JPH0710043B2

JPH0710043B2 - Ｐｗｍ駆動回路

Info

Publication number: JPH0710043B2
Application number: JP60145071A
Authority: JP
Inventors: 良彦渡辺; 恒良長下; 将新沼; 勇野村; 公人小林; 章男並木
Original assignee: Pioneer Corp
Current assignee: Pioneer Corp
Priority date: 1985-07-02
Filing date: 1985-07-02
Publication date: 1995-02-01
Anticipated expiration: 2010-02-01
Also published as: JPS626521A

Description

【発明の詳細な説明】技術分野本発明は、PWM（パルス幅変調）駆動回路に関し、特に
駆動信号の信号レベルに応じたパルス幅のパルス信号を
生成し、このパルス信号に基づいて負荷をスイッチング
駆動するPWM駆動回路に関する。

背景技術モータ等の負荷を駆動する１方式として、PWM双方向ス
イッチング駆動方式が知られている。当該駆動方式は、
損失が少なくかつ消費電力を低減できるという優れた特
徴を有しており、特にバッテリを電源とする車載用機器
や携帯用機器等におけるモータ等の負荷の駆動に有用で
ある。

従来、PWM駆動回路としては、第13図に示すように、互
いに同相の２つの三角波信号a,bを生成し、これら三角
波信号をその一方ａが他方ｂに比して直流バイアスレベ
ルが高い状態で比較回路100の上限及び下限の基準入力
とし、更に駆動信号ｃを比較入力とすることにより、駆
動信号の信号レベルに応じたパルス幅でかつ負荷の駆動
方向に対応した一対のパルス信号d,eを得、この一対の
パルス信号d,eに基づいて負荷をスイッチング駆動する
構成のものがあった。

かかる構成において、駆動信号ｃの信号レベルが小なる
範囲では三角波信号の先端部分を使用することになる。
しかし、三角波信号の生成過程において、アンプには帯
域が無限大のものは無く、三角波の先端部分にリンギン
グがのったり、いわゆるなまりが生ずるのは避けられな
いので、三角波信号の先端部分を使用しなければならな
い従来回路では、特に駆動信号ｃの信号レベルが小なる
ときの入出力特性のリニアリティが悪化するという欠点
があった。

発明の概要本発明は、上記のような従来のものの欠点を除去すべく
なされたもので、パルス信号の生成に三角波信号の直線
部分のみを利用することにより、特に駆動信号の信号レ
ベルが小なるときの入出力特性のリニアリティの向上を
可能としたPWM駆動回路を提供することを目的とする。

本発明によるPWM駆動回路は、ピーク値がほぼ等しく互
いに逆相の２相の三角波信号を生成し、この２相の三角
波信号をそれぞれ比較回路の上限及び下限の基準入力と
することにより、駆動信号の信号レベルに応じたパルス
信号を生成する構成となっている。

実施例以下、本発明の実施例を図に基づいて詳細に説明する。

第１図において、第１の定電流源１は、トランジスタ
Q₁，Q₂及び抵抗R₁，R₂からなる電流ミラー回路によって
構成されている。この第１の定電流源１と直列接続され
た第２の定電流源２は、互いに並列接続されたトランジ
スタQ₃，Q₄と、これらトランジスタQ₃，Q₄と抵抗R₃を介
してベースが共通接続されたトランジスタQ₅及び各トラ
ンジスタのエミッタ抵抗R₄，R₅からなる電流ミラー回路
によって構成されており、第１の定電流源１の定電流値
I₀の２倍の電流値２I₀を吸い込むようになっている。第
１及び第２の定電流源1,2の共通接続点、即ちトランジ
スタQ₂及びトランジスタQ₃，Q₄のコレクタ共通接続点と
基準電位点であるアースとの間には、蓄電手段であるコ
ンデンサC₁が接続されている。

コンデンサC₁の両端電圧は、コンパレータCOMP₁，COMP₂
からなり当該電圧レベルを監視する比較回路３の比較入
力、即ちコンパレータCOMP₁の反転入力及びCOMP₂の非反
転入力となる。比較回路３の上限及び下限の比較基準レ
ベルV_U及びV_Lは、互いに直列接続された４つの抵抗R₅〜
R₈による基準電源電圧Vrefの分圧によって設定されてい
る。抵抗R₅〜R₈は更に、基準電源電圧Vrefを略1/2に分
圧し、電圧ホロア回路構成のオペアンプOP₁を介して1/2
Vrefとする。比較回路３の２つの比較出力、即ちコンパ
レータCOMP₁，COMP₂の各出力はRS-フリップフロップ４
のセット（Ｓ）及びリセット（Ｒ）入力となる。フリッ
プフロップ（以下単にFFと記す）４の出力は、トラン
ジスタQ₆及び抵抗R₉，R₁₀からなり第２の定電流源２の
活性化・非活性化の制御をなす制御回路５に供給され
る。この制御回路５は、トランジスタQ₆がFF4の出力
に応答してオン状態となってトランジスタQ₃，Q₄をオフ
状態とすることにより、第２の定電流源２を非活性化状
態とする。

