JPH0693598B2 - 判定帰還等化器 - Google Patents
判定帰還等化器Info
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- JPH0693598B2 JPH0693598B2 JP25928287A JP25928287A JPH0693598B2 JP H0693598 B2 JPH0693598 B2 JP H0693598B2 JP 25928287 A JP25928287 A JP 25928287A JP 25928287 A JP25928287 A JP 25928287A JP H0693598 B2 JPH0693598 B2 JP H0693598B2
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Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は，ディジタル伝送において伝送路波形歪を等化
するために用いられる判定帰還等化器に関する。
するために用いられる判定帰還等化器に関する。
（従来の技術） 第４図は従来の判定帰還等化器の構成を示す。この判定
帰還等化器の主要部分はトランスバーサル波器（FIR
波器，または非巡回型波器）であり，その入力には
判定出力が与えられる。トランスバーサル波器のタッ
プ重み加算出力は伝送路歪（符号間干渉）のレプリカで
あり，これを受信入力から引き去り，歪のない波形を得
ることにより伝送符号の判定を行なう。
帰還等化器の主要部分はトランスバーサル波器（FIR
波器，または非巡回型波器）であり，その入力には
判定出力が与えられる。トランスバーサル波器のタッ
プ重み加算出力は伝送路歪（符号間干渉）のレプリカで
あり，これを受信入力から引き去り，歪のない波形を得
ることにより伝送符号の判定を行なう。
（発明が解決しようとする問題点） しかし，実際のディジタル伝送においては，ベースバン
ドでの低域遮断特性（線路変成器，増幅器交流結合等に
よる）の影響で，伝送路のインパルス応答が，第５図に
示すように「裾を長く引く」場合がある。例えば，一次
の低域遮断特性を仮定すれば，この長く継続する波形は
負の指数関数状になる。非巡回型波器を用いた判定帰
還等化器の問題点は，そのタップ数，すなわち発生でき
る応答波形の時間的長さが有限であることから，受信入
力が時間的に長く継続する場合，タップ長に対応する時
間より先の部分の符号間干渉を補償できなくなることに
ある。言い換えれば，時間的に長い波形歪を充分良く除
去するためには，多くのタップ数を必要とすることにな
る。
ドでの低域遮断特性（線路変成器，増幅器交流結合等に
よる）の影響で，伝送路のインパルス応答が，第５図に
示すように「裾を長く引く」場合がある。例えば，一次
の低域遮断特性を仮定すれば，この長く継続する波形は
負の指数関数状になる。非巡回型波器を用いた判定帰
還等化器の問題点は，そのタップ数，すなわち発生でき
る応答波形の時間的長さが有限であることから，受信入
力が時間的に長く継続する場合，タップ長に対応する時
間より先の部分の符号間干渉を補償できなくなることに
ある。言い換えれば，時間的に長い波形歪を充分良く除
去するためには，多くのタップ数を必要とすることにな
る。
そこで，本発明の目的は，巡回型波器（IIR波器）
を組合わせることにより，第５図に示したような時間ｔ
＞Ｎ・Ｔ（Ｎは非巡回型波器タップ数に対応,Tはシン
ボル間隔）で長く「裾を引く」波形歪を除去することの
できる判定帰還等化器を提供することにある。
を組合わせることにより，第５図に示したような時間ｔ
＞Ｎ・Ｔ（Ｎは非巡回型波器タップ数に対応,Tはシン
ボル間隔）で長く「裾を引く」波形歪を除去することの
できる判定帰還等化器を提供することにある。
（問題点を解決するための手段） 本発明の判定帰還等化器は，判定帰還による伝送路歪の
等化器において、伝送路歪の推定値を受信信号から減じ
た結果出力を入力し、符号の判別を行って判定出力を発
すると共に、前記結果出力から前記判定出力を減じた結
果を判定誤差として出力する符号判別手段と、前記判定
出力を入力とする非巡回型濾波器と、この非巡回型濾波
器の最終タップの出力を、１シンボル間隔の第１の遅延
要素を介して第１の加算器の第１の入力として入力し、
この第１の加算器の出力を第２の遅延要素により１シン
ボル間隔遅延させ、内部タップ重みを乗じた結果を前記
第１の加算器の第２の入力として帰還する第１の巡回型
濾波器と、前記第１の加算器の出力に、該第１の加算器
