JPS643092B2 - - Google Patents
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- JPS643092B2 JPS643092B2 JP23342982A JP23342982A JPS643092B2 JP S643092 B2 JPS643092 B2 JP S643092B2 JP 23342982 A JP23342982 A JP 23342982A JP 23342982 A JP23342982 A JP 23342982A JP S643092 B2 JPS643092 B2 JP S643092B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H21/00—Adaptive networks
- H03H21/0001—Analogue adaptive filters
Landscapes
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
この発明は、デイジタル信号の伝送において、
伝送路の線形歪により生じた符号間干渉を除去す
る自動波形等化器に関する。
伝送路の線形歪により生じた符号間干渉を除去す
る自動波形等化器に関する。
デイジタル信号の伝送において、送信された信
号が伝送路の線形歪により符号間干渉を受ける場
合がある。符号間干渉を受けた信号は、ノイズに
対するマージンが低下し、受信の際の誤り率が増
加する。この符号間干渉を除去する目的で、波形
等化器が用いられる。波形等化器として、任意の
伝送路に対応して等化動作を行う自動波形等化器
が広く知られている。
号が伝送路の線形歪により符号間干渉を受ける場
合がある。符号間干渉を受けた信号は、ノイズに
対するマージンが低下し、受信の際の誤り率が増
加する。この符号間干渉を除去する目的で、波形
等化器が用いられる。波形等化器として、任意の
伝送路に対応して等化動作を行う自動波形等化器
が広く知られている。
第１図に自動波形等化器の一例を示す。トラン
スバーサル・フイルタ１の入力をx(t)とすると、
トランスバーサル・フイルタ１の出力y(t)は、 y(t)＝ΣCox(t-o〓) …(1) （ただし、τはトランスバーサル・フイルタ１の
遅延ユニツトの遅延時間） となる。この出力y(t)と基準信号発生器７の出力
r(t)との差が加算器３により演算され、その出力
である誤差信号e(t)は e(t)＝y(t)−r(t) …(2) と与えられる。
スバーサル・フイルタ１の入力をx(t)とすると、
トランスバーサル・フイルタ１の出力y(t)は、 y(t)＝ΣCox(t-o〓) …(1) （ただし、τはトランスバーサル・フイルタ１の
遅延ユニツトの遅延時間） となる。この出力y(t)と基準信号発生器７の出力
r(t)との差が加算器３により演算され、その出力
である誤差信号e(t)は e(t)＝y(t)−r(t) …(2) と与えられる。
次式のように誤差信号e(t)の二乗積分を評価基
準Ｅとする。
準Ｅとする。
Ｅ＝∫e2 (t)dt
タツプゲインはこのＥを最小化するように制御
される。最小化に最大傾斜法によるアルゴリズム
を用いれば、−▽Ｅの方向に沿つてタツプゲイン
を修正すればよい。各タツプCiについて考えれば
修正方向は次式で表わされる。
される。最小化に最大傾斜法によるアルゴリズム
を用いれば、−▽Ｅの方向に沿つてタツプゲイン
を修正すればよい。各タツプCiについて考えれば
修正方向は次式で表わされる。
∂E／∂Ci＝∂／∂Ci∫e2dt＝∫2e∂e／∂Cidt
＝∫2e∂y／∂Cidt＝∫2ex(t-i〓)dt…(3)
式(3)は、入力x(t)と誤差信号e(t)の相互相関を示
している。新しく修正されたタツプゲインをCi (ne
ｗ）とし、タツプゲインメモリ６から読み出された
修正前のタツプゲインをCi (old)とすると、修正量
を∂E／∂Ciに比例した値に設定すればCi (new)は次式で 表わされる。
している。新しく修正されたタツプゲインをCi (ne
ｗ）とし、タツプゲインメモリ６から読み出された
修正前のタツプゲインをCi (old)とすると、修正量