第２の定電流源２におけるエミッタ抵抗R₅の両端電圧は
電圧ホロア回路構成のオペアンプOP₂の反転入力となっ
ている。オペアンプOP₂は抵抗R₁₁，R₁₂による基準電源
電圧Vrefの分圧によって比較基準レベルが設定されてお
り、その比較出力によって第１及び第２の定電流源1,2
の定電流値を設定する電流値設定回路６を構成してい
る。

コンデンサC₁の両端電圧は電圧ホロア回路構成のオペア
ンプOP₃を介して第１相の三角波信号φａになると共
に、オペアンプOP₄及び抵抗R₁₃，R₁₄からなるインバー
タ７で位相反転されて第１相の三角波信号φａとは逆相
の第２相の三角波信号φｂとなる。これら三角波信号φ
a,φｂには、1/2Vrefの直流バイアスが与えられる。

以上により、ピーク値がほぼ等しく互いに逆相の２相の
三角波信号φa,φｂを発生する三角波生成回路８が構成
されている。かかる三角波生成回路８では、定電流値I_O
なる第１の定電流源１と定電流値２I_Oなる第２の定電流
源２とを設け、第２の定電流源２のオン／オフ制御によ
ってコンデンサC₁を定電流にて充放電することにより、
三角波を生成する構成となっているので、当該回路８を
IC（集積回路）化する場合には、コンデンサC₁用として
端子ピンが１個（第１図における端子8a）で済むという
利点がある。

２相の三角波信号φa,φｂはコンパレータCOMP₃，COMP₄
からなる比較回路９の上限及び下限の比較基準入力、即
ちコンパレータCOMP₃，COMP₄の各反転入力となる。比較
回路９の比較入力、即ちコンパレータCOMP₃，COMP₄の各
非反転入力として負荷である例えばモータＭの駆動信号
が抵抗R₁₅を介して供給される。コンパレータCOMP₃，CO
MP₄の各非反転入力端には抵抗R₁₆（R₁₅＝R₁₆）を介して
基準電源電圧Vrefが印加されており、抵抗R₁₅，R₁₆の各
抵抗値が等しく設定されていることで、駆動信号はウィ
ンドコンパレータ９の比較入力となる時点で1/2Vrefに
バイアスされることになる。すなわち、駆動信号の信号
基準レベルが1/2Vrefとなる。

これにより、三角波生成回路８の回路基準レベル、即ち
比較回路３の比較基準レベルと駆動信号の直流バイアス
レベル（信号基準レベル）とが共に同一の基準電源電圧
Vrefの抵抗分圧によって設定されることになる。従っ
て、電源電圧の変動があっても２相の三角波信号φa,φ
ｂと駆動信号との相対的な信号レベルが常に一定に保た
れることになるので、電源電圧の変動に拘らず常に安定
した回路動作が行なわれることになる。

コンパレータCOMP₃の比較出力はANDゲート10及びNORゲ
ート11の各一入力となり、コンパレータCOMP₄の比較出
力はANDゲート10及びNORゲート11の各他入力となる。こ
れにより、ANDゲート10及びNORゲート11の各出力端に
は、モータＭの駆動方向に対応した第１及び第２のパル
ス信号が導出されることになる。

先述した駆動信号は抵抗R₁₅を介してコンパレータCOMP₅
の非反転入力ともなっている。コンパレータCOMP₅は1/2
Vrefを反転入力とすることで、駆動信号の信号基準レベ
ルに対する極性を判別する極性判別手段を構成してい
る。コンパレータCOMP₅の判別出力はD-FF12のデータ
（Ｄ）入力となる。D-FF12は三角波生成回路８における
RS-FF4のＱ出力をトリガ（Ｔ）入力とし、そのQ,出力
はANDゲート13,14の各一入力となる。ANDゲート13,14は
ANDゲート10及びNORゲート11の各出力、即ち第１及び第
２のパルス信号をそれぞれ他入力としており、D-FF12の
Q,出力に基づいて第１及び第２のパルス信号のうちの
いずれか一方のみを出力するゲート手段を構成してい
る。

