JPH0690235B2 - 容量性交流電圧分圧器の直流電圧成分を除去するための方法および回路装置 - Google Patents

容量性交流電圧分圧器の直流電圧成分を除去するための方法および回路装置

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JPH0690235B2
JPH0690235B2 JP61002302A JP230286A JPH0690235B2 JP H0690235 B2 JPH0690235 B2 JP H0690235B2 JP 61002302 A JP61002302 A JP 61002302A JP 230286 A JP230286 A JP 230286A JP H0690235 B2 JPH0690235 B2 JP H0690235B2
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Description

【発明の詳細な説明】 発明の背景 本発明は、直流電圧成分を含み得る測定変換器に供給さ
れる測定交流電圧を発生する特に中圧および高圧のため
の容量性交流電圧分圧器の直流電圧成分を除去するため
の方法ならびに該方法を実施するための回路装置に関す
る。
このような方法ならびに装置は、西独特許願公開公報第
2634595号明細書から既に公知である。この明細書に
は、容量性分圧器の接地されたコンデンサに対して並列
に、スィッチング装置として、非常に低いオーム抵抗を
有するスィッチならびにその制御装置の直列接続が並列
に接続されている。制御装置は、交流電圧のターン オ
ン後に、スィッチを約１ミリ秒の遅延時間後の第１回目
の零点通過に依存して開放する。その結果、正常の動作
条件下では、正常の動作状態は、導体のターン オン後
振動周期の２分の１の時間より遅れることなく達成され
るが、この時間中入力は短絡されている。
現在高電圧の測定は、多くの場合誘導性電圧変換器もし
くはトランスジューサを用いて行なわれている。しかし
ながら、この電圧変換器は、電圧レベルが高くなればな
るほど高価になる。
したがって、従来容量性高電圧分圧器ならびにそれに後
置接続された測定増幅器を用いて高電圧の測定を行う試
みが繰り返し行なわれて来た。
この様な試みにおいて問題となるのは、容量性分圧器に
おける直流電圧成分の発生である。この様な直流電圧成
分は、高電圧が加えられている分圧器が、電圧が零でな
い時点でターン オフされる時に現れる。即ち、この場
合には増幅器入力端に直流電圧が発生する。この直流電
圧成分は増幅器の入力抵抗器を介して減少することがで
きるが、高電圧を再びターン オフ（投入）した場合に
は、高圧コンデンサに蓄積されていた電荷が直流電圧成
分として現れて交流電圧に重畳される。その結果、保護
装置にとって重要な出力電圧の零通過点が変位されて、
変換器もしくはトランスジューサの出力が飽和になって
しまう。
冒頭に述べた装置の改良として、西独特許願公開公報第
2846285号明細書には、数周期に亘りまたは数周期後に
直流電圧成分が検出された場合放電インピーダンスを再
びターン オフする回路が提案されており、この回路に
よれば、上述の問題は、短い時間中にしか生じない。
この特許願公開公報に記載の装置においては、第２の高
電圧分圧器が設けられており、この分圧器の出力電圧が
第２の直流電圧増幅器入力端に供給される。さらに種々
な入力電圧をそれぞれ異なつた仕方で処理して論理判断
を行い、測定入力端における可変インピーダンス素子を
複数の半周期長に亘り交互に開閉（ターン・オン／オ
フ）して直流電圧成分を減衰することが提案されてい
る。可変のインピーダンスを有する素子に最も単純な場
合、抵抗とそれに直列に接続されたスィッチから構成さ
れる。またこのインピーダンス素子は、抵抗が制御可能
である半導体素子あるいはディジタル／アナログ変換器
として知られているような同じまたは異なった抵抗を有
するスィッチからなるレジスタとすることもできる。
さらに、測定信号から直流電圧成分をろ波する純電子的
構成のフィルタを備えた増幅器がある。しかしながら、
この増幅器では、振幅および位相に関する精度と周波数
特性および振動特性に関し現在課せられている要件につ
いて許容し得る妥協点を見出だすのは困難である。さら
にこの種の装置は、通常、謂ゆる長さ比較で行なわれて
