JPH0698583A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 本発明はブラシレスモータをＰＷＭ制御しな
がら駆動するためにモータのロータ回転位置をモータの
巻線の端子電圧から波形合成により認識して転流タイミ
ング情報を持つ認識波形を形成し、この認識波形に基づ
いて巻線の転流タイミングを得るようにしたインバータ
装置において、巻線電流の立上りが転流時点から遅れる
ことによるモータ効率の低下を防止することを目的とす
る。 【構成】 三相ブリッジ回路１３に流れる電流をシャン
ト抵抗３２により検出し、認識波形の立上りタイミング
から電気角で３０度に相当する時点を基準タイミングと
して、該基準タイミングを上記検出電流が最小となるよ
うに補正してモータ巻線の転流タイミングを決定する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ブラシレス直流モータ
のような、複数の巻線を有するモータの各巻線をロータ
の所定の回転位置に対応する転流タイミングで順次通電
するためのスイッチング回路を有するインバータ装置に
関し、特にそのスイッチング素子をパルス幅変調信号に
より駆動するインバータ装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年エアコンや冷蔵庫において、コンプ
レッサの能力可変や電力消費量の節約のために直流モー
タの一種であるブラシレスモータを採用しこれをインバ
ータ装置によって駆動することが行われている。ブラシ
レスモータの場合、通常、巻線の通電相を決定するため
にロータの回転位置信号を必要とするが、エアコンや冷
蔵庫のコンプレッサのようにモータが冷媒に晒される
等、モータの使用環境によっては位置検出センサーを配
置することが困難な場合がある。このため、本願発明者
等は、モータの巻線の誘起電圧を検出しこれを電気的に
処理することにより回転位置信号を得る技術を開発しこ
れを特願昭６２ー１６２６５４号として出願した。

【０００３】以下、この出願の発明がパルス幅変調（以
下、単にＰＷＭ）方式で実施される場合を例にし、これ
を従来技術として図５〜図８を参照しながら説明する。

【０００４】図５に示されたインバータ装置において、
交流電源１に接続される直流電源回路２は全波整流回路
３、リアクトル４ａおよび平滑用コンデンサ４ｂからな
り、この直流電源回路２の直流母線５、６間にはスイッ
チング回路としてスイッチング素子例えばスイッチング
用トランジスタ７〜１２からなる三相ブリッジ回路１３
が接続され，その出力端子１４ｕ，１４ｖ，１４ｗにブ
ラシレスモータ１５の各巻線１５ｕ，１５ｖ，１５ｗが
接続される。

【０００５】三相ブリッジ回路１３の各トランジスタ７
〜１２が所定の順序でオンオフ制御されるとブラシレス
モータ１５はその各巻線１５ｕ〜１５ｗが１２０度（電
気角、以下同様）の位相差をもって順次繰り返し通電さ
れることにより回転駆動される。この場合、一つのトラ
ンジスタは１２０度オン、２４０度オフのオンオフ周期
で制御され且つオン周期では、図８に示すＰＷＭ信号Ｐ
1 によってデューティの制御がなされるので、ブラシレ
スモータ１５の各巻線１５ｕ〜１５ｗの端子電圧Ｖｕ，
Ｖｖ，Ｖｗは図７に示す波形になる。

【０００６】図６は、ＰＷＭ制御を伴わない場合の巻線
１５ｕの端子電圧Ｖｕおよび電流Ｉｕの波形を示す。こ
の波形において、約６０度（期間Ｔa ）の区間に渡る傾
斜部分は巻線の誘起電圧、細長い正負パルスは三相ブリ
ッジ回路１３の各トランジスタと並列に接続されたダイ
オードＤによるパルス電圧、また、Ｖ0 は直流母線５、
６間に接続された抵抗分圧回路１６によって形成された
基準電圧である。この図７から、転流タイミングは誘起
電圧と基準電圧Ｖ0 とがクロスする時点（以下ゼロクロ
ス時点と称する）から約３０度遅れていることが理解さ
れる。