ANDゲート13,14の各出力パルスは、後述するモータドラ
イブ回路18における逆起電力吸収用ダイオードD₁，D₂の
逆起電力によるエネルギー損失分を補償する補償回路1
5,16に供給される。補償回路15において、ANDゲート13
の出力パルスが抵抗R₁₇を介してトランジスタQ₇のベー
ス入力となり、このトランジスタQ₇はコンデンサC₂と並
列接続されている。コンデンサC₂はトランジスタQ₇のオ
ン時に両端が短絡されて充電電荷が瞬時に放電され、ト
ランジスタQ₇がオフになった時点、即ちANDゲート13の
出力パルスが消滅した時点から定電流源Iaによって充電
が開始される。コンデンサC₂の両端電圧はコンパレータ
COMP₆の反転入力となる。コンパレータCOMP₆は基準電圧
E_Oを非反転入力とし、コンデンサC₂の両端電圧が基準電
圧E_Oより低いとき高レベルのパルス信号を発生する。そ
の結果、補償回路15からはANDゲート13の出力パルスに
対し、ほぼ一定のパルス幅のパルスが追加されたパルス
信号が出力されることになる。

補償回路16も補償回路15と同様に、抵抗R₁₈、トランジ
スタQ₈、コンデンサC₃、定電流源Ib及びコンパレータCO
MP₇によって構成されており、その動作も補償回路15と
全く同じである。

補償回路15,16の各出力パルスは、プリドライブ回路17
を介してモータドライブ回路18に供給される。モータド
ライブ回路18において、モータＭはPNP形トランジスタQ
₉とNPN形トランジスタQ₁₀及びPNP形トランジスタQ₁₁とN
PN形トランジスタQ₁₂の各コレクタ共通接続点間に接続
されている。トランジスタQ₉，Q₁₀，Q₁₁，Q₁₂はパワー
トランジスタである。トランジスタQ₉，Q₁₁の各エミッ
タは直接電源V_CCに接続され、各ベースはそれぞれ抵抗R
₁₉，R₂₀を介して電源V_CCに接続されている。一方、トラ
ンジスタQ₁₀，Q₁₂の各エミッタは共に接地され、各ベー
スはそれぞれ抵抗R₂₁，R₂₂を介して接地されると共にツ
ェナーダイオードZD₁，ZD₂を介して各コレクタに接続さ
れている。モータＭの両端は逆起電力吸収用ダイオード
D₁，D₂を介して電源V_CCに接続されている。

プリドライブ回路17において、補償回路15から供給され
るパルス信号は抵抗R₂₃，R₂₄及びトランジスタQ₁₃から
なるプリドライブ段を介してパワートランジスタQ₉を駆
動すると共に、インバータ19で反転された後抵抗R₂₅〜R
₂₇及びトランジスタQ₁₄からなるプリドライブ段を介し
てパワートランジスタQ₁₂を駆動する。これにより、モ
ータＭには図に実線で示す矢印方向の電流が流れ、モー
タＭは正方向に回転駆動されることになる。また、補償
回路15からのパルス信号はインバータ20を介してトラン
ジスタQ₁₅にも供給され、モータＭの正方向駆動の停止
時に当該トランジスタQ₁₅をオンせしめる。これによ
り、パワートランジスタQ₁₂のベース・エミッタ間がト
ランジスタQ₁₅によって短絡されるので、パワートラン
ジスタQ₁₂は瞬時にオフ状態となる。このトランジスタQ
₁₅を設けた理由については、後で詳細に説明する。トラ
ンジスタQ₁₅のベースは抵抗R₂₈を介して電源V_CCに接続
されている。

一方、補償回路16から供給されるパルス信号は抵抗
R₂₉，R₃₀及びトランジスタQ₁₆からなるプリドライブ段
を介してパワートランジスタQ₁₁を駆動すると共に、イ
ンバータ21で反転された後抵抗R₃₁〜R₃₃及びトランジス
タQ₁₇からなるプリドライブ段を介してパワートランジ
スタQ₁₀を駆動する。これにより、モータＭには図に破
線で示す矢印方向の電流が流れ、モータＭは逆方向に回
転駆動されることになる。また、補償回路16からのパル
ス信号はインバータ22を介してトランジスタQ₁₈にも供
給され、モータＭの逆方向駆動の停止時に当該トランジ
スタQ₁₈をオンせしめる。これにより、パワートランジ
スタQ₁₀のベース・エミッタ間がトランジスタQ₁₈によっ
て短絡されるので、パワートランジスタQ₁₀は瞬時にオ
フ状態となる。トランジスタQ₁₈のベースは抵抗R₃₄を介
して電源V_CCに接続されている。