を∂E／∂Ciに比例した値に設定すればCi (new)は次式で 表わされる。
Ci (new)＝Ci (old)−α∂E／∂Ci …(4)
（α：比例定数で正の数）
Ci (new)はタツプゲインメモリ６に再格納され
る。第１図では、相関器４で式(3)の演算を行な
い、加算器５で式(4)で示されるタツプゲインの修
正を行なつている。この修正動作を繰り返し行な
う事によつて、最適なタツプゲインに収束する。
このタツプゲイン修正動作を学習同定法と呼ぶ。
このようにして自動的に決定されたタツプゲイン
Ciをもつトランスバーサル・フイルタ１により入
力x(t)は自動的に等化される。
る。第１図では、相関器４で式(3)の演算を行な
い、加算器５で式(4)で示されるタツプゲインの修
正を行なつている。この修正動作を繰り返し行な
う事によつて、最適なタツプゲインに収束する。
このタツプゲイン修正動作を学習同定法と呼ぶ。
このようにして自動的に決定されたタツプゲイン
Ciをもつトランスバーサル・フイルタ１により入
力x(t)は自動的に等化される。
ところでこのような等化器をアナログ回路で構
成する場合、各回路素子のバラツキ、温度変化等
による直流オフセツトが発生する。この直流オフ
セツトの影響を考えてみる。簡単のために第２図
に示すように、トランスバーサル・フイルタ１１
が１個の遅延器１２と１個の掛算器１３及び加算
器１４で構成されているとする。入力信号xAC(t)
は次式に示すように周期Ｔの擬似ランダムノイズ
のような一定期間Tsecの平均がゼロ、２乗平均が
ある値σAC 2であり、歪のまつたく無い信号とす
る。
成する場合、各回路素子のバラツキ、温度変化等
による直流オフセツトが発生する。この直流オフ
セツトの影響を考えてみる。簡単のために第２図
に示すように、トランスバーサル・フイルタ１１
が１個の遅延器１２と１個の掛算器１３及び加算
器１４で構成されているとする。入力信号xAC(t)
は次式に示すように周期Ｔの擬似ランダムノイズ
のような一定期間Tsecの平均がゼロ、２乗平均が
ある値σAC 2であり、歪のまつたく無い信号とす
る。
直流オフセツトの影響を、入力信号、誤差信号
各々についてxDC、eDCとして表わす。入力信号
xAC(t)は遅延器１２に入力され、遅延器１２から
は入力信号xAC(t)より時間τだけ遅れた信号
xAC(t-〓)が出力される。遅延器１２の出力xAC(t-〓)は
掛算器１３へ入力される一方、加算器１５により
直流分発生器１６で発生した直流分xDCが付加さ
れる。ここでxDCは直流分発生器１６より、相関
器１７に入力されるまでに付加される直流分を代
表している。相関器１７に入力される信号を
x(t-〓)とすると、 x(t-〓)＝xAC(t-〓)＋xDC …(7) となる。遅延器１２の出力xAC(t-〓)は、タツプゲイ
ンメモリ１８から読み出されたタツプゲイン値を
Ｃとすると、掛算器１３でＣ倍される。掛算器１
３の出力は、加算器１４で入力信号xAC(t)と加算
され、トランスバーサル・フイルタ１１の出力
y(t)となる。
各々についてxDC、eDCとして表わす。入力信号
xAC(t)は遅延器１２に入力され、遅延器１２から
は入力信号xAC(t)より時間τだけ遅れた信号
xAC(t-〓)が出力される。遅延器１２の出力xAC(t-〓)は
掛算器１３へ入力される一方、加算器１５により
直流分発生器１６で発生した直流分xDCが付加さ
れる。ここでxDCは直流分発生器１６より、相関
器１７に入力されるまでに付加される直流分を代
表している。相関器１７に入力される信号を
x(t-〓)とすると、 x(t-〓)＝xAC(t-〓)＋xDC …(7) となる。遅延器１２の出力xAC(t-〓)は、タツプゲイ
ンメモリ１８から読み出されたタツプゲイン値を
Ｃとすると、掛算器１３でＣ倍される。掛算器１
３の出力は、加算器１４で入力信号xAC(t)と加算
され、トランスバーサル・フイルタ１１の出力
y(t)となる。
y(t)＝xAC(t)＋CxAC(t-〓) …(8)
このy(t)が等化出力として出力される。このy(t)
はまた誤差を求めるための加算器１９に入力され
る。入力信号xAC(t)は無歪で、参照信号発生器２
０の出力r(t)と等しいものとする。