【０００７】前記端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは通電信号
回路１７に設けられたコンパレータ１８〜２０によって
前記基準電圧Ｖ0 と比較されることにより、図７に示す
ような端子電圧Ｖｕ〜Ｖｗの１８０度区間認識用の基本
波信号Ｖｕ´，Ｖｖ´，Ｖｗ´に変換される。更にこれ
ら基本波信号Ｖｕ´，Ｖｖ´，Ｖｗ´が通電信号回路１
７に設けられた波形合成回路２１に与えられ、ここでＰ
ＷＭ信号Ｐ１との照合により正パルス成分のみの時間幅
１８０度の連続方形波からなり且つ互に１２０度の位相
差を有する認識波形信号Ｕａ，Ｖａ，Ｗａに変換され
る。この認識波形信号Ｕａ，Ｖａ，Ｗａの開始点（立上
り時点）および終了点（立下り時点）は誘起電圧と基準
電圧Ｖ0 とがクロスする時点に一致している。

【０００８】更にこの波形合成回路２１内では、これに
保有された第１および第２のタイマー機能のうち、第１
のタイマー機能によって前記３つの認識波形信号Ｕａ，
Ｖａ，Ｗａから時間幅Ｔｂが各々６０度をもつ６個の第
１の位相区分パターンＸ１〜Ｘ６を形成し、更に第２の
タイマー機能によって第１の各位相区分パターンＸ１〜
Ｘ６の終点を起点とする時間幅が各々３０度をもつ６個
の第２の位相区分パターンＹ１〜Ｙ６を形成する。そし
て、波形合成回路２１は、最終的に上記のような第２の
位相区分信号から図７に示す通電信号Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖ
ｐ，Ｖｎ，Ｗｐ，Ｗｎを合成する。

【０００９】ここで、通電信号Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖ
ｎ，Ｗｐ，Ｗｎの開始点は、第２の位相区分パターンＹ
１〜Ｙ６の終了点に一致しているので、誘起電圧と基準
電圧Ｖ0 とがクロスする時点から３０度遅れた時点とな
り、従って、これら通電信号Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖｎ，
Ｗｐ，Ｗｎの位相パターンは、三相ブリッジ回路１３の
トランジスタ７〜１２に要求された転流タイミングパタ
ーンに一致することとなる。

【００１０】一方、速度判定回路２２は、波形合成回路
２１からブラシレスモータ１５の回転速度検出信号とし
て与えられた通電信号Ｗｎと速度指令信号Ｓｃとから速
度偏差を判定し、その速度偏差に対応した速度偏差信号
Ｓｄを出力してこれをパルス幅変調回路２３に与える。
このパルス幅変調回路２３はＰＷＭ信号Ｐ１のデューテ
ィを速度偏差信号Ｓｄの大きさに応じるように制御す
る。このようにデューティが制御されたＰＷＭ信号Ｐ１
は、駆動回路を構成するゲート回路２４の各ゲート部２
５，２７，２９によって前記通電信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗ
ｐ，と合成例えば論理積をとられながら三相ブリッジ回
路１３の各トランジスタ７，９，１１のベースにベース
制御信号として供給される。この結果、トランジスタ７
〜１２が通電信号Ｕｐ〜Ｗｎによる図７に示すパターン
でオンオフ制御されることによってブラシレスモータ１
５が駆動を継続すると共に図７に示されるＰＷＭ信号Ｐ
１によるデューティ制御によってその速度制御がなされ
る。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】以上の説明から明らか
なように、各相の巻線１５ｕ，１５ｖ，１５ｗには、誘
起電圧と基準電圧Ｖ0 とがクロスする時点から３０度遅
れて１２０度の区間通電される。

【００１２】図８の（ａ），（ｂ）および（ｃ）には、
ブラシレスモータ１５のＵ相巻線１５ｕの誘起電圧とＰ
ＷＭ制御を伴わない場合の印加電圧および電流の関係を
示す。同図から明らかなように、巻線１５ｕに印加され
る直流電源回路２の電圧は、誘起電圧のピーク時点Ｔｐ
を中心に１２０度の範囲で対称波形となる。これに対
し、巻線１５ｕに流れる電流Ｉｕは、直流電源回路２の
電圧の印加開始時点から傾斜状に立ち上がって時間Ｔ1
だけ遅れてピークに達し、また電圧の印加終了時点から
傾斜状態に立ち下がって時間Ｔ2 （Ｔ1 と同等）だけ遅
れてゼロになる。従って、巻線１５ｕに流れる電流Ｉｕ
の波形は、誘起電圧のピーク時点Ｔｐに対し非対称とな
る。このことは、ＰＷＭ制御を行った場合でも同様に生
ずる。

