JPH069587Y2 - スイツチングレギユレ−タ - Google Patents
スイツチングレギユレ−タInfo
- Publication number
- JPH069587Y2 JPH069587Y2 JP1987042437U JP4243787U JPH069587Y2 JP H069587 Y2 JPH069587 Y2 JP H069587Y2 JP 1987042437 U JP1987042437 U JP 1987042437U JP 4243787 U JP4243787 U JP 4243787U JP H069587 Y2 JPH069587 Y2 JP H069587Y2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- output
- circuit
- regulator
- shunt
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
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- Power Conversion In General (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本考案は、スイッチングレギュレータに関する。
〔考案の概要〕 スイッチングレギュレータの二次回路にシャントレギュ
レータを付加し、このシャントレギュレータを二次整流
出力のＡＣエラー分によって制御してＡＣ変動を低減す
ると共に、ＤＣ変動に対してはスイッチングレギュレー
タの二次回路から一次回路に出力電圧を帰還して安定化
させたスイッチングレギュレータである。
レータを付加し、このシャントレギュレータを二次整流
出力のＡＣエラー分によって制御してＡＣ変動を低減す
ると共に、ＤＣ変動に対してはスイッチングレギュレー
タの二次回路から一次回路に出力電圧を帰還して安定化
させたスイッチングレギュレータである。
一般にスイッチングレギュレータは、ＤＣインピーダン
スは低いがＡＣインピーダンスが高く、従って過渡応答
特性が悪く、またリップル圧縮率が低くて、負荷のアナ
ログ回路やディジタル回路で問題が発生することが多
い。
スは低いがＡＣインピーダンスが高く、従って過渡応答
特性が悪く、またリップル圧縮率が低くて、負荷のアナ
ログ回路やディジタル回路で問題が発生することが多
い。
そこでスイッチングレギュレータにシャントレギュレー
タを付加して、出力インピーダンスを低下させ、低リッ
プル出力を得たスイッチングレギュレータが提案されて
いる。
タを付加して、出力インピーダンスを低下させ、低リッ
プル出力を得たスイッチングレギュレータが提案されて
いる。
シャントレギュレータは負荷と並列なシャント回路に安
定化のための電流を流すので、電力損失が多く、またシ
ャント回路における発熱量が大で、放熱のためのスペー
スロスが大きくなる。
定化のための電流を流すので、電力損失が多く、またシ
ャント回路における発熱量が大で、放熱のためのスペー
スロスが大きくなる。
本考案はこの問題にかんがみ、スイッチングレギュレー
タのＡＣ出力インピーダンスを低電力損失で低減するこ
とを目的とする。
タのＡＣ出力インピーダンスを低電力損失で低減するこ
とを目的とする。
本考案のスイッチングレギュレータは、第１図に示すよ
うに、トランス３の一次側にスイッチング回路（スイッ
チングトランジスタ４）とその制御回路（パルス幅変調
発振器５）とを有し、トランス二次側の整流出力を上記
制御回路５に帰還して出力を安定化させたスイッチング
レギュレータ回路を備えると共に、トランス３の二次側
の整流出力電圧のＡＣ分を抽出するコンデンサＣ４より
構成されたハイパスフィルタと、このＡＣ分に対応した
誤差電圧に基づいて上記トランス二次側の整流出力点か
ら負荷電流と並列に上記ＡＣ分を減少させる電流を流す
電流制御素子（トランジスタ１５）とを有するシャント
レギュレータ回路１１を備えている。
うに、トランス３の一次側にスイッチング回路（スイッ
チングトランジスタ４）とその制御回路（パルス幅変調
発振器５）とを有し、トランス二次側の整流出力を上記
制御回路５に帰還して出力を安定化させたスイッチング
レギュレータ回路を備えると共に、トランス３の二次側
の整流出力電圧のＡＣ分を抽出するコンデンサＣ４より
構成されたハイパスフィルタと、このＡＣ分に対応した
誤差電圧に基づいて上記トランス二次側の整流出力点か
ら負荷電流と並列に上記ＡＣ分を減少させる電流を流す
電流制御素子（トランジスタ１５）とを有するシャント
レギュレータ回路１１を備えている。
スイッチングレギュレータ出力のＡＣ誤差に対しては、
ＡＣ分のみに応答するシャントレギュレータが安定化さ
せる。シャント電流の定常ＤＣ分は最大ＡＣ振幅に見合
った僅かな電流値でよい。よってシャントレギュレータ
における電流損失、発熱は大幅に低下する。一方、ＤＣ
誤差に対しては、スイッチングレギュレータの二次から
一次への誤差帰還によって安定化が行われる。
ＡＣ分のみに応答するシャントレギュレータが安定化さ
せる。シャント電流の定常ＤＣ分は最大ＡＣ振幅に見合
った僅かな電流値でよい。よってシャントレギュレータ
における電流損失、発熱は大幅に低下する。一方、ＤＣ
誤差に対しては、スイッチングレギュレータの二次から
一次への誤差帰還によって安定化が行われる。
第１図は本考案を適用したスイッチングレギュレータの
回路図である。
回路図である。
商用ＡＣ電源が整流器１に供給され、整流出力はコンデ
ンサＣ１で平滑されてトランス３の一次コイル３ａに供
給される。一次コイル３ａにはパルス幅変調発振器５に
よって駆動されるスイッチングトランジスタ４が接続さ
れ、その出力のスイッチングパルスによる電圧がトラン
ス３の二次コイル３ｂに誘起される。なお発振器５には
レギュレータの二次出力電圧が帰還され、基準電圧源６
の電圧Ｅとの比較によりパルス幅変調が行われて、二次
出力電圧が安定化される。
ンサＣ１で平滑されてトランス３の一次コイル３ａに供
給される。一次コイル３ａにはパルス幅変調発振器５に
よって駆動されるスイッチングトランジスタ４が接続さ
れ、その出力のスイッチングパルスによる電圧がトラン
ス３の二次コイル３ｂに誘起される。なお発振器５には
レギュレータの二次出力電圧が帰還され、基準電圧源６
の電圧Ｅとの比較によりパルス幅変調が行われて、二次
出力電圧が安定化される。
トランス３の二次コイル３ｂの出力はダイオード７ａ，
７ｂで両波整流され、チョークコイル８，９及びコンデ
ンサＣ２，Ｃ３より成るリップルフィルタを介して負荷
１０（ＲＬ）に供給される。負荷１０の端子電圧は一次
側の発振器５に帰還される。
７ｂで両波整流され、チョークコイル８，９及びコンデ
ンサＣ２，Ｃ３より成るリップルフィルタを介して負荷
１０（ＲＬ）に供給される。負荷１０の端子電圧は一次
側の発振器５に帰還される。
負荷１０の端子電圧、即ちレギュレータ出力は、シャン
トレギュレータ回路１１にも供給される。このシャント
レギュレータ回路１１は、スイッチングレギュレータの
ＡＣ出力インピーダンスを低下させて、リップル圧縮率
を高めるために付加されている。
トレギュレータ回路１１にも供給される。このシャント
レギュレータ回路１１は、スイッチングレギュレータの
ＡＣ出力インピーダンスを低下させて、リップル圧縮率
を高めるために付加されている。
スイッチングレギュレータの出力電圧はハイパスフィル
タを構成するコンデンサＣ４の一端に与えられ、ＡＣ成
分が抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３及びオペアンプ１２から成る
検出アンプで抽出される。この検出アンプは約１／１０
の減衰器として動作し、ゲインを可変抵抗Ｒ２でもって
調整できる。抵抗Ｒ４はＤＣバイアス用であり、コンデ
ンサＣ５は高域ゲインを低下させるローパス用に設けら
れている。この検出アンプにより、レギュレータ出力の
リップル電圧の増減が接地電位を基準に検出される。
タを構成するコンデンサＣ４の一端に与えられ、ＡＣ成
分が抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３及びオペアンプ１２から成る
検出アンプで抽出される。この検出アンプは約１／１０
の減衰器として動作し、ゲインを可変抵抗Ｒ２でもって
調整できる。抵抗Ｒ４はＤＣバイアス用であり、コンデ
ンサＣ５は高域ゲインを低下させるローパス用に設けら
れている。この検出アンプにより、レギュレータ出力の
リップル電圧の増減が接地電位を基準に検出される。
検出アンプの出力は抵抗Ｒ５，Ｒ６及びオペアンプ１３
から成る反転アンプを介して、オペアンプ１４から成る
電流駆動回路に与えられる。なおオペアンプ１３のコン
デンサＣ６はローパス用である。オペアンプ１４はその
入力電圧がトランジスタ１５のエミッタ電圧と等しくな
るようにこのトランジスタのベースを駆動し、約0.5Ｖ
の入力電圧に対応して約５００ｍＡのシャント電流をト
ランジスタ１５を通して流させる。トランジスタ１５の
エミッタ側抵抗Ｒ８は電流駆動用であり、コレクタ側抵
抗Ｒ７は電流制限用である。トランジスタ１５のシャン
ト電流は、スイッチングレギュレータの出力点であるチ
ョークコイル８の出力端部から負荷１０の電流と並列に
接地側に流れる。
から成る反転アンプを介して、オペアンプ１４から成る
電流駆動回路に与えられる。なおオペアンプ１３のコン
デンサＣ６はローパス用である。オペアンプ１４はその
入力電圧がトランジスタ１５のエミッタ電圧と等しくな
るようにこのトランジスタのベースを駆動し、約0.5Ｖ
の入力電圧に対応して約５００ｍＡのシャント電流をト
ランジスタ１５を通して流させる。トランジスタ１５の
エミッタ側抵抗Ｒ８は電流駆動用であり、コレクタ側抵
抗Ｒ７は電流制限用である。トランジスタ１５のシャン
ト電流は、スイッチングレギュレータの出力点であるチ
ョークコイル８の出力端部から負荷１０の電流と並列に
接地側に流れる。
スイッチングレギュレータの出力電圧のリップルの山部
で負荷１０を流れる電流が増加すると、リップル電圧の
増加がコンデンサＣ４を介してオペアンプ１２で検出さ
れ、その検出電圧がオペアンプ１３，１４を通してトラ
ンジスタ１５のベースに加わるので、シャント電流が増
加し、結果的に負荷電流の増大を抑える。即ち、シャン
トレギュレータ回路１１には、負荷電流のリップル成分
に関し、ＡＣ負帰還がかけられている。これにより負荷
１０に供給するレギュレータ出力のリップル分は大幅に
減少する。
で負荷１０を流れる電流が増加すると、リップル電圧の
増加がコンデンサＣ４を介してオペアンプ１２で検出さ
れ、その検出電圧がオペアンプ１３，１４を通してトラ
ンジスタ１５のベースに加わるので、シャント電流が増
加し、結果的に負荷電流の増大を抑える。即ち、シャン
トレギュレータ回路１１には、負荷電流のリップル成分
に関し、ＡＣ負帰還がかけられている。これにより負荷
１０に供給するレギュレータ出力のリップル分は大幅に
減少する。
シャント電流はＡＣ電流成分（リップル）の振幅よりも
若干大きいＤＣ分（定常電流で抵抗Ｒ４で定まる）とＡ
Ｃの制御成分とから成り、一般のシャントレギュレータ
のように負荷のＤＣ電流に対応した大電流をシャント電
流として流す必要がないので、抵抗Ｒ７，Ｒ８及びトラ
ンジスタ１５における発熱損失は非常に小さい。レギュ
レータ出力を５Ｖ、シャント電流の定常ＤＣ値を５００
ｍＡとすると、電力損は約2.5Ｗである。従ってシャン
トレギュレータ回路１１は、最大±５００ｍＡ程のリッ
プルによる電流変動にのみ応答し、負荷１０の変動等に
よるレギュレータ出力のＤＣ的な変動に対しては制御能
力がない。しかしＤＣ変動に対しては、負荷１０の端か
ら一次側の発振器５への検出電圧の帰還により安定化が
行われているから支障は生じない。
若干大きいＤＣ分（定常電流で抵抗Ｒ４で定まる）とＡ
Ｃの制御成分とから成り、一般のシャントレギュレータ
のように負荷のＤＣ電流に対応した大電流をシャント電
流として流す必要がないので、抵抗Ｒ７，Ｒ８及びトラ
ンジスタ１５における発熱損失は非常に小さい。レギュ
レータ出力を５Ｖ、シャント電流の定常ＤＣ値を５００
ｍＡとすると、電力損は約2.5Ｗである。従ってシャン
トレギュレータ回路１１は、最大±５００ｍＡ程のリッ
プルによる電流変動にのみ応答し、負荷１０の変動等に
よるレギュレータ出力のＤＣ的な変動に対しては制御能
力がない。しかしＤＣ変動に対しては、負荷１０の端か
ら一次側の発振器５への検出電圧の帰還により安定化が
行われているから支障は生じない。
本考案は上述の如く、スイッチングレギュレータの二次
回路に出力電圧のＡＣ変動のみに応答するシャントレギ
ュレータを付加したので、シャントレギュレータにおい
て僅かな定常シャント電流を消費するのみで負荷に供給
する電圧のＡＣ変動を軽減でき、従ってシャントレギュ
レータの電流損失や発熱を抑えて出力リップルを低減で
きる。
回路に出力電圧のＡＣ変動のみに応答するシャントレギ
ュレータを付加したので、シャントレギュレータにおい
て僅かな定常シャント電流を消費するのみで負荷に供給
する電圧のＡＣ変動を軽減でき、従ってシャントレギュ
レータの電流損失や発熱を抑えて出力リップルを低減で
きる。
第１図は本考案の一実施例を示すスイッチングレギュレ
ータの回路図である。 なお図面に用いた符号において、 ３……トランス ４……スイッチングトランジスタ ５……パルス幅変調発振器 10……負荷 11……シャントレギュレータ回路 15……出力トランジスタ である。
ータの回路図である。 なお図面に用いた符号において、 ３……トランス ４……スイッチングトランジスタ ５……パルス幅変調発振器 10……負荷 11……シャントレギュレータ回路 15……出力トランジスタ である。
Claims (1)
- 【請求項１】トランス一次側にスイッチング回路とその
制御回路とを有し、トランス二次側の整流出力を上記制
御回路に帰還して出力を安定化させたスイッチングレギ
ュレータ回路と、 上記トランス二次側の整流出力電圧のＡＣ分を抽出する
ハイパスフィルタと、このＡＣ分に対応した誤差電圧に
基づいて上記トランス二次側の整流出力点から負荷電流
と並列に上記ＡＣ分を減少させる電流を流す電流制御素
子とを有するシャントレギュレータ回路とを夫々備える
スイッチングレギュレータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1987042437U JPH069587Y2 (ja) | 1987-03-23 | 1987-03-23 | スイツチングレギユレ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1987042437U JPH069587Y2 (ja) | 1987-03-23 | 1987-03-23 | スイツチングレギユレ−タ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63153784U JPS63153784U (ja) | 1988-10-07 |
| JPH069587Y2 true JPH069587Y2 (ja) | 1994-03-09 |
Family
ID=30858344
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1987042437U Expired - Lifetime JPH069587Y2 (ja) | 1987-03-23 | 1987-03-23 | スイツチングレギユレ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH069587Y2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4822144B2 (ja) * | 2006-03-17 | 2011-11-24 | エスティー‐エリクソン、ソシエテ、アノニム | リップル補償を備える供給回路 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60128487U (ja) * | 1984-01-31 | 1985-08-29 | 日本電気株式会社 | スイツチング電源装置 |
| JPS6122755A (ja) * | 1984-07-09 | 1986-01-31 | Fuji Electric Co Ltd | スイツチングレギレ−タの負荷電流検出方法 |
| JPS61262906A (ja) * | 1985-05-17 | 1986-11-20 | Sony Corp | 電源回路 |
-
1987
- 1987-03-23 JP JP1987042437U patent/JPH069587Y2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63153784U (ja) | 1988-10-07 |
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