次に、本発明によるPWM駆動回路の回路動作について説
明する。

まず、三角波生成回路８の回路動作を第２図の波形図を
参照しつつ説明する。三角波生成回路８において、第２
の定電流源２が非活性状態にあるとき、即ちトランジス
タQ₆のオンによりトランジスタQ₃，Q₄がオフ状態にある
とき、コンデンサC₁は第１の定電流源１から供給される
定電流により、第２図（ａ）に示すように、一定の傾斜
角をもって充電される。コンデンサC₁の両端電圧が比較
回路３の上限基準レベルV_Uに達するとコンパレータCOMP
₁が低レベルのパルス（ｂ）を発生し、このパルス
（ｂ）に応答してRS-FF4の出力（ｄ）が低レベルに遷
移する。これにより、トランジスタQ₆がオフ状態となる
ので、第２の定電流源２が活性化状態、即ちトランジス
タQ₃，Q₄がオン状態となり、第１の定電流源１の定電流
の２倍の電流の吸い込みを行なう。

その結果、それまで充電状態にあったコンデンサC₁は放
電状態に移行し、第２図（ａ）に示すように、充電時と
同じ傾斜角をもって放電が行なわれる。続いて、コンデ
ンサC₁の両端電圧が比較回路３の下限基準レベルV_Lに達
するとコンパレータCOMP₂が低レベルのパルス（ｃ）を
発生し、このパルス（ｃ）に応答してRS-FF4の出力
（ｄ）が高レベルに遷移する。即ちRS−FF14は三角波の
ピーク毎に反転信号を出力する反転手段を構成する。こ
れにより、トランジスタQ₆がオン状態となり、第２の定
電流源２が非活性化状態となるので、再びコンデンサC₁
は第１の定電流源１から供給される定電流により一定の
傾斜角をもって充電されることになる。

このように、第１及び第２の定電流源1,2による定電流
にてコンデンサC₁の充放電動作が繰り返されることによ
り、コンデンサC₁の両端電圧は、第２図（ａ）に実線で
示す如く三角波状に変化し、オペアンプOP₃を介して第
１相の三角波信号φａとして出力され、又インバータ７
で位相反転されることにより、第２図（ａ）に破線で示
す如く第１相の三角波信号φａとピーク値が等しくかつ
逆相の第２相の三角波信号φｂとして出力されることに
なる。この２相の三角波信号φa,φｂは比較回路９の規
準入力となる。

比較回路９の比較入力としては、1/2Vrefの信号規準レ
ベルを有するモータＭの駆動信号が供給される。ここ
で、モータＭが例えばコンパクトディスクを回転駆動す
るスピンドルモータである場合には、ディスクからの再
生同期信号と基準同期信号との比較によって得られるエ
ラー信号が上記駆動信号となり、このエラー信号に基づ
いてスピンドルモータの駆動制御が行なわれることにな
る。これがいわゆるスピンドルサーボである。

第３図において、２相の三角波信号φa,φｂのクロス点
が1/2Vrefレベルとなっており、この1/2Vrefレベルに対
して駆動信号の信号レベルが高い場合及び低い場合のPW
M動作について以下に説明する。

比較回路９において、まず、駆動信号の信号レベルが図
（ａ）に一点鎖線で示す如く1/2Vrefレベルより高い場
合には、コンパレータCOMP₃の出力（ｂ）は駆動信号の
信号レベルに対し第１相の三角波信号φａの信号レベル
が低くなった時点t₁で低レベルから高レベルに遷移し、
三角波信号φａの信号レベルが駆動信号の信号レベルを
越える時点t₄まで高レベルを維持する。また、コンパレ
ータCOMP₄の出力（ｃ）は、第２相の三角波信号φｂの
信号レベルが駆動信号の信号レベルを越えた時点t₂で高
レベルから低レベルに遷移し、駆動信号の信号レベルよ
り低くなった時点t₃で再び高レベルに遷移する。

一方、駆動信号の信号レベルが図（ａ）に二点鎖線で示
す如く1/2Vrefレベルより低くかつ例えば上記の場合と
同一の絶対値レベルを有する場合には、コンパレータCO
MP₃の出力（ｄ）は第１相の三角波信号φａの信号レベ
ルが駆動信号の信号レベルを越えた時点t₂で低レベルか
ら高レベルに遷移し、三角波信号φａの信号レベルが駆
動信号の信号レベルを越えた時点t₃まで高レベルを維持
する。また、コンパレータCOMP₄の出力（ｅ）は、第２
相の三角波信号φｂの信号レベルが駆動信号の信号レベ
ルを越えた時点t₁で高レベルから低レベルに遷移し、駆
動信号の信号レベルより低くなった時点t₄で再び高レベ
ルに遷移する。