【００１３】一般にモータの発生トルクは、誘起電圧と
電流の積で表されるため、誘起電圧のピーク時点Ｔｐに
対し電流が非対称の波形となる従来では、モータの効率
が低下することとなる。特にエアコン等では、限られた
電源容量で最大に出力して急速な冷暖房が要求される
し、また省エネルギー、ランニングコストなどの面から
も効率向上が望まれている。

【００１４】そこで、転流タイミングを誘起電圧と基準
電圧Ｖ0 とがクロスする時点から３０度遅れた時点では
なく、図８の（ｄ）に示すように、誘起電圧と基準電圧
Ｖ0とがクロスする時点から３０度遅れた時点よりも一
定角度（図８の（ｄ）に示す時間Ｔｄに相当）だけ早い
時点に定めることが考えられる。このようにすると、図
８の（ｅ）に示すように、電流Ｉu の波形は、誘起電圧
のピーク時点Ｔｐに対し対称形となり、この結果、いわ
ゆる力率が改善されるから電流Ｉu も小さくなる。

【００１５】しかしながら、上記遅れ時間Ｔ1 およびＴ
2 は常に一定ではなく、負荷トルク（電流値）が大きい
ほど長く、回転数（誘起電圧）が大きいほど短くなる
等、場合場合に応じて変化する。このため、転流タイミ
ングを誘起電圧と基準電圧Ｖ0とがクロスする時点から
３０度よりも小さな一定角度遅れた一定時点に定めて
も、十分なる効率向上は望めない。

【００１６】本発明の目的は、モータの巻線への電圧印
加の開始時点および終了時点に対する巻線電流の立ち上
がりおよび立ち下りの遅れがモータの負荷トルクや回転
速度により一定せず場合場合で異なるという事情があっ
ても、巻線電流を誘起電圧のピーク時点に対して対称波
形となるように流すことができ、モータの効率向上を図
ることができるインバータ装置を提供するにある。

【００１７】

【課題を解決するための手段】本発明によるインバータ
装置は、モータが有する複数相の巻線に順次通電するた
めの複数のスイッチング素子からなるスイッチング回路
と、パルス幅変調信号を得るパルス幅変調回路と、前記
スイッチング回路に供給される少なくとも電流を検出す
る電流検出要素を備えた電気量検出手段と、転流タイミ
ングを、前記巻線の端子電圧と基準電圧との比較結果、
および前記電気量検出手段により検出する電気量を逐次
比較した結果により決定し、その転流タイミングに対応
する通電信号を得る通電信号形成手段と、前記通電信号
とパルス幅変調信号とを合成して前記スイッチング素子
を駆動する駆動回路とを有するものである。

【００１８】

【作用】本発明によれば、モータの回転中その巻線の端
子電圧が検出され、また電気量検出手段によりスイッチ
ング回路に供給される電気量（少なくとも電流）が検出
される。そして、例えば、まず端子電圧が基準電圧と比
較されてその結果に基づきロータの回転位置に対応した
一定のタイミングが求めら、この一定のタイミングはス
イッチング回路に供給される電気量の逐次比較により当
該電気量が小となる側に補正されて転流タイミングが求
められ、この転流タイミングに対応した通電信号が形成
される。そして、この通電信号とパルス幅変調信号との
合成信号例えば論理積信号によってスイッチング素子が
オンオフ制御される。この場合において、転流タイミン
グがスイッチング回路に供給される電気量を小とするよ
うに決定されるので、モータの効率が高くなる。

【００１９】

【実施例】以下、本発明の一実施例について図１〜図４
を参照しながら説明するが、図５と異なる部分について
のみ説明する。この実施例では、図５に示された従来の
インバータ装置における通信信号回路１７内の波形成形
回路２１はマイクロコンピュータ３１から構成されてい
る。このマイクロコンピュータ３１は、波形成形回路２
１のすべての機能に加え、後述するように、転流タイミ
ングを変化させる機能、および特定の期間を認識するた
めの第３のタイマー機能を有する。

【００２０】この特定期間の認識は、認識波形信号Ｕ
ａ，Ｖａ，Ｗａの立上りおよび立下がりタイミング近
傍、換言すればブラシレスモータ１５の各巻線１５ｕ，
１５ｖ，１５ｗの誘起電圧を含む端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，
Ｖｗと基準電圧Ｖ0 とがクロスする時点の近傍を認識す
るためのものである。そのため、マイクロコンピュータ
３１が有する第３のタイマー機能は、図２に示すよう
に、第２の各位相区分パターンＹ1 〜Ｙ6 の終了点から
１５度相当時間に転流タイミングの補正時間Ｔｃ（後述
する）を加えた時間Ｚ1 〜Ｚ6 を計測する。

