JPH0761023B2 - 干渉補償回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明はディジタル通信方式においてディジタル信号が
受ける他方式からの干渉を除去する干渉補償回路の構成
に関するものである。

（従来の技術） 従来の基本的な干渉補償回路の構成例を第５図に示す。

主アンテナ１から受信した主信号は合成回路３に入力さ
れる。一方、補助アンテナ２から受信した干渉信号は可
変振幅位相回路４で主信号中にもれ込んだ干渉成分とほ
ぼ等振幅、逆位相となるように設定され、その信号は合
成回路３に入力される。合成回路３の出力は、完全に消
去できなくて残留している干渉信号と補助アンテナ出力
の干渉信号との相関をとる相関器６に通し、その出力を
積分器５に通して、可変振幅位相回路を制御している。
制御ループは、残留干渉信号と、干渉信号との相関が最
小となるように動作する。ここで、相関器６の入力信号
は振幅および位相を含む複素信号であり、可変振幅位相
器４も複素量として扱っている。

（発明が解決しようとする問題点） 実際には合成回路３の出力中の残留干渉成分を抽出する
誤差信号発生回路の実現が重要な課題である。

本発明は第５図の原理的回路構成の制御部分を具体化し
たもので主信号中に残留する干渉成分をとり出す誤差信
号発生回路としては主信号用復調器自身を用い、また干
渉信号の直交位相検波器出力を用いて両出力信号の相関
検出をおこない可変振幅回路、可変位相回路の振幅およ
び位相の制御情報を得るもので、干渉補償回路の簡易な
回路構成を提供することを目的とする。

（問題点を解決するための手段） 本発明では、主信号中に含まれる残留干渉成分と干渉信
号との相歓をとり振幅と位相の制御情報を得る具体的手
段として、残留干渉成分および干渉信号を同相分および
直交分にそれぞれ分解するため受信した主信号を直交位
相同期検波する復調器を通し、その出力から同相および
直交成分の誤差情報を得る。また、干渉信号を主信号用
復調器で再生した搬送波を用いて直交位相検波をおこな
い同相および直交分の信号成分を得る。

そして、お互い誤差信号と干渉信号の同相成分どうし、
また直交成分どうしの間で相関をとり積分器に通すこと
により可変減衰器の制御情報を得る。また、誤差信号と
干渉信号について同相分と直交分または直交分と同相分
との間で相関をとり積分器に通すことにより可変移相器
の制御情報を得る。従って、可変減衰器および可変移相
器を制御するため、誤差信号と干渉信号を同相分および
直交分に分解した後、相関検出する点とその制御回路を
するために必要な外部負荷回路としては、干渉信号を直
交位相検波する直交検波器と相関検出するための乗算器
および積分器だけでよい点を特徴とする。

（実施例） 本発明の具体的な一実施例を第１図に示す。主アンテナ
１から受信した主信号は帯域フィルタ２を通って後周波
数変換器３を通りIF信号に変換される。一方、主信号に
含まれる干渉信号成分だけを受信する補助アンテナ４か
ら受信した干渉信号は帯域フィルタ５を通り主信号側と
共通の局部発振器７により周波数変換６されIF信号に変
換される。この干渉信号は可変減衰器８および可変移相
器９を通り、分配器10により２分配され一方は制御部へ
もう一方は主信号と合成するための合成器11に入力され
る。ここで合成する以前の主信号は次式で表わされる。

ここでは主信号として16QAM信号を考える。従ってa_k,b_k
＝｛±1,±３｝ｒ（ｔ）は系全体のインパルス応答であ
り、ナイキスト伝送系を仮定すればｒ（０）＝1,r（k
T）＝０ただしｋ≠０の整数、Ｔはクロック周期、ω_１
は主信号の搬送波角周波数である。また干渉成分として
はCW波を考えており、ｒはその振幅、θは位相、ω_２は
干渉成分の各周波数である。

一方、分配器10の出力の信号は正常に制御されていれば
次式で表せる。

ただし、Δr,Δθは十分小さい値と考えてよい。

式（１）および（２）を加算した結果、主信号に含まれ
る残留干渉成分は第２図のベクトル図のようになる。残
留干渉を含む主信号を復調器100により同期検波12,13し
た後、高調波成分除去フィルタ14,15を通すことにより
同相および直交の復調信号が得られ次式となる。

