JPH0690855B2 - 最小ビツト反転周期検出回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、少なくともPCM信号，単一周波数信号が時
分割記録された記録媒体を再生する再生装置，たとえば
回転ヘツド式のデジタルオーデイオテープレコーダに設
けられ、再生されたPCM信号の最小ビツト反転周期を検
出する最小ビツト反転周期検出回路に関する。

〔従来の技術〕

従来、この種再生装置の１例である回転ヘツド式のデジ
タルオーデイオテープレコーダは、Ｒ−DATと呼ばれ、
記録媒体を形成する磁気テープのヘリカルスキヤン記録
される各トラツクに、PCMオーデイオ領域，サブコード
領域，トラツキング領域が時分割形成されている。

そして、PCMオーデイオ領域には、主情報を形成する音
声情報のPCM信号が記録され、サブコード領域には副情
報を形成する映像あるいは音声情報のPCM信号が記録さ
れ、トラツキング領域にはATF信号と呼ばれる再生トラ
ツキング制御用の単一周波数のパイロツト信号が記録さ
れる。

また、各トラツクのトレース始，終端および各領域の間
には、重ね記録の防止などを図るため、周期1Tの最も高
い周波数4.702MHzに設定された単一周波数信号が記録さ
れたマージン領域が設けられている。

さらに、PCMオーデイオ領域，トラツキング領域の両端
部には、インターブロツクガードと呼ばれる重ね記録防
止用のガードが設けられ、該ガードには、周期3Tの単一
周波数信号が記録される。

なお、パイロツト信号はインタブロツクガードの単一周
波数信号より十分低い低周波数の単一周波数信号からな
る。

また、PCMオーデイオ領域およびサブコード領域のPCM信
号は、データ内容に応じて周波数が変化するとともに、
データ内容が全ビツト０のときに、周期2Tの信号にな
る。

そして、磁気テープは、１対の回転ヘツドの交互スキヤ
ンにより、テープ速度および走行方向が記録時と同一の
標準再生モードあるいは、テープ速度および走行方向の
いずれか一方または両方が記録時と異なる特殊再生モー
ドで再生される。

このとき、標準再生モードであれば、テープの各トラッ
クが順次にヘリカルスキヤンされ、各１スキヤンの再生
信号は、各１トラツクに記録された信号を順次に再生し
た信号になり、特殊再生モードであれば、１スキヤンに
よつてテープの複数のトラツクが斜めに横切ってスキヤ
ンされるため、各１スキヤンの再生信号は、複数のトラ
ツクそれぞれの一部に記録された信号を合成した信号に
なる。

そして、再生されたPCM信号（以下再生PCM信号と称す
る）は、その最小ビツト反転周期が、再生モードによつ
て異なるとともに、再生中のテープ速度の変動などによ
つて変化する。

したがつて、再生モードなどによらず、再生信号から再
生PCM信号を正確に抜取つて再生処理するには、たとえ
ば、再生PCM信号の最小ビツト反転周期に追従して再生P
CM信号の抜取りクロツク生成回路を制御し、再生PCM信
号の抜取りクロツクの周波数を最小ビツト反転周期に追
従して可変制御する必要がある。

そして、特願昭61−126719号の出願の明細書および図面
には、前述のマージン領域に記録された単一周波数信号
の再生周波数の変動から再生PCM信号の最小ビツト反転
周期の変動を検出して抜取クロツクの周波数を可変制御
するため、つぎに説明する第１または第２の構成の最小
ビツト反転周期検出回路（チヤンネルクロツク周波数検
出器）を設け、該検出回路の最小ビツト反転周期に比例
した電圧の検出信号にもとづき、抜取りクロツク生成回
路の電圧制御発振器の発振周波数可変範囲を再生モード
に応じて移動可変し、再生モードによらず、抜取りクロ
ツクの周波数を常に再生PCM信号の最小ビツト反転周期
に追従して制御することが記載されている。

ところで、前記特願昭61−126719号の出願の明細書およ
び図面に記載された第１の構成の最小ビツト反転周期検
出回路は、回転ヘツドの再生信号（以下RF信号と称す
る）を周波数／電圧変換し、RF信号の周波数に比例して
変換する電圧信号を形成するとともに、RF信号のAM検波
信号と予め設定されたオン・トラツク検出用の基準電圧
との比較によつて得られたゲート信号と、ヘツド切換パ
ルス信号をゲート処理して得られたゲート信号，すなわ
ち検出すべき単一周波数信号が記録されたマージン領域
の再生予想期間のパルス幅のゲート信号とをアンドゲー
ト処理し、検出すべき単一周波数信号の再生期間のタイ
ミングでゲート信号を形成し、該ゲート信号にもとづ
き、前記電圧信号をサンプルホールドして再生PCM信号
の最小ビツト反転周期に比例して変化する検出信号を出
力する。