【００２１】ここで、１５度相当時間は、第１の位相区
分パターンＸ1 〜Ｘ6 の時間をＴｂとすると、（Ｔｂ／
４）時間である。この第３のタイマー機能による時間Ｚ
1 〜Ｚ6 の計測によって、マイクロコンピュータ３１
は、第１の各位相区分パターンＸ1 〜Ｘ6 の終点（誘起
電圧と基準電圧Ｖ0 とのクロス時点）と同一の終点を持
つ時間幅１５度（Ｔｂ／４）相当時間の特定期間Ｔｉを
認識し、この特定期間Ｔｉ内においてコンパレータ１８
〜２０からの基本波信号Ｖｕ´，Ｖｖ´，Ｖｗ´を入力
する。このように基本波信号Ｖｕ´，Ｖｖ´，Ｖｗ´の
入力を特定期間Ｔｉに限定することにより、ダイオード
Ｄによるパルス電圧が基準電圧Ｖ0 とクロスする時点を
誘起電圧と基準電圧Ｖ0 とがクロスする時点と誤認識す
ることを防止している。

【００２２】ここで、マイクロコンピュータ３１による
誘起電圧と基準電圧Ｖ0 とがクロスした時点の認識は、
コンパレータ１８〜２０からの基本波信号Ｖｕ´，Ｖｖ
´，Ｖｗ´およびパルス幅変調回路２３からのＰＷＭ信
号Ｐ1 と内部に記憶された比較データとの比較により行
われる。比較データは、次の表１に示すように、第１の
各位相区分パターンＸ1 〜Ｘ6 毎に、基本波信号Ｖｕ
´，Ｖｖ´，Ｖｗ´およびＰＷＭ信号Ｐ1 のハイ（Ｈ）
・ロウ（Ｌ）モードとして構成されている。

【００２３】

【表１】 そして、マイクロコンピュータ３１は、第１の各位相区
分パターンＸ1 〜Ｘ6では、現在実行中の位相区分パタ
ーンの次の位相区分パターンに対応する比較データを入
力し、前記特定期間Ｔｉ内における基本波信号Ｖｕ´，
Ｖｖ´，Ｖｗ´およびＰＷＭ信号Ｐ1 のハイ・ロウの状
態がその入力した位相区分の比較データと一致したと
き、誘起電圧と基準電圧Ｖ0 とがクロスした時点と認識
する。

【００２４】また、この実施例では、図５に示す従来の
インバータ装置における速度判定回路２２は省略されて
おり、当該速度判定回路２２が果たしていたモータの回
転速度を検出する機能およびＰＷＭ信号Ｐ1 のデューテ
ィを決定する機能は、マイクロコンピュータ３１が負担
する。すなわち、マイクロコンピュータ３１は、第１の
各位相区分パターンＸ1 〜Ｘ6 において、現在実行中の
位相区分パターン以前の６パターン（モータ半回転）或
いは１２パターン（モータ１回転）の時間の和からモー
タの単位時間当たりの回転数（回転速度：以下、単に回
転数という）を判定し、これを外部から与えられる速度
指令信号Ｓｃから求められる回転数と比較して速度偏差
を判定し、その速度偏差に対応したデューティ信号Ｓｄ
をパルス幅変調回路２３に与える。そして、このパルス
幅変調回路２３はデューティ信号Ｓｄに示されたデュー
ティＤ1 をもつＰＷＭ信号Ｐ１を出力する。

【００２５】さて、この実施例では、スイッチング回路
たる三相ブリッジ回路１３に供給される電気量のうち電
流を検出してその検出電流が最小となるように転流タイ
ミングを変化させるように構成される。そして、電気量
検出手段として、三相ブリッジ回路１３に流れる電流を
検出するために、直流母線６に電流に応じた電圧を発生
するシャント抵抗３２（電流検出要素）が接続されてお
り、このシャント抵抗３２の検出電圧はマイクロコンピ
ュータ３１に入力される。なお、マイクロコンピュータ
３１はＡ／Ｄ変換器を備え、シャント抵抗３２の検出電
圧をデジタル化した上で電流値として認識する。

