JPH069584Y2 - Ｄｃ−ｄｃコンバ−タの給電起動回路 - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバ−タの給電起動回路Info
- Publication number
- JPH069584Y2 JPH069584Y2 JP1983099332U JP9933283U JPH069584Y2 JP H069584 Y2 JPH069584 Y2 JP H069584Y2 JP 1983099332 U JP1983099332 U JP 1983099332U JP 9933283 U JP9933283 U JP 9933283U JP H069584 Y2 JPH069584 Y2 JP H069584Y2
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- JP
- Japan
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- power supply
- transistor
- capacitor
- control circuit
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Description
【考案の詳細な説明】 考案の技術分野 本考案はＤＣ−ＤＣコンバータの給電起動回路に関し、
特にＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路の給電回路に関す
る。
特にＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路の給電回路に関す
る。
従来技術と問題点 従来例としてのＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成が第１
図に示される。この種の回路において、交流100ボルト
から電源を得る場合、入力端子（ＩＮ）に供給される電
圧は直流130ないし140ボルト程度である。制御回路１２
は一定周波数の方形波を発生し、これによりトランジス
タ１４をオン・オフして変圧器１３の一次巻線に交流を
供給する。変圧器１３の二次巻線には巻線比によって決
定される電圧が発生し、該電圧は整流回路１５によって
整流され負荷１６に供給される。上述のような回路にお
いて制御回路１２は通常、直流１０ボルト程度の電源の
供給を受けて動作するから、制御回路１２のための直流
電源を設ける必要がある。このため従来は入力電源から
抵抗１１を介して電源を供給し、抵抗１１による電圧降
下により１０ボルト程度の電圧を得ている。この回路は
使用する回路要素は１個の抵抗のみですむという利点は
あるが、抵抗１１における電力損失が大きく、効率が悪
くかつ大型の抵抗を必要とするという問題点がある。上
述の問題点を避けるため、交流100ボルト電源から別個
に直流低電圧を得る電源回路を設ける回路も考えられる
が、この回路は変圧器、整流回路等回路要素が増加し、
別の問題点を提起する。
図に示される。この種の回路において、交流100ボルト
から電源を得る場合、入力端子（ＩＮ）に供給される電
圧は直流130ないし140ボルト程度である。制御回路１２
は一定周波数の方形波を発生し、これによりトランジス
タ１４をオン・オフして変圧器１３の一次巻線に交流を
供給する。変圧器１３の二次巻線には巻線比によって決
定される電圧が発生し、該電圧は整流回路１５によって
整流され負荷１６に供給される。上述のような回路にお
いて制御回路１２は通常、直流１０ボルト程度の電源の
供給を受けて動作するから、制御回路１２のための直流
電源を設ける必要がある。このため従来は入力電源から
抵抗１１を介して電源を供給し、抵抗１１による電圧降
下により１０ボルト程度の電圧を得ている。この回路は
使用する回路要素は１個の抵抗のみですむという利点は
あるが、抵抗１１における電力損失が大きく、効率が悪
くかつ大型の抵抗を必要とするという問題点がある。上
述の問題点を避けるため、交流100ボルト電源から別個
に直流低電圧を得る電源回路を設ける回路も考えられる
が、この回路は変圧器、整流回路等回路要素が増加し、
別の問題点を提起する。
考案の目的 本考案の目的は、前述の従来形の回路における問題点に
かんがみ、入力直流電源の印加により制御回路を起動さ
せる回路を設け、制御回路の動作後はＤＣ−ＤＣコンバ
ータの変圧器に設けた第２の二次巻線から制御回路へ電
源を供給するという着想に基づき、電気的効率が良く、
小型化が可能なＤＣ−ＤＣコンバータにおける制御回路