はまた誤差を求めるための加算器１９に入力され
る。入力信号xAC(t)は無歪で、参照信号発生器２
０の出力r(t)と等しいものとする。
r(t)＝xAC(t) …(9)
加算器１９では、トランスバーサル・フイルタ
１１の出力y(t)と参照信号r(t)との差がとられる。
この差は式(8)、(9)より、 y(t)−r(t)＝xAC(t)＋CxAC(t-〓)−XAC(t)＝CxAC(t-
〓)
…(10) となる。この値は加算器２１に入力され、直流オ
フセツトを表している直流分発生器２２により発
生された直流分eDCが付加される。加算器２１の
出力をe(t)とすると、式(9)、(10)により e(t)＝y(t)−r(t)＋eDC ＝CxAC(t-〓)＋eDC …(11) となる。相関器１７で演算される、加算器１５の
出力x(t-〓)と、加算器２１の出力e(t)との相関値は、
xDC、eDCが直流分であることと式(7)、(11)より となる。xAC(t)の平均は式(5)よりゼロ、２乗平均
は式(6)より、σ2 ACである。従つて式(12)の第２項、
第３項はゼロとなり、 となる。式(13)で表わされる相関器１７の出力
は、定数倍回路２３で正の定数2α倍され、タツ
プゲインの修正量として、加算器２４へ送られ
る。加算器２４では、タツプゲインメモリ１８か
ら読み出した修正前のタツプゲインC(old)と定数
2α倍された相関器１７の出力との差をとり、修
正後のタツプゲインC(new)を と演算する。
１１の出力y(t)と参照信号r(t)との差がとられる。
この差は式(8)、(9)より、 y(t)−r(t)＝xAC(t)＋CxAC(t-〓)−XAC(t)＝CxAC(t-
〓)
…(10) となる。この値は加算器２１に入力され、直流オ
フセツトを表している直流分発生器２２により発
生された直流分eDCが付加される。加算器２１の
出力をe(t)とすると、式(9)、(10)により e(t)＝y(t)−r(t)＋eDC ＝CxAC(t-〓)＋eDC …(11) となる。相関器１７で演算される、加算器１５の
出力x(t-〓)と、加算器２１の出力e(t)との相関値は、
xDC、eDCが直流分であることと式(7)、(11)より となる。xAC(t)の平均は式(5)よりゼロ、２乗平均
は式(6)より、σ2 ACである。従つて式(12)の第２項、
第３項はゼロとなり、 となる。式(13)で表わされる相関器１７の出力
は、定数倍回路２３で正の定数2α倍され、タツ
プゲインの修正量として、加算器２４へ送られ
る。加算器２４では、タツプゲインメモリ１８か
ら読み出した修正前のタツプゲインC(old)と定数
2α倍された相関器１７の出力との差をとり、修
正後のタツプゲインC(new)を と演算する。
次に第２図に示す構成で、しかもこれまで述べ
てきたように、直流誤差が相関器１７の前段で付
加されると考えたときに、タツプゲインがどのよ
うに修正されるかについて考える。タツプゲイン
は、繰返し修正されるので、添字によりその修正
回数を表すものとする。例えばC(o)は修正をまつ
たく行なつていないときのタツプゲイン、C(n)は
ｎ回修正を行なつたときのタツプゲインとする。
またトランスバーサル・フイルタ１１の出力y(t)、
誤差e(t)にも添字をつけ、ｎ回修正を行なつたタ
ツプゲインC(n)を用いて演算したy(t)をy(n)（ｔ）、
e(t)をe(n) (t)と表わすことにする。タツプゲインの
初期値として C(o)＝０ …(15) を仮定する。
てきたように、直流誤差が相関器１７の前段で付
加されると考えたときに、タツプゲインがどのよ
うに修正されるかについて考える。タツプゲイン
は、繰返し修正されるので、添字によりその修正
回数を表すものとする。例えばC(o)は修正をまつ
たく行なつていないときのタツプゲイン、C(n)は
ｎ回修正を行なつたときのタツプゲインとする。
またトランスバーサル・フイルタ１１の出力y(t)、
誤差e(t)にも添字をつけ、ｎ回修正を行なつたタ
ツプゲインC(n)を用いて演算したy(t)をy(n)（ｔ）、
e(t)をe(n) (t)と表わすことにする。タツプゲインの
初期値として C(o)＝０ …(15) を仮定する。
第ｎ回めの修正を考える。このときはタツプゲ