いる動作信頼性の監視が困難である。と言うのは、遷移
時間に関し出力電圧と入力電圧とが異なるからである。
現在用いられている高速保護装置は、既にミリ秒後にお
いて、高電圧の良好な波形を有し、誤った開閉動作を招
来するような伸長や移相を伴わない増幅器出力電圧を要
求する。
上に述べたような問題に対処するために、既に、西独特
許願公開公報第2846285号および第2634595号に解決策が
提案されている。西独特許願公開公報第2634595号に開
示されている基本的思想は西独特許願公開公報第284628
5号に開示されている対象とは異なり、直流電圧成分を
多数の段階で漸次的に除去できるのではなく、単純な高
電圧分圧器を用いて、できる限り早い時点で短時間に且
つ瞬時的に完全に除去することにある。
しかしながら、これらの公知の短絡回路によれば、中間
電圧および高電圧領域において測定すべき測定交流電圧
の測定結果に誤りが介入する。
発明の概要 これに対し本発明は、測定すべき中間電圧または高電圧
の波形を歪ませることなく可能な限り迅速に測定交流電
圧の直流電圧成分を除去すると言う課題を解決しようと
するものである。この場合、例えば誘導性電圧変換器、
短絡スイッチ等々のような大きくて高価な回路要素の使
用を回避することも本発明の課題である。
上の課題は、特許請求の範囲の第１項の謂ゆる特徴部分
ならびに特許請求の範囲第２項、第７項および第11項に
記載の構成によって解決される。
増幅器の並列路における測定交流電圧のディジタル化な
らびに特許請求の範囲第１項の特徴部分に記載の構成に
よれば、１周期に渡り測定交流電圧を積分することによ
って得られる直流電圧成分ならびに測定増幅器に対する
該直流電圧成分の反転された入力により測定交流電圧の
影響は完全に回避され、さらに非常に短かい時間内に直
流電圧成分を完全に補償することができる。１周期に渡
る積分によればさらに、高周波の妨害電圧も除去され、
その結果実際上純直流成分だけが求められてそれにより
正確な補償が可能となる。
特許請求の範囲第２項の謂ゆる特徴部分の記載の構成に
よれば、測定交流電圧は並列路でディジタル化され、半
周期の複数の時間区間から平均値が発生されて、この平
均値は、半周期だけ早い時点で発生された平均値と比較
され、その結果得られる電圧差は反転されて測定増幅器
に入力される。これにより、非常に早い時点で補償が行
われる。
以下、添付図面に示した実施例を参照し本発明の詳細に
関しさらに説明する。
好適な実施例の説明 交流電源回路網１には、高電圧コンデンサ２および低電
圧コンデンサ３から形成される容量性分圧器４が接続さ
れている。この容量性分圧器４の接続点５には電極７を
備えている分離コンデンサ６が接続されている。この場
合、該分離コンデンサ６と、接続点５との間には、特に
オームインピダンス素子もしくはオーム抵抗9,10からな
る分圧器８を介在接続するのが好ましい。この分圧器８
は、測定交流電圧UMを、後続の回路要素、例えば集積半
導体回路（IC）に対し無害な値、即ち例えば5Vに低減す
る働きをなす。また、必要に応じ、妨害電圧に対して測
定交流電圧UMを予め高レベルにするための増幅器11を設
けることができる。分離コンデンサ６の他方の電極12は
導体L1により、例えば抵抗器13を介して直接、測定増幅
器14に接続されており、該測定増幅器14の出力側には、
測定変換器もしくはトランスジューサ16の１次巻線15が
接続されている。本発明の第１番目の実施例によれば、
抵抗器13に対して並列に、導体L2を介してアナログ／デ
ィジタル変換器17、ディジタル積分器18ならびにディジ
タル／アナログ変換器19および必要に応じ抵抗器20の直
列接続が設けられる。マイクロプロセッサ21は、内部ク
ロック発生器22を介して回路要素群17,18,19を制御し、
ディジタル積分器18を時間的に制御すると共に、必要に
応じ、測定電圧UMに対し測定値を遅延する働きをなす。
この場合、マイクロプロセッサとしては、アナログ／デ
ィジタル変換器、ディジタル積分器およびディジタル／
アナログ変換器を実現することができるもの、例えば、
RAMおよび／またはROMのような構成要素を既に備えてい
るマイクロプロセッサを使用するのが有利である。その
場合には、上記の構成は、マイクロプロセッサを相応に
プログラミングすることにより実現される。制御は、積
分時間発生器によって行われる。
この回路の動作態様ならびに測定交流電圧UMに含まれて