【００２６】次に上記構成の作用を説明する。まず、こ
の実施例では、誘起電圧と基準電圧Ｖ0 とがクロスする
時点から３０度相当時間だけ遅れた時点を基準タイミン
グとする一方、シャント抵抗３２の検出電圧から検知し
た電流を逐次比較して、その電流がより小さくなるよう
に補正時間Ｔｃを設定し、転流タイミングを上記基準タ
イミングよりも補正時間Ｔｃだけ早い時点となるように
設定する構成としている。

【００２７】このことを、図３および図４に示すフロー
チャートを参照しながら具体的に説明する。なお、図４
の（ａ）〜（ｃ）に示すルーチンは図３に示すルーチン
に対して割り込みルーチンとして構成されている。

【００２８】まず、図４（ａ）は速度制御のためのデュ
ーティを決定するルーチンであり、このルーチンは、例
えばブラシレスモータ１５の一回転毎に１回行なわれ
る。このデューティ決定ルーチンが実行されると、まず
速度指令信号Ｓｃが示す指令回転数Ｎｃを入力し（ステ
ップＳ１）、続いてモータ１５の実際の回転数Ｎを求め
（ステップＳ２）、次にデューティＤ1 を次の式により
演算して求め、且つその結果であるデューティ信号Ｓｄ
をパルス幅変調回路２３に出力する（ステップＳ３）。 Ｄ1 ＝Ｄ0 −Ａ×（Ｎ−Ｎｃ） なお、Ａはゲイン定数である。

【００２９】また、図４（ｂ）は三相ブリッジ回路１３
に流れる電流を検出するためのルーチンで、１００マイ
クロ秒毎に行なわれる。このルーチンが実行されると、
まずシャント抵抗３２の検出電圧を入力し、この検出電
圧に対応した電流値を求め、その電流値を積算する（ス
テップＳI ）。次のステップＳIIで電流値の積算開始時
から１秒経過したか否かを判断し、経過前であればリタ
ーンとなる。そして、電流値の積算開始時から１秒経過
すると（ステップＳIIで「ＹＥＳ」）、電流積算値から
平均電流Ｉを求めると共に、電流積算値をクリアし（ス
テップＳIII ）、リターンとなる。

【００３０】さて、図４（ｃ）は前記補正時間Ｔｃを決
定するためのルーチンで、前記電流検出ルーチンの実行
周期よりも長い周期で行なわれる。このルーチンでは、
まずステップＳＡで、ブラシレスモータ１５が回転数変
動のない安定状態にあるか否かを判断する。この判断
は、回転数変動がデューティの変化を伴うため、デュー
ティの変化量を監視し、その変化量が所定値以下のと
き、安定状態にあると判断する。

【００３１】ステップＳＡで不安定状態にある場合に
は、負荷トルク変動、電圧変動等によって回転数が変動
し、これに伴ってデューティが変動している状態であ
り、この状態では３相ブリッジ回路１３に流れる電流は
変動しているので、次のステップＳＢでの電流比較を実
行することは適当ではないので、ステップＳＡで「Ｎ
Ｏ」となってリターンとなる。ステップＳＡで安定状態
にあると判断した場合には、次のステップＳＢで、最新
の電流検出ルーチンの実行時にステップＳIII で求めた
電流Ｉと、その１秒前にステップＳIII で求めた電流Ｉ
´とを比較する。

【００３２】このステップＳＢでの比較の結果、Ｉ´＜
Ｉならば、次のステップＳＣに移行し、前回の補正時間
決定ルーチンの実行時に補正時間Ｔｃを増加させたか否
かを判断する。前回の本ルーチンの実行時に補正時間Ｔ
ｃを増加させたのであれば、ステップＳＢからステップ
ＳＦに移行し、ここで補正時間Ｔｃを、前回の補正時間
Ｔｃから増減単位時間Ａを差し引いた時間に設定してリ
ターンとなる。逆に、前回の本ルーチンの実行時に補正
時間Ｔｃを減少（この実施例ではステップＳＢでＩ＝Ｉ
´でリターンとなった場合も含む）させたのであれば、
ステップＳＢからステップＳＤに移行し、ここで補正時
間Ｔｃを、前回の補正時間Ｔｃに増減単位時間Ａを加え
た時間に設定してリターンとなる。