の出力と前記判定誤差との相関値により制御される外部
タップ重みを乗じ、この乗算結果を１シンボル間隔の第
３の遅延要素を介して第２の加算器の第１の入力として
入力し、この第２の加算器の出力を第４の遅延要素によ
り１シンボル間隔遅延させ、前記内部タップ重みを乗じ
た結果を前記第２の加算器の第２の入力として帰還する
第２の巡回型濾波器とで構成され、而して前記伝送路歪
の推定値は、前記外部タップ重みを乗じた乗算結果の出
力を前記非巡回型濾波器の出力と合わせることにより制
御され、また、前記内部タップ重みは前記第２の加算器
の出力と前記判定誤差との相関値により制御されるよう
にしたことを特徴とする。
等化器において、伝送路歪の推定値を受信信号から減じ
た結果出力を入力し、符号の判別を行って判定出力を発
すると共に、前記結果出力から前記判定出力を減じた結
果を判定誤差として出力する符号判別手段と、前記判定
出力を入力とする非巡回型濾波器と、この非巡回型濾波
器の最終タップの出力を、１シンボル間隔の第１の遅延
要素を介して第１の加算器の第１の入力として入力し、
この第１の加算器の出力を第２の遅延要素により１シン
ボル間隔遅延させ、内部タップ重みを乗じた結果を前記
第１の加算器の第２の入力として帰還する第１の巡回型
濾波器と、前記第１の加算器の出力に、該第１の加算器
の出力と前記判定誤差との相関値により制御される外部
タップ重みを乗じ、この乗算結果を１シンボル間隔の第
３の遅延要素を介して第２の加算器の第１の入力として
入力し、この第２の加算器の出力を第４の遅延要素によ
り１シンボル間隔遅延させ、前記内部タップ重みを乗じ
た結果を前記第２の加算器の第２の入力として帰還する
第２の巡回型濾波器とで構成され、而して前記伝送路歪
の推定値は、前記外部タップ重みを乗じた乗算結果の出
力を前記非巡回型濾波器の出力と合わせることにより制
御され、また、前記内部タップ重みは前記第２の加算器
の出力と前記判定誤差との相関値により制御されるよう
にしたことを特徴とする。
（発明の実施例） 第１図は本発明による判定帰還等化器の実施例の構成を
示す。前述の負の指数関数応答を考えたとき，巡回型
波器の次数は一次であり，最も簡単になるので，この例
に対応するものとして第１図を示した。この図におい
て,1,2,3,4及び５はシフトレジスタ,11,12及び13は非巡
回型波器のタップ重み,21は第１巡回型濾波器の外部
タップ重み、22は第１巡回型濾波器の内部タップ重み、
31と32は加算器,41と42は減算器，また６は伝送符号判
定器である。この判定帰還等化器の入力101は符号間干
渉を含む受信入力で，これをサンプル値系でynと書く。
非巡回型波器のタップ重みをCk（ｋ＝1,2,…,N−１）
とし，第１の巡回型波器のタップ重みを夫々K,aとす
る。一方，符号間干渉レプリカ102を同じくサンプル値
系でγｎ，符号間干渉を除去した後の受信々号103を
zn，判定出力104をdnそして判定誤差105をenと書く。
示す。前述の負の指数関数応答を考えたとき，巡回型
波器の次数は一次であり，最も簡単になるので，この例
に対応するものとして第１図を示した。この図におい
て,1,2,3,4及び５はシフトレジスタ,11,12及び13は非巡
回型波器のタップ重み,21は第１巡回型濾波器の外部
タップ重み、22は第１巡回型濾波器の内部タップ重み、
31と32は加算器,41と42は減算器，また６は伝送符号判
定器である。この判定帰還等化器の入力101は符号間干
渉を含む受信入力で，これをサンプル値系でynと書く。
非巡回型波器のタップ重みをCk（ｋ＝1,2,…,N−１）
とし，第１の巡回型波器のタップ重みを夫々K,aとす
る。一方，符号間干渉レプリカ102を同じくサンプル値
系でγｎ，符号間干渉を除去した後の受信々号103を
zn，判定出力104をdnそして判定誤差105をenと書く。
これにより， が得られる。但し，unは第１の巡回型波器の出力であ
り，次の漸化式に従がう。
り，次の漸化式に従がう。
un＝dn-N＋ａ・un-1 …（２） この漸化式は一次のIIR波器1/（１−az-1）に対応す
る。
る。
次に， zn＝yn−γｎ …（３） en＝zn−dn＝yn−γｎ−an …（４） として，平均自乗誤差をεとすると， となる。
さて，非巡回型波器及び第１の巡回型波器のタップ
重みCk,K,aを決めるためにεを最小化することとし（LM
Sアルゴリズムと呼ばれる），次の偏微分を求める。
重みCk,K,aを決めるためにεを最小化することとし（LM
Sアルゴリズムと呼ばれる），次の偏微分を求める。