いる直流電圧成分UGの積分による補償プロセスは次の通
りである。
分離コンデンサ６の電極12に発生する測定交流電圧UMは
抵抗器13を介して、直接、測定増幅器14に入力される。
同時に、測定交流電圧UMは、アナログ／ディジタル変換
器17に印加される。該変換器17は、交流電源回路網１の
周波数の周期長Ｔが複数の時間区間ｔに分割され、各時
間区間ｔ毎に関連の電圧値が特にディジタル形態、例え
ば、４ビット、８ビットまたは16ビットパターンで出力
されるようなクロック周波数Tfでクロック発生器22によ
り制御される。この値は積分器18に入力される。
積分器18は、同時に同じクロック周波数Tfで、各クロッ
ク毎に１周期長Ｔに渡って積分を行い、そしてその都度
積分値を出力するように制御される。この機能は第２図
に詳細に図解されている。第２図から明らかなように、
周期長Ｔは時間区間ｔに分割される。積分器18は、周期
長Ｔに渡り、即ち例えば時点t0からt0′に渡り、積分を
行う。したがって直流成分が存在しない場合には、時点
t0′における積分値は零に等しい。同様にして、例えば
時点t2′における積分値は零に等しい。なぜならば、周
期長Tt2においては、t0からt2までの積分値（細かくハ
ッチングされた面積）は介入せず、それに反して時点
t0′からt2′までの積分値（粗くハッチングした面積）
が付加されるからである。このようにして、１つの時間
区間ｔで現れる各直流電圧成分は直ちに確定することが
できる。このようにして最終的にディジタル形態で得ら
れる直流電圧値UGDは、D/A（ディジタル／アナログ）変
換器19に供給され、該変換器はその出力端からアナログ
直流電圧UGを発生する。この直流電圧UGは、該D/A変換
器19自体かまたはそれに後置接続されているインバータ
で反転され、測定交流電圧UMに存在し得る直流電圧成分
に対して逆相関係で測定増幅器14に入力され、斯くして
純粋な交流電圧波形が得られる。
必要に応じ、測定交流電圧UMまたは直流電圧UGもしくは
（−）UGが、遅延装置、例えばマイクロプロセッサ21を
相応にプログラミングすることにより、測定増幅器14の
入力端において、１つの時間区間ｔの直流電圧成分が、
測定増幅器14の入力端における測定交流電圧UMの同じ時
間区間に対応するように、言い換えるならば、同相にな
るように遅延される。この遅延は必要に応じ、上記直流
電圧成分および交流電圧が数周期Ｔ互いに移相されるが
時間区間ｔに関しては互いに一致するように行うことが
できる。
電源回路網周波数が50Hzの実施例においては、１周期は
持続期間20ミリ秒を有する。即ちＴ＝20msである。これ
が積分区間を形成する。したがって、入力量ｘ（ｔ）お
よび出力量ｙ（ｔ）に対して次の関係式が成立する。
さらに、１つの周期の持続時間Ｔは256の時間区間ｔに
分割されるものと仮定する。その場合、積分は数値的に
次の帰納差分方程式に従って求められる。
ｙ（ｎ）＝ｙ（ｎ−１）＋ｘ（ｎ）−ｘ（ｎ−256） 即ち、実際の積分値は、１周期Ｔ前に求められた積分値
に、時点Tnにおける瞬時標本値を加え、標本値（ｎ−25
6）、即ち20ミリ秒前の標本値を減算することにより算
出される。このようにして、電源電圧（50Hz）の印加
後、１周期Ｔ＝20msだけ経過した時点で正確な直流電圧
成分が既知となり、補償に用いられる。
第３図に示した立上がり電圧においてターン オン時点
が零点通過と一致する場合には、測定交流電圧UMに直流
電圧成分が存在しない場合でも、この第１の周期を積分
することにより、この第１の周期内に直流電圧成分UGが
存在することを表す積分曲線が現れる。しかしながらこ
の直流電圧成分は第１の周期内にのみ現れ、最悪の場合
でも、測定交流電圧UMの入力振幅をその1/3程度、僅か
に変位するに過ぎない。第２番目の周期の始めに、この
偏差は補償される。
第４図は、正の半波のピーク点でターン オンした場合
の直流電圧成分を含まない測定交流電圧UMの対応の変化
を示す。図から明らかなように、この場合、測定交流電
圧は歪みを殆ど有していない。
第５図には、交流電圧成分の零点通過時にターン オン
した場合で正の直流電圧成分が測定交流電圧のピーク値
の高さにある場合の測定交流電圧UMの直流電圧成分UGの
補償が図解されている。図から明らかなように、１周期
Ｔ後には、直流電圧成分は完全に補償され、したがっ