【００３３】このように補正時間Ｔｃの増減を前回の補
正時間Ｔｃの増減とは逆にする理由は、前回の補正時間
Ｔｃの増加或いは減少によってＩ´＜Ｉとなった（三相
ブリッジ回路１３に流れる電流が増加した）のであるか
ら、その電流を減少させるべく、前回に補正時間Ｔｃを
増加させたのであれば、今回は逆に減少させ、前回減少
させたのであれば、今回は逆に増加させるようにしてい
るのである。

【００３４】一方、ステップＳＢでの比較の結果、Ｉ´
＞Ｉならば、ステップＳＥに移行し、前回の補正時間決
定ルーチンの実行時に補正時間Ｔｃを増加させたか否か
を判断する。前回の実行時に補正時間Ｔｃを増加させた
のであれば、その補正時間Ｔｃの増加が原因で電流が減
少したのであるから、今回も補正時間Ｔｃを増加させる
側、ひいては電流を減少させる側であるステップＳＤを
実行し、ここで補正時間Ｔｃを、前回の補正時間Ｔｃに
増減単位時間Ａを加えた時間に設定してリターンとな
る。逆に、前回の本ルーチンの実行時に補正時間Ｔｃを
減少させたのであれば、その補正時間Ｔｃの減少が原因
で電流が減少したのであるから、電流減少を促進する側
であるステップＳＦに移行し、ここで補正時間Ｔｃを、
前回の補正時間Ｔｃに増減単位時間Ａを加えた時間に設
定してリターンとなる。

【００３５】さて、図３に示すメーンルーチンにおい
て、今、第１の各位相区分パターンのうち、或る位相区
分パターンの特定期間Ｔｉに入ったとすると、ステップ
ＳＴ１で、次の位相区分パターンの比較データをロード
し、特定期間Ｔｉにおいて入力される基本波信号Ｖｕ
´，Ｖｖ´，Ｖｗ´およびＰＷＭ信号Ｐ1 のハイ・ロウ
の状態を比較データと比較する（ステップＳＴ２）。そ
して、誘起電圧と基準電圧Ｖ0 とがクロスすると、基本
波信号Ｖｕ´，Ｖｖ´，Ｖｗ´およびＰＷＭ信号Ｐ1 の
ハイ・ロウの状態が比較データと一致するので（ステッ
プＳＴ２で「ＹＥＳ」）、次の第１の位相区分パターン
の開始となり、ステップＳＴ３において直前の第１の位
相区分パターンの所要時間Ｔｂをロードすると共に、開
始された第１の位相区分パターンの所要時間を計測する
ために第１のタイマー機能を再スタートさせる。

【００３６】そして、次のステップＳＴ４で、第２の位
相区分パターンの時間を演算する。この場合、第２の位
相区分パターンの時間を（Ｔｂ／２）とすると、転流タ
イミングが誘起電圧と基準電圧Ｖ0 とのクロス時点から
３０度遅れた時点（従来と同時点）になってしまうの
で、これを補正時間決定ルーチンで設定したＴｃを用い
て［（Ｔｂ／２）−Ｔｃ］の式で補正し、第２のタイマ
ー機能をスタートさせる。この結果、転流タイミングが
誘起電圧と基準電圧Ｖ0 とのクロス時点から３０度遅れ
た時点よりもＴｃだけ早い時点に補正されたことにな
る。

【００３７】次に、第１の位相区分パターンの区数をイ
ンクリメントし（ステップＳＴ５）、第２のタイマー機
能が［（Ｔｂ／２）−Ｔｃ］のカウントを終了すると
（ステップＳＴ６で「ＹＥＳ」）、次のステップＳＴ７
で通電信号を出力する。そして、次のステップＳＴ８で
第３のタイマー機能の計測時間を演算する。ここで、第
３のタイマー機能の計測時間を第１の位相区分パターン
の時間Ｔｂの１／４に設定すると、第２の位相区分パタ
ーンの時間が（Ｔｂ／４）よりＴｃだけ早まっているた
め、特定期間ＴｉがＴｃだけ早い時点から開始されてし
まう。そこで、本実施例では、第３のタイマー機能の計
測時間を［（Ｔ／４）＋Ｔｃ］なる式により求め、特定
期間Ｔｉが誘起電圧と基準電圧Ｖ0 とのクロス時点より
略１５度相当時間前に開始されるようにしている。そし
て、第３のタイマー機能が時間をカウント終了して特定
期間Ｔｉに入ると（ステップＳＴ９で「ＹＥＳ」）、ス
テップＳＴ５でインクリメントされた次の第１の位相区
分パターンの比較データをロードする前記ステップＳＴ
１に戻る。