また、第２の構成の最小ビツト反転周期検出回路は、回
転ヘツドの回転速度すなわちスキヤン速度の検出信号と
テープ走行速度の検出信号とにもとづき、予め設定され
た演算式の演算を行なつて再生PCM信号の最小ビツト反
転周期に比例して変化する検出信号を出力する。

しかし、前記第１の構成の最小ビツト反転周期検出回路
の場合、RF信号のAM検波レベルが、テープの材質，記録
状態の違いおよびRF信号のドロツプアウト，経年変化な
どによつて変化するとともに各ゲート信号を正確に形成
することが困難になるため、検出すべき単一周波数信号
の電圧信号のみを正確にサンプルホールドすることが困
難になる。

また、第２の構成の最小ビツト反転周期検出回路の場
合、演算式の演算を行なうため、複雑な演算回路を必要
とし、構成が著しく複雑して高価になるとともに、RF信
号を用いずに、回転ヘツドのスキヤン速度の検出信号と
テープ速度の検出信号とによつて間接的に最小ビツト反
転周期を検出するため、検出精度をある程度以上に高め
ることが困難になる。

そこで、最小ビツト周期検出回路を第７図に示すように
構成し、前述の不都合を解消することが考えられる。

ところで、第７図において、（１）は回転ヘツドのRF信
号の入力端子、（２）は入力端子（１）に接続された周
波数／電圧変換部、（３）は変換部（２）に接続された
平坦部検出部、（４）は変換部（２）および検出部
（３）に接続されたサンプルホールド部である。

また、検出部（３）において、（５），（６），
（７），（８）は４個の比較器であり、比較器（５）の
反転入力端子（−），比較器（６）の非反転入力端子
（＋）が変換部（２）に直接接続され、比較器（７）の
反転入力端子（−），比較器（８）の非反転入力端子
（＋）がコンデンサ（９），抵抗（10）の微分回路（1
1）を介して変換部（２）に接続されている。（12）は
電源端子（＋Ｂ）とアースとの間に抵抗（13），コンデ
ンサ（14）を直列接続して形成された充電回路であり、
抵抗（13）とコンデンサ（14）の接続点が各比較器
（５）〜（８）の出力端子に接続されている。（15）は
抵抗（13）とコンデンサ（14）の接続点に接続された波
形整形用ゲートである。

（16），（17）は後述の再生周波数範囲の検出基準電圧
Vh,Vlそれぞれが印加される２個の基準電圧端子であ
り、電圧端子（16）が比較器（15）の非反転入力端子
（＋）に接続され、電圧端子（17）が比較器（６）の反
転入力端子（＋）に接続されている。（18），（19）は
後述の平坦部の検出基準電圧Vp,Vnそれぞれが印加され
る２個の基準電圧端子であり、電圧端子（18）が比較器
（７）の非反転入力端子（＋）に接続され、電圧端子
（19）が比較器（８）の反転入力端子（−）に接続され
ている。

さらに、サンプルホールド部（４）において、（20）は
単安定マルチバイブレータからなるゲートパルス発生回
路であり、入力端子ゲート（15）に接続され、Q,出力
端子（ｑ），（）からホールド用，サンプル用のゲー
ト信号Gh,Gsそれぞれを出力する。（21）は変換部
（２）に縦列接続された第1,第２サンプルホールド回路
（22），（23）からなるサンプルホールド回路であり、
サンプルホールド回路（22）がゲート信号Gsによつて動
作し、サンプルホールド回路（23）がゲート信号Ghによ
つて動作する。

そして、変換部（２）は比較器，単安定マルチバイブレ
ータおよび低域通過フイルタからなり、入力端子（１）
の再生信号，すなわち回転ヘツドのRF信号のFM復調回路
を形成する。

ところで、たとえば標準再生モードのときに入力端子
（１）に入力されるRF信号は、回転ヘツドの各１スキヤ
ン毎に第８図（ａ）に示すように、各１トラツクに記録
された信号になる。