において， であるが，先のunに関する漸化式（２）より，un-1もま
たａの関数であることを考慮すると， となる。いま， とすると，漸化式 を得る。従って， となる。式（６）、式（７）及び式（９）の右辺のＥ
［endn-k］、Ｅ［enun］及びＥ［en(pn］は、誤差信号
と制御信号の相関値をそれぞれ示している。pnを発生す
る回路は前述の第１の巡回型波器と同じ構成であり，
この第２の巡回型濾波器はシフトレジスタ205と、第１
の巡回型濾波器の内部タップ重み22と同じ値ａを持つ内
部タップ重み222と、加算器232とから成り、シフトレジ
スタ206を介して入力106（wn＝Ｋun）を受けて出力107
（pn）を発する。
たａの関数であることを考慮すると， となる。いま， とすると，漸化式 を得る。従って， となる。式（６）、式（７）及び式（９）の右辺のＥ
［endn-k］、Ｅ［enun］及びＥ［en(pn］は、誤差信号
と制御信号の相関値をそれぞれ示している。pnを発生す
る回路は前述の第１の巡回型波器と同じ構成であり，
この第２の巡回型濾波器はシフトレジスタ205と、第１
の巡回型濾波器の内部タップ重み22と同じ値ａを持つ内
部タップ重み222と、加算器232とから成り、シフトレジ
スタ206を介して入力106（wn＝Ｋun）を受けて出力107
（pn）を発する。
受信入力ynは通常，次のように書くことができる。
但し，anは伝送符号，gnは伝送路インパルス応答（波形
歪を含む）であり， go …（11） 及び gN+m＝gnρｍ ｍ＝0,1,…，∞ …（12） を仮定する。但し，ρは一次低域遮断に由来する負の指
数関数状波形の減衰定数（０＜ρ＜１）である。
歪を含む）であり， go …（11） 及び gN+m＝gnρｍ ｍ＝0,1,…，∞ …（12） を仮定する。但し，ρは一次低域遮断に由来する負の指
数関数状波形の減衰定数（０＜ρ＜１）である。
実際の適応型判定帰還等化器においては，タップ重みは
上記の偏微分が前述の相関値に比例することから、LMS
アルゴリズム241,242を用いて逐次以下のように修正し
て収束させ，また適応制御する。
上記の偏微分が前述の相関値に比例することから、LMS
アルゴリズム241,242を用いて逐次以下のように修正し
て収束させ，また適応制御する。
Ck (v+1)＝Ck (v)＋αＣenan-k（ｋ＝1,2,…,N−１） …
（13） K(v+1)＝K(v)＋αＫenun …（14） a(v+1)＝a(v)＋αａenpn …（15） 但し，αＣ，αＫ，αａは修正係数である。
（13） K(v+1)＝K(v)＋αＫenun …（14） a(v+1)＝a(v)＋αａenpn …（15） 但し，αＣ，αＫ，αａは修正係数である。
第２図は上記の式（13）ないし（15）を得る回路、すな
わちLMSアルゴリズムを実現する回路241と242を例示し
た図である。この回路はN.A.M.Verhoeckx等がDigital E
cho Cancellation for Baseband Data Transmission"と
題してIEEE Transaction on ASSP,vol.ASSP−27,No.6,p
p.768−781,December1979に示した幾つかのこの種の式
を基本的な形に纏めた回路である。この回路を用いて係
数を順次掛けて累積を取ることにより、 Z(v+1)＝Z(v)＋αｘｎｅｎ …（16） なる一般式の計算が可能となる。α，xn，Z(v)としてα
Ｋ，un，K(n)を用いれば回路241に適用でき、α，xn，Z
(v)としてαａ，pn，a(n)を用いれば回路242に適用でき
る。なお括弧内のｖは本実施例ではｎの場合について説
明してある。
わちLMSアルゴリズムを実現する回路241と242を例示し
た図である。この回路はN.A.M.Verhoeckx等がDigital E
cho Cancellation for Baseband Data Transmission"と
題してIEEE Transaction on ASSP,vol.ASSP−27,No.6,p
p.768−781,December1979に示した幾つかのこの種の式
を基本的な形に纏めた回路である。この回路を用いて係
数を順次掛けて累積を取ることにより、 Z(v+1)＝Z(v)＋αｘｎｅｎ …（16） なる一般式の計算が可能となる。α，xn，Z(v)としてα
Ｋ，un，K(n)を用いれば回路241に適用でき、α，xn，Z
(v)としてαａ，pn，a(n)を用いれば回路242に適用でき
る。なお括弧内のｖは本実施例ではｎの場合について説