て、測定には純交流電圧しか用いられず、測定変換器も
しくはトランスジューサには、変換器のコアの飽和や、
直流電圧成分による１つの側のコア予備磁化に起因する
歪みは現れない。
直流電圧成分を除去するための本発明の方法、関連の回
路ならびに装置は、特に中間電圧および高電圧網での使
用に適しているばかりか、総ての種類の交流電圧網での
使用にも適している。
第６図に示した、本発明の実施例においては、周期また
は半周期は同じ時間区間ｔに分割されている。しかしな
がら、この場合、半周期T/2内では、少なくとも３つの
相続く時間区間ｔを含む部分区間Txが測定される。測定
交流電圧UMの個々の瞬時値Utから、電圧平均値UMXが、
例えば瞬時値Utを加算し関連の時間区間ｔの数で割算す
ることにより発生される。平均値発生に対して多数の時
間区間ｔを用いることにより、現れる電圧ピークまたは
電圧中断は測定結果には介入せず補償される。
部分区間Txの各電圧平均値UMXは、それぞれ、半周期（T
/2）だけ早く求められた電圧平均値（Ｕ′MX）と比較さ
れ、その結果得られた電圧は反転されて測定増幅器14に
入力される。このようにして、半周期T/2後に測定交流
電圧UMに依存する直流電圧成分の完全な補償が達成され
る。この場合、補償は、それぞれ時間区間ｔ後にも行わ
れる。
第６図には、２種の測定相が示されており、その内第１
の測定相は、左下から右上に粗く斜線を引いた領域で示
されており、第２の測定相は、左上から右下に細かく斜
線を引いて示されている。なお、識別するために第２の
測定相には接尾辞２を付けて表した。
動作は、本質的に、第１の実施例の場合と同じである
が、但し、この場合には平均値が、半周期T/2後毎に比
較される。また、回路は、積分の代わりに平均値発生を
行う点で行なるに過ぎない。２つの実施例は、マイクロ
プロセッサ21もしくは対応のマイクロプロセッサ チッ
プを備えた集積回路の対応のプログラミングで実施する
ことができよう。
上の説明から明らかなように、本発明によれば、ターン
オン時点で、積分が用いられる場合には１周期に渡り
基準電圧零の比較が、そして平均値発生が行われる場合
には半周期T/2に渡り上記基準電圧との比較が行なわれ
る。このようにして、上記の時点から直流電圧補償が実
現され、測定回路の測定変換器が飽和になることは阻止
される。
【図面の簡単な説明】
第１図は、本発明を実施する回路の原理的回路図、第２
図は、ディジタル化された測定電圧曲線を示すグラフ
図、第３図は、直流電圧成分が存在しない場合に零点通
過でターン オンする場合の動作態様を図解するグラフ
図、第４図は、直流電圧成分が存在しない場合、ピーク
点でターン オンする場合の動作態様を図解するグラフ
図、第５図は、直流電圧成分が存在する場合に零通過時
にターン オンする場合の動作態様を図解するグラフ
図、第６図は、半周期−時間区間比較による動作態様を
図解するグラフ図である。 １……交流電源回路網、２……高電圧コンデンサ、３…
…低電圧コンデンサ、４……容量性分圧器、５……接続
点、６……分離コンデンサ、７……電極、８……分圧
器、9,10……オーム抵抗器、11……増幅器、12……電
極、13……抵抗器、14……測定増幅器、15……１次巻
線、16……測定変換器、17……アナログ／デイジタル変
換器、18……ディジタル積分器、19……ディジタル／ア
ナログ変換器、20……抵抗器、21……マイクロプロセッ
サ、22……内部クロック発生器、L1……導体、UM……測
定交流電圧、UG……直流電圧成分、ｔ……時間区間、Ｔ
……周期長、Tf……クロック周波数。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭57−141563（ＪＰ，Ａ) 特開 昭55−74467（ＪＰ，Ａ) 特開 昭48−61176（ＪＰ，Ａ)

Claims (13)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】直流電圧成分を含み得る測定変換器に供給
    される測定交流電圧を発生する、特に中圧および高圧の
    ための容量性交流電圧分圧器の直流電圧成分を除去する
    ための方法において、測定交流電圧（UM）を、コンデン
    サ（６）を介し２つの並列導体（L1,L2）を経て測定増
    幅器（14）に入力し、その場合、前記測定交流電圧