の電源供給回路を得ることにある。
かんがみ、入力直流電源の印加により制御回路を起動さ
せる回路を設け、制御回路の動作後はＤＣ−ＤＣコンバ
ータの変圧器に設けた第２の二次巻線から制御回路へ電
源を供給するという着想に基づき、電気的効率が良く、
小型化が可能なＤＣ−ＤＣコンバータにおける制御回路
の電源供給回路を得ることにある。
考案の構成 本考案においては、入力直流電源の一方の端子から変圧
器の一次巻線およびチョッピング用トランジスタを介し
て該入力直流電源の他方の端子へ接続し、該変圧器の第
１の二次巻線の出力を整流回路を介して負荷に接続し、
該チョッピング用トランジスタを制御回路によってオン
・オフするＤＣ−ＤＣコンバータの給電起動回路におい
て、該入力直流電源の両端に抵抗および第１のキャパシ
タの直列回路を接続し、エネルギーが蓄積されて該第１
のキャパシタの端子間の電圧が或定められた値以上にな
ると導通し自己保持するトランジスタ回路を該抵抗と該
第１のキャパシタの接続点と該制御回路の電源端子の一
方との間に挿入し、該変圧器に第２の二次巻線を設け、
該第２の二次巻線の出力を整流回路を介して該制御回路
の電源端子に接続し、該制御回路の電源端子の他方を該
入力直流電源の他方の端子へ接続し、該制御回路の電源
端子間に第２のキャパシタを設け、該第１のキャパシタ
は該第２のキャパシタより大容量とし、それにより該ト
ランジスタ回路の導通および自己保持によって該制御回
路を動作させ、該制御回路の作動後は該変圧器の第２の
二次巻線から該制御回路が電源供給を受けるようにした
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの給電起動回路
が提供される。
器の一次巻線およびチョッピング用トランジスタを介し
て該入力直流電源の他方の端子へ接続し、該変圧器の第
１の二次巻線の出力を整流回路を介して負荷に接続し、
該チョッピング用トランジスタを制御回路によってオン
・オフするＤＣ−ＤＣコンバータの給電起動回路におい
て、該入力直流電源の両端に抵抗および第１のキャパシ
タの直列回路を接続し、エネルギーが蓄積されて該第１
のキャパシタの端子間の電圧が或定められた値以上にな
ると導通し自己保持するトランジスタ回路を該抵抗と該
第１のキャパシタの接続点と該制御回路の電源端子の一
方との間に挿入し、該変圧器に第２の二次巻線を設け、
該第２の二次巻線の出力を整流回路を介して該制御回路
の電源端子に接続し、該制御回路の電源端子の他方を該
入力直流電源の他方の端子へ接続し、該制御回路の電源
端子間に第２のキャパシタを設け、該第１のキャパシタ
は該第２のキャパシタより大容量とし、それにより該ト
ランジスタ回路の導通および自己保持によって該制御回
路を動作させ、該制御回路の作動後は該変圧器の第２の
二次巻線から該制御回路が電源供給を受けるようにした
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの給電起動回路
が提供される。
考案の実施例 本考案の第１の実施例としてのＤＣ−ＤＣコンバータの
給電起動回路を用いたＤＣ−ＤＣコンバータの回路図が
第２図に示される。この起動回路は抵抗２１、キャパシ
タ２２、トランジスタ回路２３、キャパシタ２４、ＤＣ
−ＤＣコンバータの変圧器２７に付加された第２の二次
巻線３０、抵抗２６、および整流器２５を具備する。な
お第１図の回路と同一の構成要素には同一の参照符号が
用いられている。入力端子（ＩＮ）に直流電圧が印加さ
れると、入力端子に接続された抵抗２１とキャパシタ２
２の直列回路は電流が流れ、抵抗２１とキャパシタ２２
の接続点ａの電圧Ｖ１は第３図(b)の上側の直線の左端
のように上昇する。本考案の大きな特徴は単位時間当た
り比較的少ないエネルギーをキャパシタに蓄積し、それ
により給電起動回路を動作させるものである。この時、
電荷を蓄積するに当たり止むを得ず遅延が発生する。し
かしながら理想的には遅延なく充電できることが望まれ
る。接続点ａから抵抗Ｒ１を介して定電圧ダイオードＤ
の陰極側へ接続され、定電圧ダイオードＤの陽極側はキ
ャパシタ２２の一端と共に入力電源の負側に接続されて
いるから、電圧Ｖ１の上昇により定電圧ダイオードＤの
陰極側は一定電圧に保たれる。ＮＰＮトランジスタＴＲ
３のエミッタは定電圧ダイオードＤの陰極側に接続され
ており、トランジスタＴＲ３のエミッタも定電圧に保た
れる。一方トランジスタＴＲ３のベースは接続点ａと電
源の負側との間に接続された抵抗Ｒ２とＲ３の直列回路
の接続点に接続されているから、電圧Ｖ１の上昇と共に
ベース電圧が上昇する。トランジスタＴＲ３のベースの
電圧がエミッタ電圧とベース・エミッタ間電圧ＶＢＥの