コンパレータCOMP₃，COMP₄の各出力はANDゲート10及びN
ORゲート11の２入力となっており、ANDゲート10は２入
力が共に高レベルのとき、即ち駆動信号の信号レベルが
1/2Vrefレベルより高いとき高レベルのパルス（ｆ）を
出力し、NORゲート11は２入力が共に低レベルのとき、
即ち駆動信号の信号レベルが1/2Vrefレベルより低いと
き高レベルのパルス（ｇ）を出力する。従って、ANDゲ
ート10及びNORゲート11はモータＭの駆動方向に対応し
たパルス信号（ｆ），（ｇ）を出力することになる。な
お、ここでは駆動信号の信号レベルが一定の場合につい
て説明したので、パルス（ｆ），（ｇ）のパルス幅が一
定となっているが、このパルス幅が駆動信号の信号レベ
ルに応じて変化することは容易に理解できる。

このように、ピーク値が等しくかつ互いに逆相の２相の
三角波信号φa,φｂを生成し、この２相の三角波信号φ
a,φｂの直線部分を用いてPWM動作を行なうことによ
り、たとえ三角波の先端部分にリンギングがのったり、
いわゆるなまりが生じていても、駆動信号の信号レベル
が小なるときのリニアリティの悪化は全くないのであ
る。

ここで、基準電源電圧Vrefが変動した場合、PWMによっ
て生成されるパルス信号のパルス幅が変化し、このパル
ス信号による駆動電力が電源電圧の変動に応じて変化し
てしまうことになる。すなわち、第４図（Ａ）に示すよ
うに、駆動信号がある信号レベルのときのパルス信号の
パルス幅をT_Oとすると、このパルス信号による駆動電力
は、そのパルス幅T_Oとドライブ電圧V_D（基準電源電圧Vr
ef）の積で定義されるので、電源電圧の変動によりドラ
イブ電圧V_Dが例えば1/2になった場合、駆動電力も斜線
で示す如く1/2になってしまうことになる。

ところが、三角波生成回路８においては、第１及び第２
の定電流源1,2の定電流値を設定する電流値設定回路６
の比較基準レベルが抵抗R₁₁，R₁₂による基準電源電圧Vr
efの分圧によって設定されており、当該基準レベルも電
源電圧の変動に応じて変動することになるので、電流値
設定回路６は電源電圧の変動に応じて第１及び第２の定
電流源1,2の定電流値を制御できることになる。その結
果、第４図（Ｂ）に示すように、三角波の傾斜角が変化
することになる。一方、比較回路３の上限及び下限の比
較基準レベルV_U，V_Lも抵抗R₅〜R₈による基準電源電圧Vr
efの分圧によって設定されているので、基準電源電圧Vr
efが1/2になれば、上限及び下限の比較基準レベルV_U，V
_Lも1/2になり、その結果三角波のピーク値V_Pが第４図
（Ｂ）に示す如く電源変動前の1/2になる。従って、三
角波の繰返し周期が電源変動前と変動後で同じになるよ
うに三角波の傾斜角を設定することにより、変動前の２
倍（２T_O）のパルス幅を有するパルス信号が生成される
ことになるので、ドライブ電圧V_Dが1/2になってもパル
ス信号による駆動電力は電源変動前と同じになる。

すなわち、三角波生成回路８においては、三角波のピー
ク値及び傾斜度を電源電圧の変動に応じて制御すること
により、パルス信号による駆動電力を基準電源電圧Vref
の変動に拘らず常に一定にできるのである。なお、三角
波の傾斜角は第１及び第２の定電流源1,2の定電流値及
びコンデンサC₁の容量によって決定される。

再び第１図において、今、駆動信号の信号レベルが第５
図（ａ）に一点鎖線で示す如く変化したとすると、その
駆動信号の極性及び信号レベルに応じたパルス幅の２つ
のパルス信号（ｂ），（ｃ）がANDゲート10及びNORゲー
ト11から出力され、それぞれANDゲート13,14の各一入力
となる。駆動信号はコンパレータCOMP₅の比較入力とも
なって、信号基準レベル1/2Vrefに対する極性が判別さ
れる。このコンパレータCOMP₅の比較出力（ｄ）をデー
タ入力とするD-FF12は、三角波生成回路８におけるRS-F
F4のＱ出力（ｅ）をトリガ入力としており、当該Ｑ出力
（ｅ）の立下がりのタイミングでQ,出力（ｆ），
（ｇ）を発生する。このQ,出力（ｆ），（ｇ）はゲー
ト制御信号としてANDゲート13,14に供給される。

なお、上記実施例では、RS-FF4のＱ出力（ｅ）を直接D-
FF12のトリガ入力としていたが、Ｑ出力（ｅ）の立上り
及び立下りのタイミングでパルスを発生するパルス発生
器を介してD-FF12のトリガ入力とすることも可能であ
る。これによれば、極性判別の周期が1/2となり、分解
能を２倍にできることになる。