一方、分配器10出力の干渉信号は直交位相検波器22,23
により主信号復調器で再生された搬送波で検波され好調
波除去フィルタ24,25通過後次式で与えられる同相分お
よび直交分を得る。

i₂（ｔ）＝（ｒ＋Δｒ）・cos（Δωｔ＋θ′ ＋Δθ＋π）≒−ｒ・cos（Δωｔ＋θ′） （５） q₂（ｔ）＝（ｒ＋Δｒ）・sin（Δωｔ＋θ′ ＋Δθ＋π）≒−ｒ・sin（Δωｔ＋θ′） （６） ここで、Δωはω_１とω_２の差を表わしている。

θ′は初期位相差である。主信側の復調信号に対し、識
別回路16,17出力と識別回路入力信号との差をとる回路1
8,19を通すことにより残留干渉成分だけをとり出すこと
ができ、同相および直交の誤差信号は次式となる。

E_i（ｔ）＝−Δｒ・cos（Δωｔ＋θ） ＋ｒ・Δθ・sin（Δωｔ＋θ） （７） Eq（ｔ）＝−Δｒ・sin（Δωｔ＋θ） −ｒ・Δθ・cos（Δωｔ＋θ） （８） ここで式（７），（８）で表わされる誤差成分と式
（５），（６）で表わされる干渉信号に対し相関検出を
おこなうため以下に示す演算をおこなう。すなわち、i₂
（ｔ）とE_i（ｔ）の積27またはq₂（ｔ）とE_q（ｔ）の積
28の結果を低減フィルタ34に通すことにより次式が得ら
れる。

i₂（ｔ）×E_i（ｔ）＝q₂（ｔ）×E_q（ｔ） ＝＋ｒ・Δｒ・cos（θ−θ′） （９） 第１図では制御ゲインをかせぐため27の積と28の積との
和をとって制御信号としている。また、q₂（ｔ）とE
_i（ｔ）の積29またはi₂（ｔ）とE_q（ｔ）の積30の逆符
号の結果を低減通過フィルタ33に通すことにより次式が
得られる。なお、低減通過フィルタ33,34は各々積分器
として作用する。

q₂（ｔ）×E_i（ｔ）＝−i₂（ｔ）×E_q（ｔ） ＝−r²・Δθ・cos（θ−θ′） （10） 同様に、制御ゲインをかせぐため29の積と30の積との差
をとって制御信号としている。ここでθおよびθ′は初
期位相であり、その変動量はほとんど考えなくてよいた
めθ＝θ′となるよう初期調整しておけば式（９）より
Δｒ、また式（10）よりΔθとそれぞれ比例関係になり
式（９）の結果で可変減衰器の振幅を、また式（10）の
結果で可変移相器の位相を制御可能となる。第１図の10
1は制御回路を示している。従って、Δr,Δθは最適に
制御され主信号に含まれる残留干渉成分は最小となる。

次に本発明の別の具体的実施例を第３図に示す。主信号
および干渉の源信号を主信号の復調器で再生した搬送波
で両信号は直交位相検波され、高調波除去フィルタを経
てそれぞれ同相および直交成分の復調出力を得るまでは
第１図の実施例と全く同じである。主信号の復調された
信号は識別器16,17で識別され、その出力と識別器入力
信号との差18,19をとりその結果を２値化することによ
り主信号に残留している干渉成分の極性を得ることがで
きる。具体的には第４図に示すように、16QAMの復調信
号である４値信号をA/D変換器に通すことにより上位２
ビットは識別データとなり、上位３ビット目が誤差信号
の極性、すなわち残留干渉成分の極性を示している。第
３図では、減算器18,19の出力はいわば上位３ビット以
降の情報を含んでいるが、この出力の極性が上位３ビッ
ト目に相当する。極性は２値だから、例えば正極性をパ
ルスの“1"、負極性を“0"に対応させれば18,19の出力
を排他的論理和29に入力できる。クロック周期Ｔごとに
サンプリングされた誤差信号の極性は次式で表わされ
る。

sgn｛E_i（mT）｝＝sgn｛−Δｒ・cos（Δω・mT＋θ） ＋ｒ・Δθ・sin（Δω・mT・θ）｝ （11） sgn｛Eq（mT）｝＝sgn｛−Δｒ・sin（Δω・mT＋θ） −ｒ・Δθ・cos（Δω・mT＋θ）｝ （12） 一方、干渉の源信号の直交検波された出力の極性をとる
回路27,28を通すことにより次式で与えられる。ただ
し、サンプリングタイミング主信号用復調器で再生され
たタイミング信号を用いる必要がある。

sgn｛i₂（mT）｝＝−sgn｛cos（Δω・mT＋θ′）｝（1
3） sgn｛q₂（mT）｝＝−sgn｛sin（Δω・mT＋θ′）｝（1
4） 式（５），（６）に比べると、上記の右辺でｒが抜けて
いるが、上式は式の符号をとるだけであり、ｒは正だか
らこれを省略しても誤りではない。