インメモリ１８には（ｎ−１）回の修正を行なつ
たC(n-1)が格納されている。そこでタツプゲイン
の修正をあらわす式(14)で、C(new)はC(n)となり
C(old)はC(n-1)であるので、 C(n)＝（１−2ασ2 AC）C(n-1)−2αxDCeDC …(16) となる。ここで １−2ασ2 AC＝Ｐ …(17) xDCeDC＝Ｑ …(18) とおくと、式(16)は、 C(n)＝PC(n-1)−2αQ …(19) 同様にして C(n-1)＝PC(n-2)−2αQ …(20) 式(19)に式(20)を代入すると C(n)＝Ｐ（PC(n-2)−2αQ）−2αQ ＝P2C(n-2)−2αQ（１＋Ｐ） …(21) となる。右辺に現われるタツプゲインC(n-2)をさ
らに同様に、修正回数の少ないタツプゲインを表
わしてゆくと C(n)＝PnC(o)−2αQo-1 〓k=0 Pk ＝PnC(o)−2αQ１−Po／１−Ｐ …(22) となる。C(o)は仮定により式(15)に示されるよう
にゼロである。よつて C(n)＝−2αQ１−Pn／１−Ｐ …(23) また、Ｐ、Ｑに式(17)、式(18)を代入して、 C(n)＝−2αxDCeDC１−（１−2ασ2／AC）n／１−（
１−2ασ2／AC）…(24) よつてC(n)は α１／σ2／ACで発散、 ０＜α＜１／2／ACで収束し C(n)→−xDCeDC／σ2／AC（ｎ→∞） …(25) となる。このように、直流分の影響により０＜α
＜１／σ2／ACを満たすようにαを設定すれば、タツプ
ゲ インは発散しないが式(25)で示されるような値に
収束する。このように入力信号に歪が無いにもか
かわらず、タツプゲインが式(25)で示される値と
なる。このため、インパルスに対するトランスバ
ーサル・フイルタの応答は、第３図ｅに示すよう
にメイン信号３１に不要信号３２が付加されたも
のとなる。タツプ数が複数個であれば、インパル
スに対する自動波形等化器の応答は、同図ｂに示
すようにメイン信号３１にタツプの個数だけ不要
信号３２が付加されたものとなる。さらにこのよ
うな回路にステツプ波形が入力されると、出力は
同図ｃに示すように、階段状のサグが発生する。
このように、直流分により正しい等化動作が妨げ
られるので直流分を除去する必要があることが明
らかである。式(25)で示されるように、入力に含
まれる直流分xDCと誤差に含まれる直流分eDCの積
により不要なタツプゲインが発生しており、これ
をゼロにするには入力の直流分xDCか誤差の直流
分eDCの少なくとも一方を取り除いてやればよい。
インメモリ１８には（ｎ−１）回の修正を行なつ
たC(n-1)が格納されている。そこでタツプゲイン
の修正をあらわす式(14)で、C(new)はC(n)となり
C(old)はC(n-1)であるので、 C(n)＝（１−2ασ2 AC）C(n-1)−2αxDCeDC …(16) となる。ここで １−2ασ2 AC＝Ｐ …(17) xDCeDC＝Ｑ …(18) とおくと、式(16)は、 C(n)＝PC(n-1)−2αQ …(19) 同様にして C(n-1)＝PC(n-2)−2αQ …(20) 式(19)に式(20)を代入すると C(n)＝Ｐ（PC(n-2)−2αQ）−2αQ ＝P2C(n-2)−2αQ（１＋Ｐ） …(21) となる。右辺に現われるタツプゲインC(n-2)をさ
らに同様に、修正回数の少ないタツプゲインを表
わしてゆくと C(n)＝PnC(o)−2αQo-1 〓k=0 Pk ＝PnC(o)−2αQ１−Po／１−Ｐ …(22) となる。C(o)は仮定により式(15)に示されるよう
にゼロである。よつて C(n)＝−2αQ１−Pn／１−Ｐ …(23) また、Ｐ、Ｑに式(17)、式(18)を代入して、 C(n)＝−2αxDCeDC１−（１−2ασ2／AC）n／１−（
１−2ασ2／AC）…(24) よつてC(n)は α１／σ2／ACで発散、 ０＜α＜１／2／ACで収束し C(n)→−xDCeDC／σ2／AC（ｎ→∞） …(25) となる。このように、直流分の影響により０＜α
＜１／σ2／ACを満たすようにαを設定すれば、タツプ
ゲ インは発散しないが式(25)で示されるような値に
収束する。このように入力信号に歪が無いにもか
かわらず、タツプゲインが式(25)で示される値と