なお、第８図（ａ）において、（Ａ），（Ｂ）はトレー
ス始，終端のマージン領域、（Ｃ）はPCMオーデイオ領
域、（Ｄ），（Ｅ）はそれぞれサブコード領域、
（Ｆ），（Ｇ）はそれぞれトラツキング領域、（Ｈ），
（Ｉ），（Ｊ）はそれぞれ中間のマージン領域であり、
領域（Ｃ），（Ｄ），（Ｅ）にはそれぞれPCM信号が記
録され、領域（Ｆ），（Ｇ）にはそれぞれ単一周波数の
パイロツト信号が記録され、領域（Ａ），（Ｂ），
（Ｈ），（Ｉ），（Ｊ）にはそれぞれマージン用の周期
1Tの単一周波数信号，すなわち検出すべき特定の単一周
波数信号が記録されている。

そして、変換部（２）は、第８図（ａ）のスレツシレベ
ルVsにもとづく比較器の比較により、入力されたRF信号
を論理0,1のデジタル信号に変換するとともに、比較器
の出力信号にもとづき、単安定マルチバイブレータの出
力信号のデユーテイサイクルを入力されたRF信号の周波
数に応じて変化し、かつ低域通過フイルタにより、単安
定マルチバイブレータの信号のうち、前記特定の単一周
波数信号の変動検出に必要な低周波成分のみを抽出して
出力し、このとき低域通過フイルタの出力信号の電圧が
抽出した低周波成分の周波数に比例して変化する。

すなわち、変換部（２）は、RF信号の周波数を電圧に変
換し、前記特定の単一周波数信号の変動検出に必要な低
周波成分の周波数を電圧に変換した電圧信号を出力す
る。

なお、第８図（ａ）のRF信号に対する変換部（２）の電
圧信号は同図（ｂ）に示すようになり、単一周波数信号
の部分では再生周波数が一定になるため、平坦な波形に
なる。

そして、変換部（２）の電圧信号は検出部（３）および
サンプルホールド部（４）に入力される。

このとき、検出部（３）の比較器（５）の反転入力端子
（−），比較器（６）の非反転入力端子（＋）に、変換
部（２）の電圧信号が印加されるとともに、検出部
（３）の比較器（７）の反転入力端子（−），比較器
（６）の非反転入力端子（＋）には、微分回路（11）に
よつて微分された変換部（２）の電圧信号，すなわち第
８図（ｃ）の微分電圧の信号が印加される。

ところで、比較器（５），（６）は周期1Tの特定の単一
周波数信号の再生周波数範囲の電圧信号を検出するため
に設けられ、比較器（５）の非反転入力端子（＋），比
較器（６）の反転入力端子（−）には、基準電圧端子
（16），（17）の検出基準電圧，すなわち周期1Tの特定
の単一周波数信号の最大，最小周波数の電圧信号の電圧
より少し大小の電圧Vh,Vlそれぞれが印加されている。

また、比較器（７），（８）は電圧信号の平坦部を検出
するために設けられ、比較器（７）の非反転入力端子
（＋），比較器（８）の反転入力端子（−）には、基準
電圧端子（18），（19）の検出基準電圧，すなわち周期
1Tの特定の単一周波数信号にもとづく電圧信号のゆるや
かな電圧変動範囲の正，負限界の電圧Vp,Vnそれぞれが
印加されている。

そして、比較器（５），（６）により、変換部（２）か
ら出力された電圧信号の電圧が第８図（ｂ）のVh〜Vlの
範囲の電圧か否かが検出され、Vh〜Vlの範囲の電圧であ
れば、比較器（５），（６）の出力段のトランジスタが
共にオフする。

また、比較器（７），（８）により、変換部（２）から
出力された電圧信号の微分電圧が第８図（ｃ）のVp〜Vn
の範囲の電圧であるか否かが検出され、Vp〜Vnの範囲の
電圧であれば、比較器（７），（８）の出力段のトラン
ジスタが共にオフする。

したがつて、変換部（２）から出力された電圧信号の電
圧がVh〜Vlの範囲の電圧になり、かつ電圧信号の変動電
圧がVp〜Vnの範囲の電圧になるとき，すなわち周期1Tの
特定の単一周波数信号による平坦部の電圧になるときに
のみ、すべての比較器（５）〜（８）の終段のトランジ
スタがオフする。

ところで、各比較器（５）〜（８）の終段のトランジス
タは、エミツタがアースされるとともにコレクタが抵抗
（13），コンデンサ（14）の接続点に接続されている。

そして、すべての比較器（５）〜（８）の終段のトラン
ジスタがオフしたときにのみ、コンデンサ（14）が充電
され、比較器（５）〜（８）のいずれか１つでも終段の
トランジスタがオンすれば、コンデンサ（14）は直ちに
リセツトされて放電する。

さらに、コンデンサ（14）が一定期間充電されて充電電
圧がゲート（15）のスレツシレベルに達すると、ゲート
（15）の出力信号は第８図（ｄ）に示すようにハイレベ
ルに立上り、コンデンサ（14）がリセツトされて放電さ
れるまでの間、ゲート（15）の出力信号がハイレベルに
保持される。

すなわち、検出部（３）は、周期1Tの特定の単一周波数
信号による電圧信号の平坦部を検出し、このときノイズ
などによつて電圧信号がサンプルホールド部（４）のサ
ンプルホールド期間に変動するのを防止するため、変換
部（２）から出力された電圧信号が前述の一定期間以上
平坦になる平坦部の検出時にのみ、ゲート（15）の出力
信号からなるハイレベルの検出パルスを出力する。

そして、ゲート（15）から出力された検出パルスが発生
回路（20）に入力され、このとき発生回路（20）は、検
出パルスの立上りによつてトリガされるとともに、時定
数によつて設定される期間τ，すなわちサンプルホール
ドに必要な期間τだけ、Ｑ出力端子（ｑ）がハイレベル
になるとともに出力端子（）がローレベルになり、
出力端子（）から第１サンプルホールド回路（22）
に第８図（ｅ）に示すゲート信号Gsを出力し、Ｑ出力端
子（ｑ）から第２サンプルホールド回路（23）に同図
（ｆ）に示すゲート信号Ghを出力する。

一方、縦列接続された両サンプルホールド回路（23），
（24）は、たとえばサンプルホールド用のスイツチ，コ
ンデンサおよび出力バツフア用のアンプを用いて同一に
構成されるとともに、ゲート信号Gs,Ghにより、相互に
逆にサンプルモードとホールドモードに制御される。

なお、サンプルホールド回路（22）は、ゲート信号Gsが
ハイレベルになる期間τにのみサンプルホールド用のス
イツチがオフしてホールドモードになり、サンプルホー
ルド回路（23）は、ゲート信号Ghがローレベルになる期
間τにのみサンプルホールド用のスイツチがオンしてサ
ンプルモードになる。

したがつて、サンプルホールド回路（22）は、検出パル
スの前縁のタイミングで入力された電圧信号，すなわち
検出された特定の単一周波数信号による平坦部の電圧信
号を，期間τだけホールドしてサンプル回路（23）に出
力し、サンプルホールド回路（23）は、サンプルホール
ド回路（23）から出力されたホールド信号を期間τにサ
ンプリングし、このときサンプルホールド回路（23）の
出力信号は、第８図（ｇ）に示すようにサンプルホール
ド回路（22）によつてサンプリングされた平坦部の信号
のホールド信号になり、その電圧がRF信号中の周期1Tの
特定の単一周波数信号の再生周波数に比例して変化す
る。

すなわち、サンプルホールド部（４）は、検出部（３）
の検出パルスにもとづき、検出された特定の単一周波数
信号による平坦部の電圧信号をサンプルホールドし、こ
のときサンプルホールド回路（23）の出力信号の電圧が
特定の単一周波数信号の再生周波数に比例して変化する
とともに特定の単一周波数信号の再生周波数が再生PCM
信号の最小ビツト反転周期に比例するため、サンプルホ
ールド回路（23）のホールド電圧信号を、再生PCM信号
の最小ビツト反転周期の検出信号として出力する。

そして、第７図の最小ビツト反転周期検出回路の場合
は、ヘツド切換パルス信号などを用いることなく、RF信
号を変換した変換部（２）の電圧信号のみを用いて、特
定の単一周波数信号にもとづく電圧信号の平坦部を直接
検出するとともに、検出した平坦部の電圧信号をサンプ
ルホールドして最小ビツト反転周期を検出するため、RF
信号の再生レベル（AM検波レベル）がテープの材質，記
録状態の違いなどによつて変化しても、正確かつ確実に
最小ビツト反転周期の検出が行なえ、かつ複雑な演算回
路などを必要としないため、構成が簡素化して安価にな
るとともに調整なども簡素化し、前述の不都合を解消す
ることができる。

〔発明が解決しようとする問題点〕

ところで、第７図の検出回路の場合、周期1Tの特定の単
一周波数信号の平坦部を電圧信号であることを検出する
ため、検出部（３）の比較器（５），（６）に、予め設
定された固定の基準電圧Vh,Vlが印加され、このとき基
準電圧Vh,Vlは、前記特定の単一周波数信号にもとづく
電圧信号の変動範囲より少し広い範囲の電圧信号を検出
する電圧に設定される。

一方、高速サーチなどの磁気テープが高速走行する特殊
再生モードのときおよび、各モードの再生開始時には、
RF信号の周波数変動が大きくなり、このときRF信号中の
再生PCM信号，単一周波数信号などの各信号の再生周波
数の変動範囲も広くなる。

したがつて、検出すべき特定の単一周波数信号の周波数
と、検出しない他の単一周波数信号，全ビツト０または
（29）のPCM信号などの検出すべきでない単一周波数の
信号の周波数とが近い場合、高速サーチのモードのとき
および再生開始時などには、電圧Vh〜Vlの範囲内に前記
検出すべきでない単一周波数の信号にもとづく電圧信号
が変動し、誤検出の生じる恐れがある。

いま、検出すべき特定の単位周波数信号の周波数をf₀と
し、検出すべきでない単一周波数の信号のうち、周波数
f₀より高周波数側，低周波数側それぞれの最も近い信号
の周波数をf₁,f₂それぞれとし、かつf₀,f₁,f₂の電圧信
号の電圧をV₀,V₁,V₂それぞれとし、RF信号の再生周波数
の最大変動率αとすれば、検出すべき単一周波数信号に
対応する電圧信号の変動範囲がV₀（１＋α）〜V₀（１−
α）になるため、電圧Vh,Vlは第９図に示すように設定
される。

一方、周波数f₁,f₂の信号それぞれに対応する電圧信号
の変動範囲は、V₁（１＋α）〜V₁（１−α）,V₂（１＋
α）〜V₂（１−α）それぞれになる。

そして、（１−α）f₁＜（１＋α）f₀または（１−α）
f₀＜（１＋α）f₂になると、第９図に示すように周波数
f₁またはf₂の信号に対応する電圧信号が電圧Vh〜Vlの範
囲に変動する。

ところで、Ｒ−DATの場合、前記特定の単一周波数信号
が周期1Tの最も高い周波数の信号になるとともに、前記
特定の単一周波数信号に最も近い単一周波数の信号が、
全ビツト０のときの周期2TのPCM信号，すなわち特定の
単一周波数信号の1/2の周波数の信号になる。

したがつて、Ｒ−DATに適用された第７図の検出回路の
場合、とくに（１−α）f₀＜（１＋α）f₂の条件になる
と、誤検出が発生し、このときf₀＝2f₂の関係が成立す
るため、誤検出が発生する条件は、α＞1/3（＝0.33）
になる。

すなわち、第７図の検出回路の場合、再生周波数の最大
変動率αが0.33以上になるとき、すなわち再生PCM信号
の最小ビツト反転周期が約±30％以上変動する高速サー
チモードあるいは再生開始時には、最小ビツト反転周期
の正確な検出が行なえない問題点がある。

〔問題点を解決するための手段〕

この発明は、前記の点に留意してなされたものであり、
少なくともPCM信号，単一周波数信号が時分割記録され
た記録媒体を再生する再生装置に設けられ、再生信号に
含まれた前記PCM信号の最小ビツト反転周期を検出する
最小ビツト反転周期検出回路において、 前記再生信号の周波数を電圧に変換し、前記再生信号の
周波数に比例して変化する電圧信号を出力する周波数／
電圧変換部と、 前記電圧信号と特定の単一周波数信号の再生周波数範囲
の検出基準電圧の比較および前記電圧信号の変動電圧と
再生周波数平坦部の検出基準電圧の比較にもとづき，前
記特定の単一周波数信号による前記電圧信号の平坦部を
検出して検出パルスを出力する平坦部検出部と、 前記検出パルスにもとづき前記検出期間の前記電圧信号
をサンプルホールドし、ホールドした電圧信号を前記最
小ビツト反転周期の検出信号として出力するサンプルホ
ールド部とを備え、 かつ、前記平坦部検出部に、前記ホールド電圧信号を分
圧して前記再生周波数範囲の検出基準電圧を形成する基
準電圧形成手段を設けたことを特徴とする最小ビツト反
転周期検出回路である。

〔作用〕

そして、平坦部検出部の再生周波数範囲の検出基準電圧
が、サンプルホールド部のホールド電圧信号に追従して
変化し、このときホールド電圧信号が、再生信号の再生
周波数に追従して変化するため、前記再生周波数範囲の
検出基準電圧が、再生信号の再生周波数に追従して変化
し、平坦部検出部によつて検出される再生周波数範囲が
再生信号の再生周波数の変化に応じて可変される。

〔実施例〕

つぎに、この発明を、その実施例を示した第１図ないし
第６図の図面とともに詳細に説明する。

第１図はＲ−DATに適用した場合を示し、同図において
第７図と異なる点は第７図の検出部（３）の代わりに、
サンプルホールド部（４）のホールド電圧信号が帰還入
力される平坦部検出部（24）を設けた点である。

また、第２図は第１図の各部の詳細な構成を示し、同図
において、 （25），（26），（27）は変換部（２）を形成する比較
器，単安定マルチバイブレータ，低域通過フイルタであ
り、フイルタ（27）がフイルタ用の抵抗（28），コンデ
ンサ（29）およびバツフアアンプ（30）によつて形成さ
れている。

（31）は第７図の比較器（５），（６）の代わりに設け
られた再生周波数範囲検出用の比較器であり、非反転入
力端子（＋）が変換部（２）に接続され、出力端子が抵
抗（13），コンデンサ（14）の接続点に接続されてい
る。（32），（33），（34）は検出部（24）の電源端子
（＋Ｂ）とアースとの間に直列に設けられた分圧用の３
個の抵抗であり、抵抗（32），（33）の接続点が電圧端
子（18）に接続され、抵抗（33），（34）の接続点が電
圧端子（19）に接続され、基準電圧Vq,Vnを設定する。

（35）は第７図のサンプルホールド回路（23）の代わり
に設けられた第３サンプルホールド回路であり、サンプ
ルホールド用のスイツチ（36），コンデンサ（37）およ
び出力バツフア用のアンプ（38）と、コンデンサ（37）
の放電リセツト用のスイツチ（39）とからなり、スイツ
チ（36）が発生回路（20）のゲート信号Ghによつてスイ
ツチングするとともに、スイツチ（39）がリセツト端子
（40）のリセツト信号によつてスイツチングする。

（41），（42）は検出部（24）の基準電圧形成手段を形
成する分圧用の２個の抵抗であり、サンプルホールド回
路（35）の出力端子とアースとの間に直列に設けられる
とともに、両抵抗（41），（42）の接続点が比較器（3
1）の反転入力端子（−）に接続されている。

ところで、この実施例の場合も、第７図の場合と同様
に、Ｒ−DATの各マージン領域に記録された周期1T（＝
4.704MHz）の最も高周波数の単一周波数信号を、検出す
べき特定の単一周波数信号とする。

したがつて、検出すべき特定の単一周波数信号のRF信号
にもとづいて変換部（２）から出力される電圧信号は、
再生PCM信号などの他の信号のRF信号にもとづいて変換
部（２）から出力される電圧信号より高い電圧範囲で変
化する。

そして、検出すべき特定の単一周波数信号の再生周波数
範囲の電圧信号の検出が、第７図の比較器（６）だけで
も可能であるため、この実施例では、比較器（６）に相
当する比較器（31）を設け、比較器（５）に相当する比
較器は省いている。

また、サンプルホールド部（４）のホールド電圧信号，
すなわち最小ビツト反転周期の検出信号を必要としない
モードのときに、サンプルホールド部（４）のホールド
電圧信号をアースレベルに保持するため、この実施例で
は、スイツチ（39）を有するサンプルホールド回路（3
5）を設け、リセツト端子（40）のリセツト信号にもと
づき、検出信号の必要としないモードの間、スイツチ
（39）をオンしてコンデンサ（37）を放電保持し、サン
プルホールド部（４）のホールド電圧信号をアースレベ
ルに保持している。

さらに、比較器（31）の反転入力端子（−）の電圧，す
なわち、第７図の基準電圧Vlに対応する再生周波数範囲
の検出基準電圧は、抵抗（41），（42）の接続点の電圧
Vrによつて形成され、このとき抵抗（41），（42）の抵
抗地をR1,R2,周期1Tの検出すべき単一周波数信号にもと
づくホールド電圧信号の電圧をVxとすれば、電圧Vrはつ
ぎの（１）式で示される。

そして、ホールド電圧信号が必要になるモードへの切換
により、第３図（ａ）に示すようにリセツト端子（40）
のリセツト信号が、たとえばt₀時にハイレベルからロー
レベルに立下ると、このときスイツチ（39）がオンから
オフに反転し、コンデンサ（37）の放電リセツトが解除
される。

したがつて、t₀時以前の期間T₀においては、第３図
（ｂ）の実線vxおよび破線vrに示すように、電圧Vx,お
よびVrが共にアースレベルに保持され、比較器（31）
は、変換部（２）の電圧信号の電圧に無関係に終段のト
ランジスタがオンに保持される。

一方、t₀時にコンデンサ（37）の放電リセツトが解除さ
れると、サンプルホールド部（４）が正常に動作し、ホ
ールド電圧信号の電圧Vxが上昇するとともに、電圧Vxの
上昇に追従して電圧Vtが上昇する。

ところで、Ｒ−DATの場合、周期1Tの検出すべき特定の
単一周波数信号に最も近い単一周波数の信号は、前述し
たように全ビツト０の周期2Tの再生PCM信号であり、そ
の周波数は1/2Tになる。

そして、周期2Tの単一周波数の信号に対する電圧信号の
電圧をVzとした場合、電圧VxとVzとの間には、常に、つ
ぎの（２）式が成立する。

一方、周期2Tの単一周波数の信号を、検出すべき特定の
単一周波数の信号として誤検出しないためには、常に、
つぎの（３）式の条件を満足する必要がある。

Vr＞Vz …………（３）式 そして、（１），（２），（３）式にもとづき、抵抗値
R1,R2が、つぎの（４）式の条件を満足すれば、誤検出
が生じない。

R2＞R1 …………（４）式 したがつて、抵抗値R1,R2は（４）式の条件を満足する
ように設定され、このとき電圧Vzは第３図（ｂ）の１点
鎖線vzに示すように、t₀時以降において常に、電圧Vrよ
り低くなる、 なお、第３図（ｂ）のt₁,t₂,t₃はRF信号の周波数変動に
よつて電圧Vxが変化するタイミングそれぞれを示し、
T₁,T₂,T₃はt₀〜t₁,t₁〜t₂,t₂〜の期間それぞれを示す。

すなわち、電圧Vrが電圧Vxに追従して変化するととも
に、たとえば期間T₂,T₃において、電圧Vxがt₁,t₂時それ
ぞれの直前の電圧Vr以下に変化しない限り、常に、電圧
Vzは電圧Vrより低くなる。

そして、電圧Vxの瞬時変動率をβとした場合、つぎの
（５）式が成立する限り、Vr＞Vzの条件を満足するた
め、（５）式を（１）式に代入することにより、 の条件が得られる。

（１−β）Vx＞Vr …………（５）式 したがつて、抵抗値R1,R2は、（４）式および前述の の条件にもとづいて選定される。

そして、電圧Vrが常に電圧Vzより高くなるため、たとえ
ば高速サーチのモードあるいは再生開始時に、再生周波
数の最大変動率αが0.33以上になつても、周期1Tの検出
すべき特定の単一周波数信号の電圧信号を検出したとき
のみ比較器（31）の終段のトランジスタがオンし、誤検
出の生じることがなく、最小ビツト反転周期を、常に正
確に検出することができる。

ところで、前記実施例では、抵抗（41），（42）によつ
て基準電圧形成手段を形成したが、第４図に示すように
抵抗（43）とトランジスタからなる定電流源（44）とに
よつて形成することもできる。

また、前記実施例では、検出すべき特定の単一周波数信
号が最も高い周波数に設定されているため、再生周波数
範囲の検出基準電圧として、下限の電圧のみを設定した
が、たとえば、Ｒ−DAT以外の再生装置に適用した場合
など、検出すべき特定の単一周波数信号の上，下に単一
周波数の信号が存在する場合は、基準電圧形成手段など
を、第５図または第６図に示すように形成すればよい。