    （UM）は一方の導体（L1）を介して直接入力され、他方
    の導体（L2）においては、測定交流電圧（UM）の直流電
    圧成分（UG）を次のようにして求める、即ち測定交流電
    圧（UM）を小さい時間区間（ｔ）に分割して各周期
    （Ｔ）または半周期（T/2）に対して同数の時間区間
    （ｔ）を定め、該時間区間（ｔ）のタイミング（Tf）
    で、前記測定交流電圧（UM）をそれぞれ１周期（Ｔ）に
    渡り連続的に積分することにより求め、このようにして
    求められた各直流電圧値（UG）を元の値に対して逆相関
    係で前記測定増幅器（14）に入力し且つ該測定増幅器
    （14）を介して測定変換器（16）に供給することを特徴
    とする容量性交流電圧分圧器の直流電圧成分を除去する
    方法。
  2. 【請求項２】直流電圧成分を含み得る測定変換器に供給
    される測定交流電圧を発生する、特に中圧および高圧の
    ための容量性交流電圧分圧器の直流電圧成分を除去する
    ための方法において、測定交流電圧（UM）をコンデンサ
    （６）を介し２つの並列導体（L1,L2）を経て測定増幅
    器（14）に入力し、その場合前記測定交流電圧（UM）は
    一方の導体（L1）を介して直接入力され、他方の導体
    （L2）においては測定交流電圧（UM）の直流電圧成分
    （UG）を次のようにして求め、即ち測定交流電圧（UM）
    を小さい時間区間（ｔ）に分割して、各半周期（T/2）
    毎に同数の時間区間（ｔ）を設け、該時間区間（ｔ）の
    タイミングで連続的に、半周期（T/2）の部分区間（T
    x）を形成する複数の相続く時間区間（ｔ）の瞬時値（U
    t）からそれぞれ電圧平均値（UMX）を形成して、半周期
    だけ先行する時間区間（ｔ）の各電圧平均値（Ｕ′MX）
    と比較して、その結果電圧差として前記直流電圧成分を
    求めて、該電圧差を反転して測定増幅器（14）に入力す
    ることを特徴とする容量性交流電圧分圧器の直流電圧成
    分を除去する方法。
  3. 【請求項３】少なくとも３つの時間区間（ｔ）を電圧平
    均値発生に用いる特許請求の範囲第２項記載の容量性交
    流電圧分圧器の直流電圧成分を除去する方法。
  4. 【請求項４】測定交流電圧（UM）の時間区間（ｔ）での
    分割を、クロックで制御されるアナログ／ディジタル変
    換器（17）で行い、その結果得られたディジタル情報
    を、同じクロック（Tf）で制御されるディジタル積分器
    （18）に供給し、該ディジタル積分器（18）は、該クロ
    ック シーケンス（ｔ）で、交流電圧周期（Ｔ）に渡り
    １周期（Ｔ）分の求められたディジタル値（UGD）を同
    じクロック（ｔ）でタイミング制御されるディジタル／
    アナログ変換器（19）に入力し、該ディジタル／アナロ
    グ変換器（19）は、前記ディジタル値（UGD）から直流
    電圧（UG）を発生し、該直流電圧（UG）は増幅器（14）
    に、実際に測定交流電圧（UM）に存在する値に対して逆
    相関係で入力される特許請求の範囲第１項記載の容量性
    交流電圧分圧器の直流電圧成分を除去する方法。
  5. 【請求項５】並列導体のうちの少なくとも１つ（L1およ
    び／またはL2）における測定交流電圧（UM）かまたは直
    流電圧成分（UG）を、前記測定増幅器（14）に入力され
    る電圧（UM−UG）の位相位置が、測定交流電圧（UM）に
    対し正確に１周期または複数周期（Ｔ）もしくは半周期
    （T/2）だけ移相される特許請求の範囲第１項または第
    ４項記載の容量性交流電圧分圧器の直流電圧成分を除去
    する方法。
  6. 【請求項６】並列導体のうちの少なくとも１つ（L1およ
    び／またはL2）における測定交流電圧（UM）かまたは直
    流電圧成分（UG）を、前記測定増幅器（14）に入力され
    る電圧（UM−UG）の位相位置が、測定交流電圧（UM）に
    対し正確に１周期または複数周期（Ｔ）もしくは半周期
    （T/2）だけ移相される特許請求の範囲第２項または第
    ３項記載の容量性交流電圧分圧器の直流電圧成分を除去
    する方法。