なる。このため、インパルスに対するトランスバ
ーサル・フイルタの応答は、第３図ｅに示すよう
にメイン信号３１に不要信号３２が付加されたも
のとなる。タツプ数が複数個であれば、インパル
スに対する自動波形等化器の応答は、同図ｂに示
すようにメイン信号３１にタツプの個数だけ不要
信号３２が付加されたものとなる。さらにこのよ
うな回路にステツプ波形が入力されると、出力は
同図ｃに示すように、階段状のサグが発生する。
このように、直流分により正しい等化動作が妨げ
られるので直流分を除去する必要があることが明
らかである。式(25)で示されるように、入力に含
まれる直流分xDCと誤差に含まれる直流分eDCの積
により不要なタツプゲインが発生しており、これ
をゼロにするには入力の直流分xDCか誤差の直流
分eDCの少なくとも一方を取り除いてやればよい。
このような直流オフセツト除去手段を付加した
自動波形等化器の例として、「“Ａ one−Chip
Automatic Equalizer For Echo Reduction In
Teletext”IEEE Tr.on C.E、Vol.CE−27No.
1P512〜529、1981」が知られている。これは第
４図に示すように第１図の加算器３の出力である
誤差信号e(t)を積分器４１、直流増幅器４２、加
算器４３で加算器３の入力側にフイードバツクす
る形式の直流オフセツト除去回路４０を付加し
て、誤差信号e(t)の直流分を除去するようにした
ものである。
自動波形等化器の例として、「“Ａ one−Chip
Automatic Equalizer For Echo Reduction In
Teletext”IEEE Tr.on C.E、Vol.CE−27No.
1P512〜529、1981」が知られている。これは第
４図に示すように第１図の加算器３の出力である
誤差信号e(t)を積分器４１、直流増幅器４２、加
算器４３で加算器３の入力側にフイードバツクす
る形式の直流オフセツト除去回路４０を付加し
て、誤差信号e(t)の直流分を除去するようにした
ものである。
この直流オフセツト除去回路４０の伝達特性は
次のようになる。積分器４１をCR積分回路とし
てその伝達特性をＦ（ｓ）、直流増幅器４２の利得
をＡ、加算器４３の入、出力ei，epのラプラス変
換をEi（ｓ）、Ep（ｓ）とすると、次式が成り立つ。
次のようになる。積分器４１をCR積分回路とし
てその伝達特性をＦ（ｓ）、直流増幅器４２の利得
をＡ、加算器４３の入、出力ei，epのラプラス変
換をEi（ｓ）、Ep（ｓ）とすると、次式が成り立つ。
Ei（ｓ）−Ep（ｓ）Ｆ（ｓ）Ａ＝Ep（ｓ） …(26)
Ep（ｓ）＝Ei（ｓ）１／１＋Ｆ（ｓ）Ａ…(27)
ここで Ｆ（ｓ）＝１／１＋SCR …(28)
であるので
Ep（ｓ）／Ei（ｓ）＝Ｓ＋１／CR／Ｓ＋Ａ＋１／CR
＝１／Ａ＋１（１＋AS／Ｓ＋Ａ＋１／CR） …(29)
となる。ステツプ関数u(t)が入力されると、すな
わち e(t)＝u(t) …(30) とすると、 Ep（ｓ）＝１／Ｓ・１／Ａ＋１（１＋AS／Ｓ＋Ａ＋１／
CR） ＝１／Ａ＋１（１／Ｓ＋Ａ／Ｓ＋Ａ＋１／CR）…(3
1) 時間領域では となる。Ａ≫１とすれば である。また直流利得Ep／Ei／s=pは、 Ep／Ei／s=p＝１／Ａ＋１ であり、−3dBダウンの周波数ωpは、式(29)より ω2／p＋（１／CR）2／ωp 2＋（Ａ＋１／CR）2＝１／
２…(33) を満たす。Ａ≫１とすれば ωpＡ／CR …(34) となる。
わち e(t)＝u(t) …(30) とすると、 Ep（ｓ）＝１／Ｓ・１／Ａ＋１（１＋AS／Ｓ＋Ａ＋１／
CR） ＝１／Ａ＋１（１／Ｓ＋Ａ／Ｓ＋Ａ＋１／CR）…(3
1) 時間領域では となる。Ａ≫１とすれば である。また直流利得Ep／Ei／s=pは、 Ep／Ei／s=p＝１／Ａ＋１ であり、−3dBダウンの周波数ωpは、式(29)より ω2／p＋（１／CR）2／ωp 2＋（Ａ＋１／CR）2＝１／
２…(33) を満たす。Ａ≫１とすれば ωpＡ／CR …(34) となる。
このように、この直流分除去回路４０では構成
要素として高利得低ドリフトの直流増幅器４１を
必要とし、コストが高くなるという欠点があつ
た。