【００３８】この実施例によれば、転流タイミングが従
来のタイミングより補正時間Ｔｃだけ早められる。この
補正時間Ｔｃは、図４（ｃ）の補正時間決定ルーチンか
ら理解されるように、三相ブリッジ回路１３に流れる電
流Ｉが最小となるように決定される。従って、ブラシレ
スモータ１５の効率が向上され、また電流が最小となる
ように制御されて効率が向上することは、いわゆる力率
が改善されたことを意味し、巻線１５ｕ，１５ｖ，１５
ｗの電流波形が誘起電圧のピーク時点Ｔｐに対し対称形
となることを意味する。

【００３９】なお、上記実施例では、誘起電圧と基準電
圧Ｖ0 がクロスした時点から３０度遅れた時点を基準タ
イミングとし、これを補正時間Ｔｃにより補正して転流
タイミングを求めたが、これは誘起電圧と基準電圧Ｖ0
がクロスした時点を基準タイミングとし、これを補正時
間（基準タイミングからの遅れ時間）により補正して転
流タイミングを求めるようにしても良い。また、上記実
施例では、三相ブリッジ回路１３に供給される電気量の
うち、電流を検出して該電流量に基づいて補正時間Ｔｃ
を求めるようにしたが、電流および電圧を検出し、この
両者から補正時間を求めるように構成しても良い。

【００４０】

【発明の効果】本発明は以上述べたように、モータの回
転速度および負荷が変化しても、常にモータ巻線の誘起
電圧のピーク時点に関し、巻線電流が対称波形となるよ
うな転流タイミングを確保でき、その結果、モータの効
率を向上させることができるインバータ装置を提供でき
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を示す回路図

【図２】図１の各部の波形図

【図３】図１のマイクロコンピュータの作用を説明する
ためのフローチャートその１

【図４】同フローチャートその２

【図５】従来のインバータ装置の回路図

【図６】ブラシレスモータの一つの巻線の端子電圧と電
流の波形図

【図７】図２相当図

【図８】ブラシレスモータの一つの巻線の誘起電圧、端
子電圧、電流の波形図

【符号の説明】

２は直流電源回路、７〜１２はトランジスタ（スイッチ
ング素子）、１３は三相ブリッジ回路（スイッチング回
路）、１５はブラシレスモータ、１７は通電信号回路、
２３はパルス幅変調回路、２４はゲート回路（駆動回
路）、３１はマイクロコンピュータ（通電信号形成手
段）、３２はシャント抵抗（電気量検出手段，電流検出
要素）である。

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【手続補正書】

【提出日】平成５年１月６日

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００３９

【補正方法】変更

【補正内容】

【００３９】なお、上記実施例では、誘起電圧と基準電
圧Ｖ0 がクロスした時点から３０度遅れた時点を基準タ
イミングとし、これを補正時間Ｔｃにより補正して転流
タイミングを求めたが、これは誘起電圧と基準電圧Ｖ0
がクロスした時点を基準タイミングとし、これを補正時
間（基準タイミングからの遅れ時間）により補正して転
流タイミングを求めるようにしても良い。また、上記実
施例では、直流母線６に流れる電流を、三相ブリッジ回
路１３に供給される電流として検出するようにしたが、
交流電源１から直流電源回路２の全波整流器３に流れる
電流を、三相ブリッジ回路１３に供給される電流として
検出する構成としても良い。さらには、上記実施例で
は、三相ブリッジ回路１３に供給される電気量のうち、
電流を検出して該電流量に基づいて補正時間Ｔｃを求め
るようにしたが、電流および電圧を検出し、この両者か
ら補正時間を求めるように構成しても良い。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 モータが有する複数相の巻線に順次通電
   するための複数のスイッチング素子からなるスイッチン
   グ回路と、 パルス幅変調信号を得るパルス幅変調回路と、 前記スイッチング回路に供給される少なくとも電流を検
   出する電流検出要素を備えた電気量検出手段と、 転流タイミングを、前記巻線の端子電圧と基準電圧との
   比較結果、および前記電気量検出手段により検出する電
   気量を逐次比較した結果により決定し、その転流タイミ
   ングに対応する通電信号を得る通電信号形成手段と、 前記通電信号とパルス幅変調信号とを合成して前記スイ
   ッチング素子を駆動する駆動回路とを有するインバータ
   装置。