D-FF12のQ,出力（ｆ），（ｇ）はモータＭの駆動方向
を決定する制御信号となり、例えば駆動信号の信号レベ
ルが小さくかつその極性が正から負に変るタイミングで
NORゲート11から第５図（ｃ）に示す如く瞬時に発生し
た逆方向駆動のパルス信号（第１番目のパルス）に対し
ては、その発生時点では出力（ｇ）が低レベルにある
ので、ANDゲート14はその出力を禁止する動作をなす。
この禁止する理由について以下に説明する。

今、駆動信号の信号レベルが小さくかつその極性が正か
ら負に変わるタイミングで、NORゲート11から第５図
（ｃ）に示す如く瞬時に逆方向駆動のパルス信号が発生
した場合を考えるに、モータドライブ回路18では、第５
図（ｂ）に示すパルス信号に応答してトランジスタQ₉，
Q₁₂がオン状態となり、モータＭを正方向に駆動してい
るのであるが、第５図（ｃ）に示す逆方向駆動のパルス
信号が発生することで、トランジスタQ₉，Q₁₂がオフ状
態となり、トランジスタQ₁₁，Q₁₀がオン状態となってモ
ータＭを逆方向に駆動しようとする。

ここで、トランジスタには一般に、第６図に示す如くベ
ース・エミッタ間に容量C_Oが存在することにより、駆動
パルス（ａ）に応答してオン状態にあるトランジスタが
パルス（ａ）の消滅時点からオフ状態に移行するまでに
t_OFFなるディレー時間を要する特性を有している。従っ
て、上述のように、第５図（ｃ）に示す逆方向駆動のパ
ルス信号が発生することで、トランジスタQ₉，Q₁₂がオ
フ状態となり、トランジスタQ₁₁，Q₁₀がオン状態となる
はずなのであるが、上記ディレー時間t_OFFによってトラ
ンジスタQ₁₂が瞬時にオフ状態になり得なく、一時的に
トランジスタQ₁₁と同時にオン状態となる期間が生じる
ことになるので、トランジスタQ₁₁，Q₁₂に大電流が流れ
当該トランジスタが破壊に至る場合が生じることにな
る。

ところが、本PWM駆動回路では、ANDゲート13,14を設
け、これらゲート13,14を駆動信号の信号基準レベルに
対する極性判別結果に基づいて制御するようにしたの
で、上記の例の場合には、第５図（ｃ）に示す逆方向駆
動のパルス信号の出力をD-FF12の出力（ｇ）に応答し
てANDゲート14で禁止できるから、トランジスタQ₁₂がト
ランジスタQ₁₁と同時にオン状態となることはないので
ある。

また、パワートランジスタQ₁₂，Q₁₀のディレー時間t_OFF
を小さくするために、プリドライブ回路17にはトランジ
スタQ₁₅及びQ₁₈が設けられている。これらトランジスタ
Q₁₅，Q₁₈はパワートランジスタQ₁₂，Q₁₀の駆動パルスの
消滅に応答して瞬時にオン状態となり、これらトランジ
スタQ₁₂，Q₁₀のベース・エミッタ間を短絡することによ
り上記ディレー時間t_OFFを短絡できるのである。トラン
ジスタのディレー時間t_OFFは一般に１〜２μsec位であ
るが、トランジスタQ₁₅及びQ₁₈を設けたことによって約
1/10、即ち100nsec程度に短縮が可能となる。ここで、
２つの三角波信号φａ、φｂの位相がずれた場合につい
て考察するに、このような場合にはAND回路10あるいはN
OR回路11により正規の位相状態では本来出力されない不
要なパルス信号が出力されることがあるが、コンパレー
トCOMP5により極性が判別により、その判別結果と三角
派の極性反転信号であるトリガ信号に応じて、Ｄ−FF12
のQ,出力が発生するので、AND回路13,14からは前記不
要パルス信号の出力が禁止される。

このようにして、２つの三角波信号φａ、φｂの位相が
ずれていても、モータドライブ回路18に対して正規の正
及び逆方向に応じた駆動電流が供給される。

上述したパワートランジスタの同時ON防止のための他の
実施例を第７図に示す。本図において、先述した如くモ
ータＭの駆動方向に対応した第１及び第２のパルス信号
（ａ）がANDゲート10及びNORゲート11から出力され、こ
れらパルス信号はそれぞれ遅延回路23,24で所定時間τ_O
だけ遅延される。これら遅延出力（ｂ）はそれぞれ３ス
テートバッファ25,26に供給される。また、第１及び第
２のパルス信号（ａ）はワンショットマルチバイブレー
タ27,28にもそれぞれ供給される。ワンショットマルチ
バイブレータ27,28は第１及び第２のパルス信号の発生
時点からその消滅後一定時間、好ましくは遅延回路23,2
4の遅延時間τ_Oの２倍の時間（２τ_O）だけ経過するま
での間低レベルの出力（ｃ）を発生し、バッファ26,25
に供給して遅延回路24,23から出力される第２及び第１
のパルス信号の次段への供給を禁止する。