要素として高利得低ドリフトの直流増幅器４１を
必要とし、コストが高くなるという欠点があつ
た。
この発明の目的は、簡単な回路により直流オフ
セツトの影響を除去して良好な等化動作が実現さ
れるようにした自動波形等化器を提供することに
ある。
セツトの影響を除去して良好な等化動作が実現さ
れるようにした自動波形等化器を提供することに
ある。
〔発明の概要〕
この発明は、トランスバーサル・フイルタの入
力信号と、誤差信号との相関演算を行なう相関器
のいずれか一方または両方の入力側に、直流オフ
セツト除去用の受動フイルタを挿入することを特
徴としている。
力信号と、誤差信号との相関演算を行なう相関器
のいずれか一方または両方の入力側に、直流オフ
セツト除去用の受動フイルタを挿入することを特
徴としている。
この発明によれば、直流増幅器を用いない簡単
な構成によつて、直流オフセツトの影響を除去
し、直流オフセツトに起因する不要なタツプゲイ
ンの発生を防止して、良好な等化動作を得ること
ができる。
な構成によつて、直流オフセツトの影響を除去
し、直流オフセツトに起因する不要なタツプゲイ
ンの発生を防止して、良好な等化動作を得ること
ができる。
第５図はこの発明の一実施例を示すもので、加
算器（誤差信号発生器）３と相関器４との間に、
コンデンサ５１と抵抗５２で構成されたCRハイ
パスフイルタ５０を直流オフセツト除去用の受動
フイルタとして挿入している。
算器（誤差信号発生器）３と相関器４との間に、
コンデンサ５１と抵抗５２で構成されたCRハイ
パスフイルタ５０を直流オフセツト除去用の受動
フイルタとして挿入している。
今、フイルタ５１の入力信号ei(t)のラプラス変
換をEi(s)、出力信号ep(t)のラプラス変換をEp（ｓ）
とすると Ep（ｓ）＝Ei（ｓ）SCR／１＋SCR …(35) となる。伝達特性は Ep（ｓ）／Ei（ｓ）＝Ｓ／Ｓ＋１／CR …(36) 入力としてステツプ関数が印加されると、すなわ
ち、 ei(t)＝u(t) …(37) のとき、 Ep（ｓ）＝１／Ｓ Ｓ／Ｓ＋１／CR ＝１／Ｓ＋１／CR …(38) 時間領域で −3dBダウンの周波数をωpとすると ωp 2／ωp 2＋（１／CR）2＝１／２ より ωp＝１／CR …(40) となる。これは、従来例の式(32)、式(34)と比較
して定数Ａが１となつただけの違いである。従つ
て定数CRを適当に選ぶことにより、従来例と同
様の直流オフセツト除去効果を高利得直流増幅器
を必要とせずに実現できる。
換をEi(s)、出力信号ep(t)のラプラス変換をEp（ｓ）
とすると Ep（ｓ）＝Ei（ｓ）SCR／１＋SCR …(35) となる。伝達特性は Ep（ｓ）／Ei（ｓ）＝Ｓ／Ｓ＋１／CR …(36) 入力としてステツプ関数が印加されると、すなわ
ち、 ei(t)＝u(t) …(37) のとき、 Ep（ｓ）＝１／Ｓ Ｓ／Ｓ＋１／CR ＝１／Ｓ＋１／CR …(38) 時間領域で −3dBダウンの周波数をωpとすると ωp 2／ωp 2＋（１／CR）2＝１／２ より ωp＝１／CR …(40) となる。これは、従来例の式(32)、式(34)と比較
して定数Ａが１となつただけの違いである。従つ
て定数CRを適当に選ぶことにより、従来例と同
様の直流オフセツト除去効果を高利得直流増幅器
を必要とせずに実現できる。
第６図はこの発明の他の実施例を示すもので、
同様の受動フイルタ５０をトランスバーサル・フ
イルタ１の入力端子と相関器４との間に挿入し、
入力信号x(t)の直流オフセツト分を除去してから、
相関器４へ入力する構成として例である。式(25)
から判るように、入力信号あるいは誤差信号の少
なくとも一方の直流オフセツト分を除去すればよ
いので、第６図の構成によつても先の実施例と同
じ効果が得られる。
同様の受動フイルタ５０をトランスバーサル・フ
イルタ１の入力端子と相関器４との間に挿入し、
入力信号x(t)の直流オフセツト分を除去してから、
相関器４へ入力する構成として例である。式(25)
から判るように、入力信号あるいは誤差信号の少
なくとも一方の直流オフセツト分を除去すればよ
いので、第６図の構成によつても先の実施例と同
じ効果が得られる。
第１図は、自動波形等化器の基本構成を示す