和を超えると、トランジスタＴＲ３が導通状態になる。
トランジスタＴＲ３が導通状態になると電流が接続点ａ
から抵抗Ｒ４およびＲ５、ＰＮＰトランジスタＴＲ２の
エミッタおよびベースを通って流れる。従ってトランジ
スタＴＲ２は導通状態となる。トランジスタＴＲ２のコ
レクタはトランジスタＴＲ３のベースと接続されてお
り、トランジスタＴＲ３のベース電圧を保持する。この
ようにしてトランジスタＴＲ２およびＴＲ３は通電状態
に自己保持される。トランジスタＴＲ２の導通により抵
抗Ｒ４の両端に電位差が生じ、ＰＮＰトランジスタＴＲ
１を導通させる。
給電起動回路を用いたＤＣ−ＤＣコンバータの回路図が
第２図に示される。この起動回路は抵抗２１、キャパシ
タ２２、トランジスタ回路２３、キャパシタ２４、ＤＣ
−ＤＣコンバータの変圧器２７に付加された第２の二次
巻線３０、抵抗２６、および整流器２５を具備する。な
お第１図の回路と同一の構成要素には同一の参照符号が
用いられている。入力端子（ＩＮ）に直流電圧が印加さ
れると、入力端子に接続された抵抗２１とキャパシタ２
２の直列回路は電流が流れ、抵抗２１とキャパシタ２２
の接続点ａの電圧Ｖ１は第３図(b)の上側の直線の左端
のように上昇する。本考案の大きな特徴は単位時間当た
り比較的少ないエネルギーをキャパシタに蓄積し、それ
により給電起動回路を動作させるものである。この時、
電荷を蓄積するに当たり止むを得ず遅延が発生する。し
かしながら理想的には遅延なく充電できることが望まれ
る。接続点ａから抵抗Ｒ１を介して定電圧ダイオードＤ
の陰極側へ接続され、定電圧ダイオードＤの陽極側はキ
ャパシタ２２の一端と共に入力電源の負側に接続されて
いるから、電圧Ｖ１の上昇により定電圧ダイオードＤの
陰極側は一定電圧に保たれる。ＮＰＮトランジスタＴＲ
３のエミッタは定電圧ダイオードＤの陰極側に接続され
ており、トランジスタＴＲ３のエミッタも定電圧に保た
れる。一方トランジスタＴＲ３のベースは接続点ａと電
源の負側との間に接続された抵抗Ｒ２とＲ３の直列回路
の接続点に接続されているから、電圧Ｖ１の上昇と共に
ベース電圧が上昇する。トランジスタＴＲ３のベースの
電圧がエミッタ電圧とベース・エミッタ間電圧ＶＢＥの
和を超えると、トランジスタＴＲ３が導通状態になる。
トランジスタＴＲ３が導通状態になると電流が接続点ａ
から抵抗Ｒ４およびＲ５、ＰＮＰトランジスタＴＲ２の
エミッタおよびベースを通って流れる。従ってトランジ
スタＴＲ２は導通状態となる。トランジスタＴＲ２のコ
レクタはトランジスタＴＲ３のベースと接続されてお
り、トランジスタＴＲ３のベース電圧を保持する。この
ようにしてトランジスタＴＲ２およびＴＲ３は通電状態
に自己保持される。トランジスタＴＲ２の導通により抵
抗Ｒ４の両端に電位差が生じ、ＰＮＰトランジスタＴＲ
１を導通させる。
トランジスタＴＲ１の出力電圧すなわちコレクタの電圧
Ｖ２は第３図(b)に示されるように変化する。第３図(a)
は入力電圧のタイミングを比較のために示している。キ
ャパシタ２２はキャパシタ２４よりも大容量であるよう
に選択する。このようにして制御回路１２に電圧が供給
されると、トランジスタ回路23が導通して急にキャパシ
タ24に電荷が蓄えられても、制御回路12への電圧（Ｖ
２）の変動は小さい。そして、制御回路１２が動作して
トランジスタ１４をオン・オフし、入力電源の正側から
変圧器２７の一次巻線２８を介してトランジスタ１４に
交流が流れるから、第２の二次巻線３０に電圧が発生す
る。この電圧は抵抗２６および整流器２５によって整流
され直流として制御回路１２に供給される。第２の二次
巻線３０の巻数を適当に選ぶことによって所望の直流電
圧を得ることができる。第１の二次巻線２９およびこれ
に接続された整流回路１５は従来形の回路と同様に動作
し負荷１６に変換された直流電圧を供給する。
Ｖ２は第３図(b)に示されるように変化する。第３図(a)
は入力電圧のタイミングを比較のために示している。キ
ャパシタ２２はキャパシタ２４よりも大容量であるよう
に選択する。このようにして制御回路１２に電圧が供給
されると、トランジスタ回路23が導通して急にキャパシ
タ24に電荷が蓄えられても、制御回路12への電圧（Ｖ
２）の変動は小さい。そして、制御回路１２が動作して
トランジスタ１４をオン・オフし、入力電源の正側から
変圧器２７の一次巻線２８を介してトランジスタ１４に
交流が流れるから、第２の二次巻線３０に電圧が発生す
る。この電圧は抵抗２６および整流器２５によって整流
され直流として制御回路１２に供給される。第２の二次
巻線３０の巻数を適当に選ぶことによって所望の直流電