第８図は第７図の回路の動作波形図であり、図中（ａ）
〜（ｃ）は第７図の各部信号（ａ）〜（ｃ）の各波形を
それぞれ対応して示している。この波形図を参照して第
７図の回路動作を例えばANDゲート10側に関して説明す
るならば、パルス信号（ａ）は遅延回路23で時間τ_Oだ
け遅延されてモータＭの駆動パルス（ｂ）となるのであ
るが、このときワンショットマルチバイブレータ27から
出力される低レベルの禁止信号（ｃ）に応答してバッフ
ァ26が他方の駆動パルスの出力ラインを遮断状態とす
る。これにより、駆動パルス（ｂ）の発生前及び発生後
の一定期間（時間τ_O）の間他方の駆動パルスの出力が
禁止されることになるので、時間τ_Oを先述したパワー
トランジスタQ₁₂，Q₁₀のディレー時間t_OFFよりも長く設
定することにより、パワートランジスタQ₉とQ₁₀（又はQ
₁₁とQ₁₂）が同時にオン状態となることはないのであ
る。

なお、先述したように、トランジスタのディレー時間t
_OFFは一般に１〜２μsec位であるから、時間τ_Oを５μs
ec程度に設定するのが望ましい。

第１図において、ANDゲート13,14から出力されるモータ
Ｍの駆動方向に対応した第１及び第２のパルス信号は補
償回路15,16にそれぞれ供給される。これら補償回路15,
16はモータドライブ回路18における逆起電力吸収用ダイ
オードD₁，D₂でのエネルギー損失分を補償するためのも
のである。逆起電力吸収用ダイオードD₁，D₂でのエネル
ギー損失はほぼ一定であり、パルス信号のパルス幅が大
きいときには無視し得る程度のものであるが、パルス幅
が小さいときは損失の比率が大きくなってくる。従っ
て、第９図に破線で示すように、パルス信号のパルス幅
が小なる領域でゲインが低下することになるので、パル
ス幅が小さいときに逆起電力吸収用ダイオードD₁，D₂で
のエネルギー損失分を補償してやれば良いのである。

ここで、補償回路15の回路動作について第10図の波形図
を参照しつつ説明するならば、コンデンサC₂は定電流源
Iaにより定電流にて充電されており、入力パルス（ａ）
に応答してトランジスタQ₇がオン状態となることによっ
てコンデンサC₂の充電電荷が瞬時に放電され、入力パル
ス（ａ）が消滅した時点から再びコンデンサC₂は定電流
にて充電される。従って、コンデンサC₂の両端電圧は第
10図（ｂ）に示す如く変化する。この両端電圧（ｂ）は
コンパレータCOMP8で基準電圧E_Oと比較され、その結果
コンパレータCOMP8の出力端には入力パルス（ａ）の発
生時からその消滅後一定時間Taだけ経過するまでの時間
のパルス幅を有するパルス信号（ｃ）が得られることに
なる。すなわち、入力パルス（ａ）に対して一定のパル
ス幅Taが追加されたことになり、この追加されたパルス
幅Ta分に相当するエネルギーによって逆起電力吸収用ダ
イオードD₁，D₂でのエネルギー損失分を補償できるので
ある。

第11図には補償回路15,16の入出力特性、即ち入力パル
スのパルス幅と追加されるパルス幅との関係が示されて
おり、コンデンサC₂の両端電圧がコンパレータCOMP8の
基準電圧E_Oまで低下し得ない程度の入力パルスのパルス
幅領域ではパルス幅の追加はなく、基準電圧E_O以下零
レベルになるまでの領域では追加パルス幅が比例的に
変化し、零レベルに達した以降の領域では追加される
パルス幅が固定幅となる。すなわち、入力パルスのパル
ス幅が極めて小さい領域，ではパルス幅の追加が無
かったり、追加パルス幅が比例的に変化するが、これは
入力パルスの立上り及び立下りが急峻ではなく実際には
なだらかであることに起因するものであり、その結果領
域の範囲では第９図に実線で示す如くゲインを向上で
きることになる。

補償回路15,16としては、上記実施例の構成のものに限
定されることなく、例えば第12図に示すように、入力パ
ルスの立上りエッジに応答して一定のパルス幅Tbを有す
るパルス信号を発生するパルス発生回路29と、このパル
ス発生回路29の出力パルスと入力パルスとの論理和をと
るORゲート30とからなる構成のものであっても良い。か
かる構成においては、入力パルスのパルス幅が上記パル
ス幅Tbより小なるときには、常時当該パルス幅Tbを有す
るパルス信号がORゲート30から出力されることにより、
入力パルスのパルス幅が小さいときの逆起電力吸収用ダ
イオードD₁，D₂でのエネルギー損失分の補償が行なわ
れ、入力パルスのパルス幅が上記パルス幅Tbより大なる
ときには入力パルスに対するパルス幅の変更は行なわれ
ない。

