ信
号を分離するための手段として、０番目から始まる前記
サンプルの順次の発生に従って指定される連続的なモジ
ュロ２によって、要求の目的のために識別される走査線
当りサンプルの前記所定の積分された数を前記それぞれ
の成分が有するようにする帯域分離フィルタと、 前記低周波数の帯域成分と前記高周波数の帯域成分の第
１及び第２重み付け値和を発生するための手段として、
前記第１及び第２重み付け和を発生することにおいて、
前記低周波数の帯域成分が同一の加重因子によって重み
付け化されると共に、前記高周波数の帯域成分は前記第
１及び第２重み付け和を発生することにおいて同一の大
きさであるが、反対極性の加重因子により重み付け化さ
れる手段と、 前記サンプルの順次の発生に従って指定された連続的な
モジュロ２により要求の目的のための識別される走査線
当りサンプルの前記所定の積分された数を有する一つの
重なったビデオ信号を発生する手段として、このような
発生は、第一に大きさにおいては、前記第１重み付け和
の現在の０番目のサンプルに相応し、同じ極性を有する
前記重なったビデオ信号の前記第１組それぞれの０番目
のサンプルの走査区間の間、第二に前記第２重み付け和
の現在の第１サンプルに相応する前記重なったビデオ信
号の前記第１組それぞれの第１サンプルの走査区間の
間、第三に前記第２重み付け和の現在の０番目のサンプ
ルに相応する前記重なったビデオ信号の前記第２組それ
ぞれの０番目のサンプルの走査区間の間、第四に前記第
１重み付け和の現在の第１サンプルに相応する前記重な
ったビデオ信号の前記第二組それぞれの第１サンプルの
走査区間の間に行われる発生手段とを含む装置。 - 【請求項３８】 テレビジョン映像の輝度を表す映像信
号を処理するための請求項３７記載の装置。 - 【請求項３９】 ビデオ信号を処理するための装置にお
いて、 前記ビデオ信号は第１フィールドの走査線と、それを後
続する第２フィールドの走査線とから成ったそれぞれの
連続的なフレームの存在する形態として、その各々の第
２フィールドの走査線はその各々の第１フィールドの走
査線と飛越されるように時間が調節され、各フレームの
連続的な走査線は前記フレームの第１及び第２フィール
ド間に割付けられた奇数の数であり、また前記走査線が
最初から始まって時間的に発生される順序に基づいて指
定された連続的な序数によって、要求の目的のために識
別される形態であり、前記ビデオ信号の連続的なフレー
ムは前記フレームの順次の発生に基づいて指定された連
続的なモジュロ２によって、要求の目的のために識別さ
れる形態であり、 前記第１組の走査線では、奇数の序数によって識別され
る前記それぞれの第１フレームの１フィールドでの走査
線と、偶数の序数によって識別される前記それぞれの第
１フレームの第２フィールドでの走査線と、偶数の序数
によって識別される前記それぞれの第２フレームの第１
フィールドでの走査線と、奇数の序数によって識別され
る前記各々の第２フィールドでの走査線とを含み、 前記第２組の走査線は偶数の序数によって識別される前
記それぞれの第１のフレームの第１フィールドの走査線
と、奇数の序数により識別される前記各々の第１フレー
ムの第２フィールドの走査線と、奇数の序数によって識
別される前記それぞれの第２フレームの第１フィールド
の走査線と、偶数の序数によって識別される前記それぞ
れの第２フレームの第２フィールドの走査線とを含むこ
とを特徴とする請求項３７記載の装置。 - 【請求項４０】 ビデオ記録装置内に挿入されて請求項
３９記載のビデオ信号を処理するための装置。 - 【請求項４１】 ビデオ信号を処理するための装置にお
いて、重なったビデオ信号を発生する前記手段が、 前記第１重み付け和と前記第２重み付け和との間の選択
のための制御信号に応じて前記重なったビデオ信号を発
生するマルチプレクサと、 現在のフレームが奇数番目であるか、又は偶数番目であ
るかに対して、そして相互に違う論理条件として表現さ
れた現在の走査線が奇数番目であるか、又は偶数番目で
あるかに対して所定の応答を提供する第１排他的ＯＲゲ
ートと、 前記第１排他的ＯＲゲートの応答に対して、そして互い
に異なる論理条件として表現されている現在のサンプル
が奇数番目であるか、又は偶数番目であるかに対して、
前記マルチプレクサに対する制御信号に相当する所定の
応答を提供する第２排他的ＯＲゲートを含むことを特徴
とする請求項３９記載の装置。 - 【請求項４２】 ビデオ信号を処理するための装置にお
いて、重なったビデオ信号を発生する前記手段が、 前記高周波帯域成分に応じて、それに対して負極性であ
る他の一つの高周波帯域成分を発生する手段と、 前記高周波帯域成分とそれに対して負極性である前記他
の高周波帯域成分を選択する第１マルチプレクサとし
て、該第１マルチプレクサに印加される第１制御信号に
より制御される時、第１及び第２データの出力連結部中
の一つを分離するために第１及び第２データ入力連結部
に前記高周波帯域成分が供給される前記第１マルチプレ
クサと、 信号を選択する第２マルチプレクサとして、この信号が
前記第１マルチプレクサの第１及び第２データの出力連
結部から前記第２マルチプレクサの第１及び第２データ
の入力連結部に供給されると共に、またそれぞれ前記第
２マルチプレクサの第１及び第２データの出力連結部に
供給され、前記第２マルチプレクサに印加される第２制
御信号によって制御される前記第２マルチプレクサと、 信号を選択する第３マルチプレクサとして、この信号が
前記第２マルチプレクサの第１及び第２データの出力連
結部から前記第３マルチプレクサの第１及び第２データ
の入力連結部に供給されると共に、前記第３マルチプレ
クサのデータ出力連結部に供給され、前記第３マルチプ
レクサに印加される第３制御信号によって制御される前
記第３マルチプレクサとを含み、 前記第１、第２及び第３制御信号は現在のフレームの奇
数性又は偶数性に対する応答と、現在の走査線の奇数性
又は偶数性に対する応答と、そして現在のサンプルの奇
数性又は偶数性に対する応答との中でそれぞれの一つに
相応し、これによって前記第３マルチプレクサのデータ
出力連結部で前記平衡変調信号を発生することを特徴と
する請求項３９記載の装置。
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