図、第２図は直流分による影響を説明するための
図、第３図ａ，ｂ，ｃは直流分によるタツプゲイ
ンをもつ波形等化器の出力を示す図、第４図は直
流オフセツト除去回路を付加した従来の自動波形
等化器の構成図、第５図および第６図はこの発明
の実施例に係る自動波形等化器の構成を示す図で
ある。 １…トランスバーサル・フイルタ、３…誤差信
号発生器、４…相関器、６…タツプゲインメモ
リ、５０…直流分阻止受動フイルタ、５１…直流
分阻止受動フイルタを構成するコンデンサ、５２
…直流分阻止受動フイルタを構成する抵抗。
図、第２図は直流分による影響を説明するための
図、第３図ａ，ｂ，ｃは直流分によるタツプゲイ
ンをもつ波形等化器の出力を示す図、第４図は直
流オフセツト除去回路を付加した従来の自動波形
等化器の構成図、第５図および第６図はこの発明
の実施例に係る自動波形等化器の構成を示す図で
ある。 １…トランスバーサル・フイルタ、３…誤差信
号発生器、４…相関器、６…タツプゲインメモ
リ、５０…直流分阻止受動フイルタ、５１…直流
分阻止受動フイルタを構成するコンデンサ、５２
…直流分阻止受動フイルタを構成する抵抗。
Claims (1)
- １ トランスバーサル・フイルタと、このトラン
スバーサル・フイルタの出力信号の基準信号に対
する誤差信号を得る誤差信号発生器と、この誤差
信号と前記トランスバーサル・フイルタの入力信
号との相関演算を行なう相関器と、この相関器の
出力に基き前記トランスバーサル・フイルタのタ
ツプゲインを修正する手段とを備えた自動波形等
化器において、前記誤差信号発生器と前記相関器
との間および前記トランスバーサル・フイルタの
入力端子と前記相関器との間の少なくとも一方
に、直流オフセツト除去用の受動フイルタを挿入
したことを特徴とする自動波形等化器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23342982A JPS59122215A (ja) | 1982-12-28 | 1982-12-28 | 自動波形等化器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23342982A JPS59122215A (ja) | 1982-12-28 | 1982-12-28 | 自動波形等化器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59122215A JPS59122215A (ja) | 1984-07-14 |
| JPS643092B2 true JPS643092B2 (ja) | 1989-01-19 |
Family
ID=16954899
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23342982A Granted JPS59122215A (ja) | 1982-12-28 | 1982-12-28 | 自動波形等化器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59122215A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0758878B2 (ja) * | 1988-02-29 | 1995-06-21 | 日本電気株式会社 | 自動利得制御回路 |
| JP2538963B2 (ja) * | 1987-12-26 | 1996-10-02 | 株式会社東芝 | 波形等化装置 |
| US6285709B1 (en) * | 1997-10-31 | 2001-09-04 | 3 Com Corporation | Error filtering in a hybrid equalizer system |
-
1982
- 1982-12-28 JP JP23342982A patent/JPS59122215A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59122215A (ja) | 1984-07-14 |
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