なお、上記実施例では、コンパクトディスクを回転駆動
するスピンドルモータの駆動回路に適用した場合につい
て説明したが、これに限定されるものではなく、ピック
アップを駆動するキャリッジモータ、ピックアップにお
ける情報読取光のフォーカスやトラッキングの制御をな
すフォーカスアクチュエータやトラッキングアクチュエ
ータの駆動回路にも適用可能であり、、又コンパクトデ
ィスクプレーヤのみならず種々の機器における各種負荷
の駆動回路にも広く適用できるものである。

発明の効果以上説明したように、本発明によるPWM駆動回路によれ
ば、負荷を駆動するパルス信号の生成に三角波信号の直
線部分のみを利用する構成となっているので、三角波の
先端部分にリンギングがのったり、なまりが生じていて
もこれらの影響を全く受けることはなく、特に駆動信号
の信号レベルが小なるときの入出力特性のリニアリティ
を向上できることになる。また、２相の三角波信号の位
相がずれた時にも、極性判別手段と駆動パルス発生手段
によって不要な駆動パルス信号の発生を防止することが
でき、特にCDプレーヤのような高速及び微小パルス信号
で駆動させる駆動回路に有効である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は第１
図における三角波生成回路の回路動作を説明するための
各部波形図、第３図はPWM動作による負荷の駆動方向に
対応した２つのパルス信号の生成動作を説明するための
各部波形図、第４図（Ａ），（Ｂ）は電源電圧の変動に
対応して三角波の傾斜角及びピーク値を変化せしめる動
作を説明するための波形図、第５図はトダンジスタのt
_OFFディレー時間に起因するドライブ段のパワートラン
ジスタの同時ON防止回路の回路動作を説明するための各
部波形図、第６図はトランジスタのt_OFFディレー時間に
ついて説明するための図、第７図は同時ON防止回路の他
の実施例を示すブロック図、第８図は第７図の回路動作
を説明するための各部波形図、第９図は逆起電力吸収用
ダイオードでの逆起電力によるエネルギー損失に起因す
るゲインの変化を示す図、第10図は逆起電力吸収用ダイ
オードでの逆起電力によるエネルギー損失分を補償する
補償回路の回路動作を説明するための波形図、第11図は
かかる補償回路の入出力特性を示す図、第12図はかかる
補償回路の他の実施例を示すブロック図、第13図は従来
例及びその動作を説明するたの図である。主要部分の符号の説明１……第１の定電流源２……第２の定電流源 3,9……比較回路８……三角波生成回路 15,16……補償回路 17……プリドライブ回路 18……モータドライブ回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者小林公人埼玉県川越市大字山田字西町25番地１パイノニア株式会社川越工場内 (72)発明者並木章男埼玉県川越市大字山田字西町25番地１パイノニア株式会社川越工場内審判の合議体審判長逸見輝雄審判官鈴木朗審判官立川功 (56)参考文献特開昭60−153219（ＪＰ，Ａ)

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】駆動信号信号レベルに応じたパルス幅の駆
動パルス信号を生成するパルス生成手段と、正及び逆方向の駆動電流を負荷に供給する駆動電流供給
手段とを有し、前記負荷を正逆方向にスイッチングする駆動するPWM
（パルス幅変調）駆動回路であって、前記パルス生成手段は、所定基準レベルを中心とし、所
定の最大値及び最小値をピーク値とする互いに逆相の２
相の三角波信号を発生する手段（８）と、前記駆動信号が前記２相の三角波信号のいずれよりも大
きいとき第１信号を出力し、駆動信号が２相の三角波信
号のいずれよりも小さいとき第２の信号を出力する比較
手段（９）と、前記駆動信号の所定基準レベルに対する極性を判別し、
三角波信号のピーク毎に反転信号を出力する反転手段
（４）の信号により三角波のピーク以後に正方向許可信
号または逆方向許可信号を発生する極性判別手段（12）
と、前記比較手段と極性判別手段よりの各出力信号を入力と
して、前記正方向許可信号が発生しているときに前記第
１信号を前記負荷の正方向に対応する駆動パルス信号と
して出力し、前記逆方向許可信号が発生しているときに
前記第２信号を前記負荷の逆方向に対応する駆動パルス
信号として出力する駆動パルス発生手段（13、14）とを
備え、前記駆動電流供給手段は、前記２つの駆動パルス信号に
応じて正及び逆方向の駆動電流を供給することを特徴と
するPWM駆動回路。