ここでsgn｛E_i（mT）｝,sgn｛E_q（mT）｝,sgn｛i₂（m
T）｝およびsgn｛q₂（mT）｝に対して以下の演算をおこ
なう。すなわちsgn｛i₂（mT）｝とsgn｛E_i（mT）｝のデ
ィジタル的乗算、すなわち排他的論理和29をとり低減通
過フィルタ38を通すことにより次式を得る。

sgn｛i₂（mT）｝×sgn｛E_i（mT）｝ ＝−sgn｛−Δｒ・cos（θ−θ′） ＋ｒ・Δθ・sin（θ−θ′）｝ （15） 同様に sgn｛q₂（mT）｝×sgn｛E_q（mT）｝ ＝−sgn｛−Δｒ・cos（θ−θ′） ＋ｒ・Δθ・sin（θ−θ′）｝ （16） 同様に sgn｛q₂（mT）｝×sgn｛E_i（mT）｝ ＝−sgn｛Δｒ・sin（θ−θ′） ＋ｒ・Δθ・cos（θ−θ′）｝ （17） 同様に −sgn｛i₂（mT）｝×sgn｛E_q（mT）｝ ＝−sgn｛Δｒ・sin（θ−θ′） ＋ｒ・Δθ・cos（θ−θ′）｝ （18） ここで前回同様θθ′とおくと sgn｛i₂（mT）｝×sgn｛E_i（mT）｝ ＝sgn｛q₂（mT）｝×sgn｛E_q（mT）｝ ＝＋sgn（Δｒ） （19） sgn｛q₂（mT）｝×sgn｛E_i（mT）｝ ＝−sgn｛i₂（mT）｝×sgn｛E_q（mT）｝ ＝−sgn（Δθ） （20） 従って、式（19）により可変減衰器８の振幅を、また式
（20）により可変位相器９の位相を制御可能である。10
1の制御回路では式（16）および式（17）の結果は同じ
であり、また式（17）および式（18）の結果は同じであ
るため制御ゲインを向上する目的で両信号を加算する例
を示している。

以上、第１図および第３図に示す回路ではIF帯の可変減
衰器、可変移相器により補償する場合の例を示したが、
RF帯の可変減衰器、可変移相器で補償する場合も同じで
ある。

また、干渉信号としてCW波を例にとり説明したが、それ
以外の任意の変調信号に対しても同様、干渉成分と同一
の干渉源を別アンテナで受信しているため同じ回路構成
で干渉補償が可能である。

ここで、補助アンテナより受信した干渉信号を可変移相
器に通した後、一方を直交位相検波器へ、他方を可変減
衰器に通した後、主信号と合成すること、すなわち可変
減衰器を通す前で干渉信号を分岐する構成も考えられ
る。このようにすると、直交位相検波器に入る干渉信号
レベルは、可変減衰器の前段でとっているため、一般に
前述の場合に比べ高い。従って位相検波の際、感度を向
上することができる。可変減衰器前段での干渉信号の振
幅は式（２）の（ｒ＋Δｒ）≒ｒの代りに別の値ｒ′と
すれば、ｒ′,rは共に正の値であり、式（９），（10）
および式（19），（20）は同様に成り立つことは明らか
である。ゆえに、原理的にも振幅および位相を制御可能
である。