圧を得ることができる。第１の二次巻線２９およびこれ
に接続された整流回路１５は従来形の回路と同様に動作
し負荷１６に変換された直流電圧を供給する。
本考案の第２の実施例の給電起動回路を用いたＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの回路図が第４図に示される。この回路に
おいては、トランジスタ回路３１の自己保持を、第２図
の回路ではトランジスタＴＲ２を用いるのに対し、抵抗
Ｒ１３を用いてトランジスタＴＲ１の出力をトランジス
タＴＲ３のベースへ帰還することによって行う点が異な
る。その他については第２図の回路と同様である。
Ｃコンバータの回路図が第４図に示される。この回路に
おいては、トランジスタ回路３１の自己保持を、第２図
の回路ではトランジスタＴＲ２を用いるのに対し、抵抗
Ｒ１３を用いてトランジスタＴＲ１の出力をトランジス
タＴＲ３のベースへ帰還することによって行う点が異な
る。その他については第２図の回路と同様である。
本考案の第３の実施例の給電起動回路を用いたＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの回路図が第５図に示される。この回路は
入力電源の極性が逆の場合であって第４図の回路に比
べ、トランジスタ１４がＮＰＮ型からＰＮＰ型のトラン
ジスタ３４に、トランジスタＴＲ１がＰＮＰ型からＮＰ
Ｎ型トランジスタＴＲ６に、トランジスタＴＲ３がＮＰ
Ｎ型からＰＮＰ型トランジスタＴＲ７にそれぞれ変更さ
れ、定電圧ダイオードＤおよび整流器２５の極性が逆に
取付けられている点が異なる。
Ｃコンバータの回路図が第５図に示される。この回路は
入力電源の極性が逆の場合であって第４図の回路に比
べ、トランジスタ１４がＮＰＮ型からＰＮＰ型のトラン
ジスタ３４に、トランジスタＴＲ１がＰＮＰ型からＮＰ
Ｎ型トランジスタＴＲ６に、トランジスタＴＲ３がＮＰ
Ｎ型からＰＮＰ型トランジスタＴＲ７にそれぞれ変更さ
れ、定電圧ダイオードＤおよび整流器２５の極性が逆に
取付けられている点が異なる。
第１ないし第３の実施例においては、変圧器に殆ど形状
を大きくしないで第２の二次巻線を付加することがで
き、トランジスタ回路は集積回路にすることによって小
型化できるから、ＤＣ−ＤＣコンバータの小型化が実現
できる。
を大きくしないで第２の二次巻線を付加することがで
き、トランジスタ回路は集積回路にすることによって小
型化できるから、ＤＣ−ＤＣコンバータの小型化が実現
できる。
考案の効果 本考案によれば、電気的効率が良く、小型化が可能なＤ
Ｃ−ＤＣコンバータにおける制御回路の電源供給回路を
得ることができる。
Ｃ−ＤＣコンバータにおける制御回路の電源供給回路を
得ることができる。
第１図は従来形の給電回路を用いたＤＣ−ＤＣコンバー
タの回路図、第２図は本考案の第１の実施例としてのＤ
Ｃ−ＤＣコンバータの給電起動回路を用いたＤＣ−ＤＣ
コンバータの回路図、第３図(a)は時間に対する入力電
圧の変化を示す特性図、第３図(b)は第２図の回路にお
いて第３図(a)のような入力電圧変化に対するトランジ
スタ回路の入力および出力における電圧の変化を示す特
性図、第４図は本考案の第２の実施例を用いたＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの回路図、および第５図は本考案の第３の
実施例を用いたＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。 １１……抵抗、１２……制御回路、１３……変圧器、 １４……トランジスタ、１５……整流回路、 １６……負荷、２１……抵抗、２２……キャパシタ、 ２３……トランジスタ回路、２４……キャパシタ、 ２５……整流器、２６……抵抗、２７……変圧器、 ２８……変圧器の一次巻線、 ２９……変圧器の第１の二次巻線、 ３０……変圧器の第２の二次巻線、 ３１……トランジスタ回路、 ３２……トランジスタ回路、３４……トランジスタ、 Ｄ……定電圧ダイオード、 Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１
３……抵抗器、 ＴＲ１，ＴＲ２，ＴＲ３，ＴＲ６，ＴＲ７……トランジ
スタ。
タの回路図、第２図は本考案の第１の実施例としてのＤ
Ｃ−ＤＣコンバータの給電起動回路を用いたＤＣ−ＤＣ
コンバータの回路図、第３図(a)は時間に対する入力電
圧の変化を示す特性図、第３図(b)は第２図の回路にお
いて第３図(a)のような入力電圧変化に対するトランジ
スタ回路の入力および出力における電圧の変化を示す特