明してある。
以上に述べたごとき構成とタップ重みの適応制御により
得られた判定帰還等化器について，その特性を示すと次
のようになる。例として，受信入力の波形が符号伝送速
度の1/200の低域遮断周波数に対応する負の指数関数の
応答をもつ場合（ρ＝ｅ−２π/200）を考え，波形歪の
主要部分はＮ＝16タップの非巡回型波器で除去できる
ものとする。また,t＝NTにおけるインパルス応答をgN＝
0.005とする。このような波形の「裾」の部分の符号間
干渉を除去できる巡回型波器のタップ重みは，当然 Ｋ＝0.005 ａ＝0.96907（＝ρ） である。
得られた判定帰還等化器について，その特性を示すと次
のようになる。例として，受信入力の波形が符号伝送速
度の1/200の低域遮断周波数に対応する負の指数関数の
応答をもつ場合（ρ＝ｅ−２π/200）を考え，波形歪の
主要部分はＮ＝16タップの非巡回型波器で除去できる
ものとする。また,t＝NTにおけるインパルス応答をgN＝
0.005とする。このような波形の「裾」の部分の符号間
干渉を除去できる巡回型波器のタップ重みは，当然 Ｋ＝0.005 ａ＝0.96907（＝ρ） である。
計算機シミュレーションにより，タップ重みが正しく制
御され，εが小さくなる様子（収束過程）を調べた結果
を第３図に示す。このシミュレーションでは，anは＋1,
又は−１のランダム系列とし，同図中＊印が 符号間干渉値である。印は参考のため非巡回型波器
だけから成る判定帰還等化器を用いた場合の結果を示し
てある。両者の比較により，追加した巡回型波器の効
果は明白である。
御され，εが小さくなる様子（収束過程）を調べた結果
を第３図に示す。このシミュレーションでは，anは＋1,
又は−１のランダム系列とし，同図中＊印が 符号間干渉値である。印は参考のため非巡回型波器
だけから成る判定帰還等化器を用いた場合の結果を示し
てある。両者の比較により，追加した巡回型波器の効
果は明白である。
（発明の効果） 以上の説明により明らかなように，本発明によれば，非
巡回型波器に縦続して第１の巡回型波器を接続し，
更に該第１の巡回型波器の出力側に該波器と同一構
成の第２の巡回型波器を組合わせることによって，受
信入力が時間的に長く継続する場合でも，簡単な構成で
符号間干渉を良好に補償することができ，ディジタル伝
送における信号品質の向上が得られる点，その効果は大
である。
巡回型波器に縦続して第１の巡回型波器を接続し，
更に該第１の巡回型波器の出力側に該波器と同一構
成の第２の巡回型波器を組合わせることによって，受
信入力が時間的に長く継続する場合でも，簡単な構成で
符号間干渉を良好に補償することができ，ディジタル伝
送における信号品質の向上が得られる点，その効果は大
である。
第１図は本発明による判定帰還等化器の実施例を示す構
成図，第２図は公知のLMSアルゴリズムの基本型の回路
を示す図、第３図は本発明の実施例のシミュレーション
結果を示すグラフ，第４図は従来の判定帰還等化器の例
を示す構成図，第５図は伝送路のインパルス応答波形の
例を示すグラフである。 図において,1〜５はシフトレジスタ,6は伝送符号判定
器,11〜13は非巡回型波器のタップ重み,21,22は第１
の巡回型波器のタップ重み,31,32は加算器,41,42は減
算器,205,206はシフトレジスタ,222は第２の巡回型波
器のタップ重み,232は加算器であり、241,242はLMSアル
ゴリズムを実現する回路である。
成図，第２図は公知のLMSアルゴリズムの基本型の回路
を示す図、第３図は本発明の実施例のシミュレーション
結果を示すグラフ，第４図は従来の判定帰還等化器の例
を示す構成図，第５図は伝送路のインパルス応答波形の
例を示すグラフである。 図において,1〜５はシフトレジスタ,6は伝送符号判定
器,11〜13は非巡回型波器のタップ重み,21,22は第１
の巡回型波器のタップ重み,31,32は加算器,41,42は減
算器,205,206はシフトレジスタ,222は第２の巡回型波
器のタップ重み,232は加算器であり、241,242はLMSアル
ゴリズムを実現する回路である。
Claims (1)
- 【請求項１】判定帰還による伝送路歪の等化器におい
て、 伝送路歪の推定値を受信信号から減じた結果出力を入力
し、符号の判別を行って判定出力を発すると共に、前記
結果出力から前記判定出力を減じた結果を判定誤差とし
て出力する符号判別手段と、 前記判定出力を入力とする非巡回型濾波器と、 この非巡回型濾波器の最終タップの出力を、１シンボル
間隔の第１の遅延要素を介して第１の加算器の第１の入