そして、第５図において、（45），（46），（47）は基
準電圧形成手段を形成する分圧用の２個の抵抗および演
算増幅器であり、抵抗（45），（46）の接続点および増
幅器（47）の出力端子から第７図の比較器（５），
（６）に相当する比較器（48），（49）に、電圧Vh,Vl
に対応する基準電圧がそれぞれ出力される。なお（5
0），（51）は増幅器（47）の利得設定用の２個の抵抗
である。

また、第６図において、（52），（53）は２個のバツフ
アアンプ、（54），（55）はアンプ（52）の出力端子と
電源端子（＋Ｂ）との間に設けられた分圧用の抵抗，定
電流源、（56），（57）はバツフアアンプ（53）の出力
端子とアースとの間に設けられた分圧用抵抗，定電流
源、（58），（59）は第５図の比較器（48），（49）に
対応する２個の比較器である。

そして、第６図の場合は、アンプ（52），（53），抵抗
（54），（56），電流源（55），（57）によつて基準電
圧形成手段が形成され、抵抗（54），電流源（55）の接
続点および、抵抗（56），電流源（57）の接続点から比
較器（58），（59）それぞれに、電圧Vh,Vlに対応する
基準電圧が出力される。

なお、前記実施例では、Ｒ−DATに適用した場合につい
て説明したが、Ｒ−DAT以外の種々の再生装置に適用で
きるのは勿論であり、この場合、記録媒体に検出すべき
特定の単一周波数信号とともに、該立一周波数信号と異
なる周波数の１つまたは複数の単一周波数信号が時分割
記録されていても、特定の単一周波数信号にもとづく電
圧信号の平坦部を、常に正確に検出し、最小ビツト反転
周期を正確に検出することができる。

〔発明の効果〕

以上のように、この発明の最小ビツト反転周期検出回路
によると、平坦部検出部の再生周波数範囲の検出基準電
圧が、サンプルホールド部のホールド電圧信号に追従し
て変化し、このときホールド電圧信号が、再生信号の再
生周波数に追従して変化するため、前記再生周波数範囲
の検出基準電圧が、再生信号の再生周波数に追従して変
化し、平坦部検出によつて検出される再生周波数範囲が
再生信号の再生周波数の変化に応じて可変され、再生周
波数の最大変動率が大きくなるときにも、正確に特定の
単一周波数信号にもとづく電圧信号の平坦部を検出する
ことができ、常に正確に、最小ビツト反転周期を検出す
ることができるものである。

【図面の簡単な説明】

第１図ないし第６図はこの発明の最小ビツト反転周期検
出回路の実施例を示し、第１図は１実施例のブロツク
図、第２図は第１図の詳細なブロツク図、第３図
（ａ），（ｂ）は第２図の動作説明用のタイミングチヤ
ート、第４図，第５図，第６図はそれぞれ基準電圧形成
手段の他の例を示す結線図、第７図は従来の最小ビツト
反転周期検出回路を改良したブロツク図、第８図（ａ）
〜（ｇ）は第７図の動作説明用のタイミングチヤート、
第９図は第７図の動作説明用の波形図である。 （２）……周波数／電圧変換部、（４）……サンプルホ
ールド部、（24）……平坦部検出部。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】少なくともPCM信号，単一周波数信号が時
   分割記録された記録媒体を再生する再生装置に設けら
   れ、再生信号に含まれた前記PCM信号の最小ビツト反転
   周期を検出する最小ビツト反転周期検出回路において、 前記再生信号の周波数を電圧に変換し，前記再生信号の
   周波数に比例して変化する電圧信号を出力する周波数／
   電圧変換部と、 前記電圧信号と特定の単一周波数信号の再生周波数範囲
   の検出基準電圧の比較および前記電圧信号の変動電圧と
   再生周波数平坦部の検出基準電圧の比較にもとづき，前
   記特定の単一周波数信号による前記電圧信号の平坦部を
   検出して検出パルスを出力する平坦部検出部と、 前記検出パルスにともづき前記検出期間の前記電圧信号
   をサンプルホールドし，ホールドした電圧信号を前記最
   小ビツト反転周期の検出信号として出力するサンプルホ
   ールド部とを備え、 かつ、前記平坦部検出部に、前記ホールド電圧信号を分
   圧して前記再生周波数範囲の検出基準電圧を形成する基
   準電圧形成手段を設けたことを特徴とする最小ビツト反
   転周期検出回路。