性図、第４図は本考案の第２の実施例を用いたＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの回路図、および第５図は本考案の第３の
実施例を用いたＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。 １１……抵抗、１２……制御回路、１３……変圧器、 １４……トランジスタ、１５……整流回路、 １６……負荷、２１……抵抗、２２……キャパシタ、 ２３……トランジスタ回路、２４……キャパシタ、 ２５……整流器、２６……抵抗、２７……変圧器、 ２８……変圧器の一次巻線、 ２９……変圧器の第１の二次巻線、 ３０……変圧器の第２の二次巻線、 ３１……トランジスタ回路、 ３２……トランジスタ回路、３４……トランジスタ、 Ｄ……定電圧ダイオード、 Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１
３……抵抗器、 ＴＲ１，ＴＲ２，ＴＲ３，ＴＲ６，ＴＲ７……トランジ
スタ。
Claims (1)
- 【請求項１】入力直流電源の一方の端子から変圧器の一
次巻線およびチョッピング用トランジスタを介して該入
力直流電源の他方の端子へ接続し、該変圧器の第１の二
次巻線の出力を整流回路を介して負荷に接続し、該チョ
ッピング用トランジスタを制御回路によってオン・オフ
するDC−DCコンバータの給電起動回路において、該入力
直流電源の両端に抵抗および第１のキャパシタの直列回
路を接続し、エネルギーが蓄積されて該第１のキャパシ
タの端子間の電圧が或定められた値以上になると導通し
自己保持するトランジスタ回路を該抵抗と該第１のキャ
パシタの接続点と該制御回路の電源端子の一方との間に
挿入し、該変圧器に第２の二次巻線を設け、該第２の二
次巻線の出力を整流回路を介して該制御回路の電源端子
に接続し、該制御回路の電源端子の他方を該入力直流電
源の他方の端子へ接続し、該制御回路の電源端子間に第
２のキャパシタを設け、該第１のキャパシタは該第２の
キャパシタより大容量とし、それにより該トランジスタ
回路の導通および自己保持によって該制御回路を動作さ
せ、該制御回路の作動後は該変圧器の第２の二次巻線か
ら該制御回路が電源供給を受けるようにしたことを特徴
とするDC−DCコンバータの給電起動回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1983099332U JPH069584Y2 (ja) | 1983-06-29 | 1983-06-29 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タの給電起動回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1983099332U JPH069584Y2 (ja) | 1983-06-29 | 1983-06-29 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タの給電起動回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS607689U JPS607689U (ja) | 1985-01-19 |
| JPH069584Y2 true JPH069584Y2 (ja) | 1994-03-09 |
Family
ID=30235449
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1983099332U Expired - Lifetime JPH069584Y2 (ja) | 1983-06-29 | 1983-06-29 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タの給電起動回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH069584Y2 (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5757515U (ja) * | 1980-09-22 | 1982-04-05 |
-
1983
- 1983-06-29 JP JP1983099332U patent/JPH069584Y2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS607689U (ja) | 1985-01-19 |
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