  7. 【請求項７】特許請求の範囲第１項に記述されているア
    ルゴリズムを発生するためにマイクロプロセッサ（21）
    を使用する特許請求の範囲第１項、第４項または第５項
    記載の容量性交流電圧分圧器の直流電圧成分を除去する
    方法。
  8. 【請求項８】特許請求の範囲第２項に記述されているア
    ルゴリズムを発生するためにマイクロプロセッサ（21）
    を使用する特許請求の範囲第２項、第３項または第６項
    記載の容量性交流電圧分圧器の直流電圧成分を除去する
    方法。
  9. 【請求項９】直流電圧成分を含み得る測定変換器に供給
    される測定交流電圧を発生する、特に中圧および高圧の
    ための容量性交流分圧器の直流電圧成分を除去する回路
    装置において、容量性分圧器（４）の高電圧コンデンサ
    および低電圧コンデンサ（2,3）間の接続点（５）に、
    分離コンデンサ（６）の一方の電極（７）を接続し、他
    方の電極（12）には、インピーダンス（13）を介して測
    定増幅器（14）を接続し、該インピーダンス（13）には
    アナログ／ディジタル変換器（17）とディジタル積分器
    （18）とディジタル／アナログ変換器（19）との直列接
    続を並列に接続し、該変換器（17,19）および積分器（1
    8）は１つの共通のクロック発生器（22）でタイミング
    制御して、前記アナログ／ディジタル変換器（17）で測
    定電圧（UM）を同じ時間区間（ｔ）に分割し、各時間区
    間（ｔ）の各電圧値をディジタル形態でディジタル積分
    器（18）に入力し、該積分器（18）は１周期（Ｔ）に渡
    るディジタル電圧値から測定交流電圧を積分し、積分さ
    れた交流電圧（UM）の各直流電圧成分（UG）に対応する
    値を前記時間区間（ｔ）のタイミングで連続的にディジ
    タル形態で前記ディジタル／アナログ変換器（19）に入
    力し、該ディジタル／アナログ変換器（19）は各時間区
    間（ｔ）に対応する直流電圧成分（UG）をアナログ形態
    で、前記測定交流電圧（UM）の直流電圧成分に対し逆の
    位相位置で、即ち該直流電圧成分（UG）を反転するか、
    またはインバータを介して前記測定増幅器（14）を供給
    することを特徴とする回路装置。
  10. 【請求項１０】クロック発生器および制御装置としてマ
    イクロプロセッサ（21）を設けた特許請求の範囲第９項
    記載の回路装置。
  11. 【請求項１１】容量性分圧器（４）から取出される測定
    交流電圧（UM）をオーム性分圧器（８）に供給し、分離
    コンデンサ（６）を前記オーム性分圧器（８）の接合点
    に接続した特許請求の範囲第９項または第10項記載の回
    路装置。
  12. 【請求項１２】容量性もしくはオーム性分圧器（４もし
    くは８）と分離コンデンサ（６）との間に増幅器（11）
    を接続した特許請求の範囲第９項ないし第11項の何れか
    １項に記載の回路装置。
  13. 【請求項１３】直流電圧成分を含み得る測定変換器に供
    給される測定交流電圧を発生する、特に中圧および高圧
    のための容量性交流電圧分圧器の直流電圧成分を除去す
    る方法を実施するための回路装置において、分離コンデ
    ンサ（６）と、この分離コンデンサ（６）に接続された
    アナログ／ディジタル変換器（17）と、このアナログ／
    ディジタル変換器（17）と接続されたディジタル積分器
    （18）と、このディジタル積分器（18）に接続されたデ
    ィジタル／アナログ変換器（19）と、前記アナログ／デ
    ィジタル変換器（17）、前記ディジタル積分器（18）お
    よび前記ディジタル／アナログ変換器（19）に接続さ
    れ、これ等を制御するマイクロプロセッサ（21）と、必
    要に応じ、前記分離コンデンサ（６）および前記ディジ
    タル／アナログ変換器（19）に接続された測定増幅器
    （14）と、この測定増幅器（14）に接続された測定変換
    器（16）とを含む特許請求の範囲第９項ないし第12項の
    何れか１項に記載の回路装置。
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