力として入力し、この第１の加算器の出力を第２の遅延
要素により１シンボル間隔遅延させ、内部タップ重みを
乗じた結果を前記第１の加算器の第２の入力として帰還
する第１の巡回型濾波器と、 前記第１の加算器の出力に、該第１の加算器の出力と前
記判定誤差との相関値により制御される外部タップ重み
を乗じ、この乗算結果を１シンボル間隔の第３の遅延要
素を介して第２の加算器の第１の入力として入力し、こ
の第２の加算器の出力を第４の遅延要素により１シンボ
ル間隔遅延させ、前記内部タップ重みを乗じた結果を前
記第２の加算器の第２の入力として帰還する第２の巡回
型濾波器とで構成され、 而して前記伝送路歪の推定値は、前記外部タップ重みを
乗じた乗算結果の出力を前記非巡回型濾波器の出力と合
わせることにより制御され、また、前記内部タップ重み
は前記第２の加算器の出力と前記判定誤差との相関値に
より制御されるようにしたことを特徴とする判定帰還等
化器。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25928287A JPH0693598B2 (ja) | 1987-10-14 | 1987-10-14 | 判定帰還等化器 |
| US07/161,808 US5042026A (en) | 1987-03-03 | 1988-02-29 | Circuit for cancelling whole or part of a waveform using nonrecursive and recursive filters |
| CA000560208A CA1288826C (en) | 1987-03-03 | 1988-03-01 | Circuit for cancelling whole or part of a waveform using nonrecursive and recursive filters |
| AU12539/88A AU606392B2 (en) | 1987-03-03 | 1988-03-01 | Circuit for cancelling whole or part of a waveform using nonrecursive and recursive filters |
| EP88103169A EP0281101B1 (en) | 1987-03-03 | 1988-03-02 | Circuit for cancelling whole or part of a waveform using non-recursive and recursive filters |
| DE88103169T DE3886070T2 (de) | 1987-03-03 | 1988-03-02 | Schaltung zur vollständigen oder teilweisen Annullierung einer Wellenform mit nichtrekursiven und rekursiven Filtern. |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25928287A JPH0693598B2 (ja) | 1987-10-14 | 1987-10-14 | 判定帰還等化器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01101719A JPH01101719A (ja) | 1989-04-19 |
| JPH0693598B2 true JPH0693598B2 (ja) | 1994-11-16 |
Family
ID=17331923
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25928287A Expired - Fee Related JPH0693598B2 (ja) | 1987-03-03 | 1987-10-14 | 判定帰還等化器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0693598B2 (ja) |
-
1987
- 1987-10-14 JP JP25928287A patent/JPH0693598B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01101719A (ja) | 1989-04-19 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |