JPH0697971A - 遅延検波復調器 - Google Patents
遅延検波復調器Info
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- JPH0697971A JPH0697971A JP4245328A JP24532892A JPH0697971A JP H0697971 A JPH0697971 A JP H0697971A JP 4245328 A JP4245328 A JP 4245328A JP 24532892 A JP24532892 A JP 24532892A JP H0697971 A JPH0697971 A JP H0697971A
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-
- Y02B60/50—
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 例えば、移動通信システムに使用する遅延検
波復調器に関し、遅延検波復調器の小型・低消費電力化
と、受信信号に対してより正確な位相判定が行える様に
することを目的とする。 【構成】 遅延検波部分１と、該差分を判別して復調デ
ータを出力するデータ判別部分２とを有する遅延検波復
調器において、印加する周波数 fL の局発信号を用いて
生成したｎ相の局発信号と周波数 fIFの受信信号とを乗
算して、周波数(f L − fIF) でｎ相の周波数変換信号を
取り出して出力する周波数変換手段3aと、周波数変換手
段の出力が取り得る全ての状態に対して、予め位相番号
を割当てておき、周波数変換手段の出力が印加した時、
対応する位相番号を周波数 fIFの受信信号の位相データ
として遅延検波部分に出力する位相判定手段４を設ける
ように構成する。
波復調器に関し、遅延検波復調器の小型・低消費電力化
と、受信信号に対してより正確な位相判定が行える様に
することを目的とする。 【構成】 遅延検波部分１と、該差分を判別して復調デ
ータを出力するデータ判別部分２とを有する遅延検波復
調器において、印加する周波数 fL の局発信号を用いて
生成したｎ相の局発信号と周波数 fIFの受信信号とを乗
算して、周波数(f L − fIF) でｎ相の周波数変換信号を
取り出して出力する周波数変換手段3aと、周波数変換手
段の出力が取り得る全ての状態に対して、予め位相番号
を割当てておき、周波数変換手段の出力が印加した時、
対応する位相番号を周波数 fIFの受信信号の位相データ
として遅延検波部分に出力する位相判定手段４を設ける
ように構成する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、例えば、移動通信シス
テムに使用する遅延検波復調器に関するものである。
テムに使用する遅延検波復調器に関するものである。
【０００２】図10は移動通信システム用受信機構成図の
一例であるが、図に示す様に、アンテナを介して入力し
た受信信号は、高周波部51で増幅・周波数変換されて中
間周波数帯( 以下、IF帯と省略する) の受信信号に変換
された後、IF帯増幅部52で更に、増幅・リミッタがかけ
られてベースバンド部( 復調器)53 に加えられる。
一例であるが、図に示す様に、アンテナを介して入力し
た受信信号は、高周波部51で増幅・周波数変換されて中
間周波数帯( 以下、IF帯と省略する) の受信信号に変換
された後、IF帯増幅部52で更に、増幅・リミッタがかけ
られてベースバンド部( 復調器)53 に加えられる。
【０００３】復調器53は、入力した受信信号を復調して
ベースバンド信号を取り出し、図示しない遅延検波部分
で印加する再生クロックを用いて、１シンボル遅延した
信号と遅延しない信号とを用いて遅延検波した後、判定
して復調データを取り出す。
ベースバンド信号を取り出し、図示しない遅延検波部分
で印加する再生クロックを用いて、１シンボル遅延した
信号と遅延しない信号とを用いて遅延検波した後、判定
して復調データを取り出す。
【０００４】なお、ビットタイミングリカバリ(BTR)54
は、遅延検波した信号から再生クロックを取り出して上
記の遅延検波部分に加える。ここで、移動通信システム
では移動局機器の低消費電力化が進められているが、こ
れに対応して遅延検波復調器( 図10の復調器の部分) も
小型・低消費電力化を図る必要がある。
は、遅延検波した信号から再生クロックを取り出して上
記の遅延検波部分に加える。ここで、移動通信システム
では移動局機器の低消費電力化が進められているが、こ
れに対応して遅延検波復調器( 図10の復調器の部分) も
小型・低消費電力化を図る必要がある。
【０００５】
【従来の技術】図11は従来の位相差検出方法説明図で、
(a) は第１の検出方法、(2) は第２の検出方法である。
(a) は第１の検出方法、(2) は第２の検出方法である。
【０００６】一般に、移動通信システムにおいては、フ
ェージングによる着信レベルの落ち込みを補償する為、
上記の様にIF帯の受信信号にリミッタをかけて定包絡線
化することがある。定包絡線化されたIF帯の受信信号は
２進データとして扱えるので、リミッタより後段ではデ
イジタル処理を行うことができる。
ェージングによる着信レベルの落ち込みを補償する為、
上記の様にIF帯の受信信号にリミッタをかけて定包絡線
化することがある。定包絡線化されたIF帯の受信信号は
２進データとして扱えるので、リミッタより後段ではデ
イジタル処理を行うことができる。
【０００７】さて、図11(a) において、IF帯受信信号
と、IF帯受信信号の周波数とほぼ等しい周波数のクロッ
クとの排他的論理和を取ることにより、IF帯の受信信号
とクロックとの位相差成分を検出し、この位相差成分の
値を図示しないカウンタでカウントすることにより位相
情報を取り出している。
と、IF帯受信信号の周波数とほぼ等しい周波数のクロッ
クとの排他的論理和を取ることにより、IF帯の受信信号
とクロックとの位相差成分を検出し、この位相差成分の
値を図示しないカウンタでカウントすることにより位相
情報を取り出している。
【０００８】また、図11(b) において、図示しないカウ
ンタは、IF帯受信信号の立上りで初期状態からカウント
動作開始して高速パルスの数をカウントするが、再生ク
ロックの立上りが印加した時、この時点のカウント値を
ラッチする。これにより、IF帯受信信号と再生クロック
との間の位相差が判る。
ンタは、IF帯受信信号の立上りで初期状態からカウント
動作開始して高速パルスの数をカウントするが、再生ク
ロックの立上りが印加した時、この時点のカウント値を
ラッチする。これにより、IF帯受信信号と再生クロック
との間の位相差が判る。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】一般に、送信側ではス
ペクトラムの広がりを制限する為に帯域制限フイルタを
使用するが、このフイルタの位相特性は中心周波数より
離れるに従って変化し、中心周波数( 即ち、信号点) 以
外の位相は保証されない。
ペクトラムの広がりを制限する為に帯域制限フイルタを
使用するが、このフイルタの位相特性は中心周波数より
離れるに従って変化し、中心周波数( 即ち、信号点) 以
外の位相は保証されない。
【００１０】つまり、図11(a),(b) に示す様に、ある時
間幅をカウントすると云うことは、ある幅を持つデータ
の時間方向の変化を見て判定することになり、受信信号
の一点で位相判定する場合に比較して誤りが多くなる。
間幅をカウントすると云うことは、ある幅を持つデータ
の時間方向の変化を見て判定することになり、受信信号
の一点で位相判定する場合に比較して誤りが多くなる。
【００１１】一方、IF帯の周波数を高くすればデータ判
定に必要な時間幅は短くなって誤る量は減少するが、サ
ンプリングクロックがより高速になって消費電力が大き
くなる。
定に必要な時間幅は短くなって誤る量は減少するが、サ
ンプリングクロックがより高速になって消費電力が大き
くなる。
【００１２】即ち、カウンタや供給電力の大きい電源部
分などが必要となり、小型・低消費電力化が困難であ
る。また、受信信信号の位相判定を行う際、誤りが大き
くなると云う２つの問題がある。
分などが必要となり、小型・低消費電力化が困難であ
る。また、受信信信号の位相判定を行う際、誤りが大き
くなると云う２つの問題がある。
【００１３】本発明は、遅延検波復調器の小型・低消費
電力化と、受信信号に対してより正確な位相判定が行え
る様にすることを目的とする。
電力化と、受信信号に対してより正確な位相判定が行え
る様にすることを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】図１は第１、第２の本発
明の原理構成図である。図中、１は入力する位相データ
と１シンボル前の位相データとの差分を求める遅延検波
部分、２は差分を判別して復調データを出力するデータ
判別部分、3aは周波数 fL の局発信号を用いて生成した
ｎ相の局発信号を用いて、周波数 fIFの受信信号を周波
数変換して、周波数(fL − fIF) でｎ相の周波数変換信
号を取り出して出力する周波数変換手段である。
明の原理構成図である。図中、１は入力する位相データ
と１シンボル前の位相データとの差分を求める遅延検波
部分、２は差分を判別して復調データを出力するデータ
判別部分、3aは周波数 fL の局発信号を用いて生成した
ｎ相の局発信号を用いて、周波数 fIFの受信信号を周波
数変換して、周波数(fL − fIF) でｎ相の周波数変換信
号を取り出して出力する周波数変換手段である。
【００１５】3bは周波数 fL の局発信号を用いて生成し
たｎ／２相の局発信号を用いて、周波数 fIFの受信信号
を周波数変換して、周波数(fL − fIF) でｎ／２相の周
波数変換信号の正転出力及び反転出力を取り出して出力
する周波数変換手段である。
たｎ／２相の局発信号を用いて、周波数 fIFの受信信号
を周波数変換して、周波数(fL − fIF) でｎ／２相の周
波数変換信号の正転出力及び反転出力を取り出して出力
する周波数変換手段である。
【００１６】４は周波数変換手段の出力が取り得る全て
の状態に対して、予め位相番号を割当てておき、該周波
数変換手段の出力が印加した時、対応する位相番号を周
波数fIFの受信信号の位相データとして該遅延検波部分
に出力する位相判定手段である。
の状態に対して、予め位相番号を割当てておき、該周波
数変換手段の出力が印加した時、対応する位相番号を周
波数fIFの受信信号の位相データとして該遅延検波部分
に出力する位相判定手段である。
【００１７】
【作用】第１の本発明は、周波数変換手段で、印加する
周波数 fL の局発信号を用いてｎ相の局発信号を生成す
る。そして、ｎ相の局発信号と周波数 fIFの受信信号と
を乗算すると cos(2π fIF＋φ) ×cos[ 2π fL ＋K( 2π/n)] の乗算信号が得られるが、この乗算信号を周波数差成分
を通過させる低域通過フイルタに通すと、高調波成分が
遮断され、 cos[2π(fL − fIF) ＋φ＋K( 2π/n)] の周波数変換信号が得られる。なお、 fIFは中間周波数
帯の中心周波数である。
周波数 fL の局発信号を用いてｎ相の局発信号を生成す
る。そして、ｎ相の局発信号と周波数 fIFの受信信号と
を乗算すると cos(2π fIF＋φ) ×cos[ 2π fL ＋K( 2π/n)] の乗算信号が得られるが、この乗算信号を周波数差成分
を通過させる低域通過フイルタに通すと、高調波成分が
遮断され、 cos[2π(fL − fIF) ＋φ＋K( 2π/n)] の周波数変換信号が得られる。なお、 fIFは中間周波数
帯の中心周波数である。
【００１８】そこで、下記に示す様に、この周波数変換
信号に対して位相準に番号（これを位相番号と云う）を
付与する。
信号に対して位相準に番号（これを位相番号と云う）を
付与する。
【００１９】
【表１】 ここで、０〜Ｋ〜(n−1)の出力は同じ周波数で、位相が
ずれているだけなのでデータ点付近で正→負となるもの
を唯一つ選ぶことができる。今、選んだ位相番号がK と
すると、データ点では cos[2π(fL − fIF) ＋φ−K( 2π/n)]＝０ となり、この時のφは φ＝K( 2π/n) ＋π/2− 2π(fL − fIF) ＝K( 2π/n) ＋a となる。
ずれているだけなのでデータ点付近で正→負となるもの
を唯一つ選ぶことができる。今、選んだ位相番号がK と
すると、データ点では cos[2π(fL − fIF) ＋φ−K( 2π/n)]＝０ となり、この時のφは φ＝K( 2π/n) ＋π/2− 2π(fL − fIF) ＝K( 2π/n) ＋a となる。
【００２０】ここで、ａ＝π/2− 2π(fL − fIF) であ
るが、一定値なのでオフセット値と考えれば、１周期の
分解能をｎとした時の周波数 fIFの受信信号の位相その
ものとなる。従って、位相番号を用いて遅延検波部及び
データ判定部で復調データを得ることができる。
るが、一定値なのでオフセット値と考えれば、１周期の
分解能をｎとした時の周波数 fIFの受信信号の位相その
ものとなる。従って、位相番号を用いて遅延検波部及び
データ判定部で復調データを得ることができる。
【００２１】第２の本発明は、第１の本発明と異なり、
印加する周波数 fL の局発信号を用いてn/2 相の局発信
号を生成する。そして、上記と同様に、n/2 相（この時
のｎは偶数である）の局発信号と周波数 fIFの受信信号
とを乗算し、低域通過フイルタを通すと周波数変換信号
が得られるが、この信号に下記の様に位相番号を付与す
る。
印加する周波数 fL の局発信号を用いてn/2 相の局発信
号を生成する。そして、上記と同様に、n/2 相（この時
のｎは偶数である）の局発信号と周波数 fIFの受信信号
とを乗算し、低域通過フイルタを通すと周波数変換信号
が得られるが、この信号に下記の様に位相番号を付与す
る。
【００２２】
【表２】 今、データ点付近で出力が正→負に変化する位相番号が
K とすると、 φ＝K( 2π/n) ＋ａ となる。
K とすると、 φ＝K( 2π/n) ＋ａ となる。
【００２３】また、信号は周波数変換された信号の符号
を見ているのでデューティ比は50%となり、データ付近
点で出力が負→正に変化する時は位相がπだけずれてい
ることになるから、 φ＝K( 2π/n) ＋π＋ａ となる。なお、この時の位相番号はK ＋n/2 となる。
を見ているのでデューティ比は50%となり、データ付近
点で出力が負→正に変化する時は位相がπだけずれてい
ることになるから、 φ＝K( 2π/n) ＋π＋ａ となる。なお、この時の位相番号はK ＋n/2 となる。
【００２４】第３の本発明は、リミッタの出力は２値と
して扱えるので、局発信号としてデイジタル化した局発
信号を用意すれば乗算の代わりに、排他的論理和で実現
できる。
して扱えるので、局発信号としてデイジタル化した局発
信号を用意すれば乗算の代わりに、排他的論理和で実現
できる。
【００２５】第４の本発明は、周波数変換信号中の周波
数差成分を通過させる低域通過フイルタとして、同じ遮
断周波数を有するデイジタルフイルタを用いれば全てデ
イジタル回路で構成できる。
数差成分を通過させる低域通過フイルタとして、同じ遮
断周波数を有するデイジタルフイルタを用いれば全てデ
イジタル回路で構成できる。
【００２６】即ち、再生クロックの変化点に最も近い位
相番号を周波数 fIFの受信信号の位相と判定する、つま
り１点のデータで位相を判定するので、判定の誤りが少
なくなると共に、カウンタなどが不要となり小型・低消
費電力化が図れる。
相番号を周波数 fIFの受信信号の位相と判定する、つま
り１点のデータで位相を判定するので、判定の誤りが少
なくなると共に、カウンタなどが不要となり小型・低消
費電力化が図れる。
【００２７】
【実施例】図２は第１の本発明の実施例の構成図（周波
数変換手段：アナログ処理、位相判定手段：ROM の場
合) 、図３は図２の周波数変換手段動作説明図、図４は
図２の動作説明図、図５は図２の全デイジタル化構成図
例、図６は図５の動作説明図、図７は第２の本発明の実
施例の構成図（周波数変換手段：アナログ処理、位相判
定手段：ROM の場合) 、図８は図７中のフイルタ部分を
デイジタルフイルタに置換した場合の構成図、図９は本
発明を適用した全デイジタル化遅延検波復調器の構成図
の一例である。
数変換手段：アナログ処理、位相判定手段：ROM の場
合) 、図３は図２の周波数変換手段動作説明図、図４は
図２の動作説明図、図５は図２の全デイジタル化構成図
例、図６は図５の動作説明図、図７は第２の本発明の実
施例の構成図（周波数変換手段：アナログ処理、位相判
定手段：ROM の場合) 、図８は図７中のフイルタ部分を
デイジタルフイルタに置換した場合の構成図、図９は本
発明を適用した全デイジタル化遅延検波復調器の構成図
の一例である。
【００２８】ここで、図３の左側の符号は図４の１行目
の符号と同一であり、図５中のデイジタルフイルタ出力
側の符号及びAND ゲート出力側の符号は図６の１行目の
符号と同一である。また、全図を通じて同一符号は同一
対象物を示す。以下、ｎ＝８として、図３，図４を参照
して図２の動作説明から始める。
の符号と同一であり、図５中のデイジタルフイルタ出力
側の符号及びAND ゲート出力側の符号は図６の１行目の
符号と同一である。また、全図を通じて同一符号は同一
対象物を示す。以下、ｎ＝８として、図３，図４を参照
して図２の動作説明から始める。
【００２９】図２の移相器31は、例えば、直列接続され
た７個の遅延素子から構成されており、印加した周波数
fL の局発信号は１つの遅延素子を通過する毎に(360/
8) 度ずつ位相がシフトして対応する周波数変換器320
〜327 に加えられている。また、周波数 fIFの受信信号
も対応する周波数変換器に入力する。
た７個の遅延素子から構成されており、印加した周波数
fL の局発信号は１つの遅延素子を通過する毎に(360/
8) 度ずつ位相がシフトして対応する周波数変換器320
〜327 に加えられている。また、周波数 fIFの受信信号
も対応する周波数変換器に入力する。
【００３０】そこで、周波数変換器320 〜327 から周波
数 fL ,fIFの和, 差などの周波数を持つ周波数変換信号
が対応する低域通過フイルタ330 〜337 に加えられるの
で、これらのフイルタから周波数 (f L − fIF) の成分
のみが取り出されて位相判定手段４の中のROM にアドレ
スとして加えられる。
数 fL ,fIFの和, 差などの周波数を持つ周波数変換信号
が対応する低域通過フイルタ330 〜337 に加えられるの
で、これらのフイルタから周波数 (f L − fIF) の成分
のみが取り出されて位相判定手段４の中のROM にアドレ
スとして加えられる。
【００３１】ここで、図３中の“ fIFの受信信号" は上
記の様にリミッタがかかっているので、２値化された受
信信号になっている。また、ROM には、図４に示す様
に、低域通過フイルタ330 〜337 の出力の符号がアドレ
スとして印加されるので、印加される全てのアドレスに
対応する位相番号がテーブルとして格納されている。
記の様にリミッタがかかっているので、２値化された受
信信号になっている。また、ROM には、図４に示す様
に、低域通過フイルタ330 〜337 の出力の符号がアドレ
スとして印加されるので、印加される全てのアドレスに
対応する位相番号がテーブルとして格納されている。
【００３２】そこで、低域通過フイルタの出力( 即ち、
ROM のアドレス) が "00011110" の時( 図４中の＊印の
部分）、ROM は "5"の位相番号をフリップフロップ-1(
以下、FF1 と省略する) に送出するので、この位相番号
が印加している間に再生クロックが入力すれば、"5" の
位相番号がFF1 に取り込まれる。つまり、FF1 に再生ク
ロックが入力した時、印加している位相番号が再生クロ
ックの変化点に最も近い位相番号として取り込まれる。
ROM のアドレス) が "00011110" の時( 図４中の＊印の
部分）、ROM は "5"の位相番号をフリップフロップ-1(
以下、FF1 と省略する) に送出するので、この位相番号
が印加している間に再生クロックが入力すれば、"5" の
位相番号がFF1 に取り込まれる。つまり、FF1 に再生ク
ロックが入力した時、印加している位相番号が再生クロ
ックの変化点に最も近い位相番号として取り込まれる。
【００３３】次に、図６を用いて図５の動作を説明する
が、図５は図２に示す周波数変換手段と位相判定手段を
全てデイジタル化したもので、機能としては同一であ
る。さて、図５中の移相器34は、例えば７段のシフトレ
ジスタで構成され、印加した周波数 fL の局発信号( パ
ルス列) を８相の局発信号（移相量は図２と同じ）に変
換して排他的論理和ゲート( 以下、EX-OR ゲートと省略
する)350〜357 に送出する。
が、図５は図２に示す周波数変換手段と位相判定手段を
全てデイジタル化したもので、機能としては同一であ
る。さて、図５中の移相器34は、例えば７段のシフトレ
ジスタで構成され、印加した周波数 fL の局発信号( パ
ルス列) を８相の局発信号（移相量は図２と同じ）に変
換して排他的論理和ゲート( 以下、EX-OR ゲートと省略
する)350〜357 に送出する。
【００３４】このゲートには周波数 fIFの受信信号も加
えられているので、これらの信号は対応するEX-OR ゲー
トで排他的論理和が取られた後、デイジタルフイルタで
差分成分が取り出される。この時、図６の" 周波数変換
部分" の＊印の行に示す様にデイジタルフイルタ360 〜
367 から、例えば "00011110" が出力されたとする（図
２と同じ）。
えられているので、これらの信号は対応するEX-OR ゲー
トで排他的論理和が取られた後、デイジタルフイルタで
差分成分が取り出される。この時、図６の" 周波数変換
部分" の＊印の行に示す様にデイジタルフイルタ360 〜
367 から、例えば "00011110" が出力されたとする（図
２と同じ）。
【００３５】そして、図５に示す様に、相隣るデイジタ
ルフイルタの出力をEX-OR ゲート410 〜417 で排他的論
理和を取ったものと、デイジタルフイルタの出力との論
理積をAND ゲート420 〜427 で取ると、図６の＊印の行
の"ANDゲート出力" に示す様に "0010000"が得られる。
ルフイルタの出力をEX-OR ゲート410 〜417 で排他的論
理和を取ったものと、デイジタルフイルタの出力との論
理積をAND ゲート420 〜427 で取ると、図６の＊印の行
の"ANDゲート出力" に示す様に "0010000"が得られる。
【００３６】また、これらのAND ゲート出力の論理和を
ORゲート431 〜433 で取ると、図６の＊印の行の "ORゲ
ート出力" に示す様に、"101"(10進法で５）がFF2 に印
加する。この時、加えられた再生クロックで取り込まれ
る。
ORゲート431 〜433 で取ると、図６の＊印の行の "ORゲ
ート出力" に示す様に、"101"(10進法で５）がFF2 に印
加する。この時、加えられた再生クロックで取り込まれ
る。
【００３７】ここで、図６中の位相判定手段は、図４中
のROM の機能と完全に一致する様に構成されている。ま
た、図５では差分成分を取り出すのにデイジタルフイル
タを用いているが、同一特性のアナログフイルタを用い
ても同じ結果が得られる。
のROM の機能と完全に一致する様に構成されている。ま
た、図５では差分成分を取り出すのにデイジタルフイル
タを用いているが、同一特性のアナログフイルタを用い
ても同じ結果が得られる。
【００３８】更に、図７の移相器34は３つの遅延素子を
持っており、周波数 fL の局発信号を１つの遅延素子を
通過する毎に位相が(360/8) 度シフトして４相の局発信
号に変換して対応する周波数変換器350 〜353 に加え
る。
持っており、周波数 fL の局発信号を１つの遅延素子を
通過する毎に位相が(360/8) 度シフトして４相の局発信
号に変換して対応する周波数変換器350 〜353 に加え
る。
【００３９】一方、周波数 fIFの受信信号も対応する周
波数変換器350 〜353 に加えられるので、４相の周波数
変換信号が得られ、それぞれ対応する低域通過フイルタ
360〜363 で周波数(fL − fIF) の成分が取り出される
( 図２のLPF 出力０〜３）に対応する）。
波数変換器350 〜353 に加えられるので、４相の周波数
変換信号が得られ、それぞれ対応する低域通過フイルタ
360〜363 で周波数(fL − fIF) の成分が取り出される
( 図２のLPF 出力０〜３）に対応する）。
【００４０】ここで、４相の周波数変換信号は、対応す
るインバータINV1〜INV4で位相がπだけシフトして対応
する低域通過フイルタ364 〜367 で周波数(fL − fIF)
の成分が取り出されるが、これは図２のLPF 出力４〜７
に対応するものである。以下、図２と同様にアドレスが
ROM に加えられる。
るインバータINV1〜INV4で位相がπだけシフトして対応
する低域通過フイルタ364 〜367 で周波数(fL − fIF)
の成分が取り出されるが、これは図２のLPF 出力４〜７
に対応するものである。以下、図２と同様にアドレスが
ROM に加えられる。
【００４１】また、図８は図７の低域通過フイルタをデ
イジタルフイルタ370 〜377 で構成したもので、機能は
図７と同じである。図９は全デイジタル化した遅延検波
復調器の構成図で、周波数変換手段3a, 位相判定手段
４，遅延検波部分１，データ判別部分２とから構成され
ているが、周波数変換手段と位相判定手段の動作は上記
で詳細に説明したので省略し、残りの部分の動作を説明
する。なお、ｎ＝８としてある。
イジタルフイルタ370 〜377 で構成したもので、機能は
図７と同じである。図９は全デイジタル化した遅延検波
復調器の構成図で、周波数変換手段3a, 位相判定手段
４，遅延検波部分１，データ判別部分２とから構成され
ているが、周波数変換手段と位相判定手段の動作は上記
で詳細に説明したので省略し、残りの部分の動作を説明
する。なお、ｎ＝８としてある。
【００４２】位相判定手段のORゲートから３ビットの位
相データが対応するFF2(３個ある）に印加するが、ビッ
トタイミングリカバリ(BTR) からの再生クロックの立上
り点が加えられた時の位相番号、例えば "101"がFF2 に
取り込まれる。
相データが対応するFF2(３個ある）に印加するが、ビッ
トタイミングリカバリ(BTR) からの再生クロックの立上
り点が加えられた時の位相番号、例えば "101"がFF2 に
取り込まれる。
【００４３】そして、"101" が遅延検波部分１の中の減
算部分12に印加されるが、ここにはFF 12 を介して１タ
イムスロット前の位相番号、例えば"100" も印加されて
いるので、減算して"010" の減算結果がデータ判別部分
２に加えられる。そこで、データ判別部分は減算結果"0
10" を判別して、対応したデータを復調データとして送
出する。
算部分12に印加されるが、ここにはFF 12 を介して１タ
イムスロット前の位相番号、例えば"100" も印加されて
いるので、減算して"010" の減算結果がデータ判別部分
２に加えられる。そこで、データ判別部分は減算結果"0
10" を判別して、対応したデータを復調データとして送
出する。
【００４４】
【発明の効果】以上詳細に説明した様に本発明によれ
ば、遅延検波復調器の小型・低消費電力化と、受信信号
に対してより正確な位相判定が行える様にすることがで
きると云う効果がある。
ば、遅延検波復調器の小型・低消費電力化と、受信信号
に対してより正確な位相判定が行える様にすることがで
きると云う効果がある。
【図１】第１、第２の本発明の原理構成図である。
【図２】第１の本発明の実施例の構成図（周波数変換手
段：アナログ処理、位相判定手段：ROM の場合) であ
る。
段：アナログ処理、位相判定手段：ROM の場合) であ
る。
【図３】図２の周波数変換部動作説明図である。
【図４】図２の動作説明図である。
【図５】図２の全デイジタル化構成図例である。
【図６】図５の動作説明図である。
【図７】第２の本発明の実施例の構成図（周波数変換手
段：アナログ処理、位相判定手段：ROM の場合) であ
る。
段：アナログ処理、位相判定手段：ROM の場合) であ
る。
【図８】図７中のフイルタ部分をデイジタルフイルタに
置換した場合の構成図である。
置換した場合の構成図である。
【図９】本発明を適用した全デイジタル化遅延検波復調
器の構成図の一例である。
器の構成図の一例である。
【図10】移動通信システム用受信機構成図の一例である
【図11】従来の位相差検出方法説明図で、(a) は第１の
検出方法、(2) は第２の検出方法である。
検出方法、(2) は第２の検出方法である。
１ 遅延検波部分 ２ データ判別
部分 3a, 3b 周波数変換手段 ４ 位相判定手
段
部分 3a, 3b 周波数変換手段 ４ 位相判定手
段
Claims (4)
- 【請求項１】 入力する位相データと１シンボル前の位
相データとの差分を求める遅延検波部分(1) と、該差分
を判別して復調データを出力するデータ判別部分(2) と
を有する遅延検波復調器において、 周波数 fL の局発信号を用いて生成したｎ相（ｎは正の
整数）の局発信号を用いて、周波数 fIFの受信信号を周
波数変換して、周波数(fL − fIF) でｎ相の周波数変換
信号を取り出して出力する周波数変換手段(3a)と、該周
波数変換手段の出力が取り得る全ての状態に対して、予
め位相番号を割当てておき、該周波数変換手段の出力が
印加した時、対応する位相番号を周波数 fIFの受信信号
の位相データとして該遅延検波部分に出力する位相判定
手段(4) を設けたことを特徴とする遅延検波復調器。 - 【請求項２】 上記遅延検波復調器において、 周波数 fL の局発信号を用いて生成したｎ／２相の局発
信号を用いて、周波数fIFの受信信号を周波数変換し
て、周波数(fL − fIF) でｎ／２相の周波数変換信号の
正転出力及び反転出力を取り出して出力する周波数変換
手段(3b)と、上記位相判定手段(4) とを設けたことを特
徴とする遅延検波復調器。 - 【請求項３】 上記の局発信号として周波数 fL のデイ
ジタル信号を用い、周波数変換を排他的論理和部分を用
いて行う様にした請求項１、又は請求項２の遅延検波復
調器。 - 【請求項４】 上記の周波数(fL − fIF) でｎ相の周波
数変換信号を取り出す際、デイジタルフイルタを用いる
様にした請求項１、又は請求項２の遅延検波復調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4245328A JPH0697971A (ja) | 1992-09-16 | 1992-09-16 | 遅延検波復調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4245328A JPH0697971A (ja) | 1992-09-16 | 1992-09-16 | 遅延検波復調器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0697971A true JPH0697971A (ja) | 1994-04-08 |
Family
ID=17132032
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4245328A Withdrawn JPH0697971A (ja) | 1992-09-16 | 1992-09-16 | 遅延検波復調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0697971A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2015201810A (ja) * | 2014-04-10 | 2015-11-12 | 三菱電機株式会社 | 差動復調装置及び差動復調方法 |
-
1992
- 1992-09-16 JP JP4245328A patent/JPH0697971A/ja not_active Withdrawn
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2015201810A (ja) * | 2014-04-10 | 2015-11-12 | 三菱電機株式会社 | 差動復調装置及び差動復調方法 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 19991130 |