（発明の効果） 以上説明したように、本補償回路では、主信号に混入し
た干渉信号を別のアンテナにより干渉の源信号を受信
し、主信号中の干渉成分と等振幅、逆位相で加算してい
るため干渉信号の変調方式によらず任意の信号に対し
て、十分な補償効果を得ることができ、また主信号中に
残留した干渉成分を抽出する誤差信号発生回路としては
主信号用復調器をそのまま用いる。従って、新たに付加
する回路としては干渉信号を直交位相検波する直交位相
検波器と、その出力と誤差信号発生回路出力との相関を
とるアナログ乗算器、またはディジタル乗算器（排他的
論理和回路）と積分用低域通過フィルタだけでよく、上
述の回路を用いる簡易な回路構成で可変減衰器および可
変移相器を制御する制御回路を構成可能であるという利
点を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例を示す図、第２図は残留干渉信
号のベクトル図、第３図は本発明の別の実施例を示す
図、第４図は多値（４値）識別回路（誤差信号発生回
路）の入出力関係図、第５図は従来の干渉波補償回路で
ある。 符号の説明（第１図） １……主アンテナ、2,5……帯域フィルタ、 3,6……周波数変換器、４……補助アンテナ、 ７……受信局部発振器、８……可変減衰器、 ９……可変移相器、10……分配器、 11……合成器、12,13,22,23……検波器、 21,26……90゜移相器、20……再生搬送波、 14,15,24,25……低減フィルタ、 16,17……識別回路、18,19……減衰器、 27,28,29,30……乗算器、 31……加算器、32……減衰器、 33,34……積分器、100……復調器、 101……制御回路、 102,103……誤差信号発生回路。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】主信号受信用の主アンテナと、干渉信号受
   信用の補助アンテナと、該補助アンテナ出力の振幅およ
   び位相を可変するお互いに縦続に接続された可変位相回
   路および可変振幅回路と、該可変位相回路及び該可変振
   幅回路により位相および振幅を制御された干渉信号と該
   主アンテナ出力とを合成する合成回路（11）と、該合成
   回路の出力を入力信号として、再生した基準搬送波を用
   いて同相成分および直交成分に分解する第１の直交位相
   同期検波器（12,13）と、同相成分および直交成分の該
   直交位相検波器の出力をそれぞれ入力信号とし合成回路
   の出力に残留する干渉成分を検出する２つの誤差信号発
   生回路（102,103）と、 前記干渉信号を同相成分および直交成分に分解するた
   め、該干渉信号を入力信号とし前記直交位相同期検波器
   （12,13）と共通の基準搬送波を用いて直交位相検波す
   る第２の直交位相検波器（22,23）と、干渉信号の直交
   位相検波器（22,23）の２つの出力信号と前記誤差信号
   発生回路（102,103）の２つの出力の各々との相関をそ
   れぞれ独立にとる少なくとも２個以上の乗算器（27,28,
   29,30）とを有し、 前記直交位相検波器（22,23）の２つの出力と前記誤差
   信号発生回路（102,103）の２つの出力のお互いに同相
   成分どうしの相関、直交成分どうしの相関、または前記
   各相関の和を積分した信号を前記可変振幅回路の制御信
   号とし、 前記直交位相検波器の同相成分の出力と前記誤差信号発
   生回路の直交成分の出力との相関、前記直交相検波器の
   直交成分の出力と前記誤差信号発生回路の同相成分の出
   力との相関、又は前記各相関の差を積分した信号を前記
   可変位相回路の制御信号とすることを特徴とする干渉補
   償回路。
2. 【請求項２】主信号受信用の主アンテナと、干渉信号受
   信用の補助アンテナと、該補助アンテナ出力の振幅およ
   び位相を可変するお互いに縦続に接続された可変位相回
   路および可変振幅回路と、その出力を前記主アンテナの
   出力と合成する合成回路（11）と、前記可変位相回路と
   前記可変振幅回路との間に挿入され可変位相回路の出力
   を分岐する２分配器と、前記合成回路の出力を入力信号
   として、再生した基準搬送波を用いて同相成分および直
   交成分に分解する第１の直交位相同期検波器（12,13）
   と、同相成分および直交成分の該直交位相検波器の出力
   をそれぞれ入力信号とし合成回路の出力に残留する干渉
   成分を検出する２つの誤差信号発生回路（102,103）
   と、 前記干渉信号を同相成分および直交成分に分解するた
   め、前記２分配器の分岐出力信号を入力信号とし前記直
   交位相同期検波器（12,13）と共通の基準搬送波を用い
   て直交位相検波する第２の直交位相検波器（22,23）
   と、直交位相検波（22,23）の出力信号と前記誤差信号
   発生回路（102,103）の２つの出力との相関をそれぞれ
   独立にとる少なくとも２個以上の乗算器（27,28,29,3
   0）とを有し、 前記直交位相検波器（22,23）の２つの出力と前記誤差
   信号発生回路（102,103）の２つの出力のお互いに同相
   成分どうしの相関、直交成分どうしの相関、又は前記各
   相関の和を積分した信号を前記可変振幅回路の制御信号
   とし、 前記直交位相検波器の同相成分の出力と前記誤差信号発
   生回路の直交成分の出力との相関、前記直交位相検波器
   の直交成分の出力と前記誤差信号発生回路の同相成分の
   出力との相関、又は前記各相関の差を積分した信号を前
   記可変位相回路の制御信号とすることを特徴とする干渉
   補償回路。